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JPS61254026A - 交流出力変換装置の並列運転制御装置 - Google Patents

交流出力変換装置の並列運転制御装置

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Publication number
JPS61254026A
JPS61254026A JP60092691A JP9269185A JPS61254026A JP S61254026 A JPS61254026 A JP S61254026A JP 60092691 A JP60092691 A JP 60092691A JP 9269185 A JP9269185 A JP 9269185A JP S61254026 A JPS61254026 A JP S61254026A
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JP
Japan
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current
control method
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隆夫 川畑
重紀 東野
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Mitsubishi Electric Corp
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Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
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    • H02J3/46—Controlling of the sharing of output between the generators, converters, or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔麦茶上の重用分野〕 本発明は複数台の交流出力変換装置を共通の負荷に対し
て並列運転する電源システムの交流出力変換装置の並列
運転制御方式に関する０〔従来の技術〕 第５図は例えば特公昭５３−３６３３フ号及び特公昭５
６−１３１０１号に示された従来の交流出力変換装置の
並列運転制御方式を示すものである０ 図において１号インバータ１は図示を省略した同一構成
の２号インバータ２と共に出力母線３を通して並列運転
を行い負荷４に電力を供給している０ １号インバータ１はインバータ本体１００、出カドラン
ス１０１．フィルタ用リアクトＮ１０２゜フィルタ用コ
ンデンサ１０３を主要構成要素とし、直流電源５の電力
を交流に変換し、出力開閉器１０４を通して出力母線３
へ接続されている。
次に動作について説明する。
ｆず、１号インバータ１と２号インバータ２とが並列運
転を行うためには、１号インバータ１の出力電流工□か
らＣＴ（変流器）１０６によシ検出信号１１．を得る。
同じく２号機から得られた検出信号Ｉ２＆との差、即ち
横流に相当する信号ΔＩを横流検出器１０７により得る
。次に移相器１０８によシ、直交する２つの電圧ベクト
ルＥムとＥＢを作り、前記Δｌ信号から演算回路１０９
，１１０によりそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電
力対応成分Δｐｔ−得る。インバータは電圧設定回路　
　　１１１１と電圧帰還回路１１２の信号にもとづき。
電圧制御回路１１３が、ＰＷＭ回路１１４をかいして、
インバータ本体１００のパルス巾変調を行ない、内部発
生電圧を制御する。
一方前述の無効電流対応成分ΔＱは電圧制御回路１１３
へ補助信号的に与えられ、インバータ本体１０Ｇの内部
発生電圧を数チ程度調節することにより、無効電力対応
成分ΔＱを零にするように動作する。
一方前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬＬ回路を構成す
るアンプ１１５を通し、基準発揚器１０５の周波数の微
調整を行なうことによりインバータ本体１００の内部発
生電圧の位相を制御し、該ΔＰを零にするように動作す
る。
このようにして、電圧と位相とを制御することによル、
無効及び有効電力対応成分ΔＱとΔＰとをともに零にす
ることによって、２台のインバータ間の横流がたくな９
．安定な負荷の分担が行なわれる。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来の交流出力変換装置の並列運転制御方式は以上のよ
うに構成されでいるので、並列運転方式を適用したイン
バータシステムが、予定通り正常に運転するか否かを試
験・点検することが必要でこれが正常に運転するか否か
は第５図の１号及び２号インバータ１と２とを出力母線
３に接続し。
実際に運転してみるしか方法はない。しかし衆知の通り
一般のインバータは過電流耐量が１５０チ程度しかない
ため、第５図のシステムを実際に運転しながら制御回路
の異常の有無を調査した〕、制御の応答性を調節し念り
することは非常に困難であるという問題点があった。
それは、実際には第５図の制御回路のそれぞれの要素を
完全に試験調整し、ま九、要素間の配線の誤９なども皆
無であることを確認したのち始めて第５図のシステム全
体の運転試験を行う。このように充分慎重な確認の上並
列運転を行なっても、予想外の不良により過大な横流が
流れ、インバータが転流失敗して損傷を受けることが少
くない〇このことは故障（４ＩＫ再現性の悪い時々発生
する接触不良などの故障）が生じ大ときの調査や定期点
検などの作業が非常に困難であることを意味する０ ｆた、高調波横流による制御不能現象ではそれぞれのイ
ンバータの出力電流エエに含まれる予想外の高調波横流
によシ、検出された横流信号ΔＩに大きな比率の高調波
が含まれ、それが電流の直交成分の検出に誤差を与え、
制御不能になる等の問題点があり九。
本発明は上記のような問題点を解決する念めに成された
もので実際に主回路を並列運転することなく、制御回路
のみで並列運転制御の試験調整を可能とし、ま九主回路
間の高調波横流が存在しても安定な並列運転の負荷分担
を可能とする交流出力変換装置の並列運転制御方式を提
供することを目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明に係る交流出力変換装置の並列運転制御方式は
複数台の可制御電圧、及び可制御周波数の交流出力変換
装置を共通の負荷に対して並列運転する九め、谷、々の
変換装置の少くとも１つの変換ポールの出力端子から第
１のインピーダンス要素を介して他の全ての変換装置の
第２のインピーダンス要素を介した出力端子とを相互に
並列接続して模擬母線に接続すると共に、前記第２のイ
ンピーダンス要素に流れる電流が所定の値になるように
各々の変換装置の電圧と周波数とを制御するようにした
ものである。
〔作用〕
この発明に係る交流出力変換装置の並列運転制御方式に
よれば、１号及び２号インバータに共通の負荷を駆動す
る出力母線以外に第２のインピーダンス要素を介し光模
擬母線を設け、該模擬母線同志を前記第１及び第２イン
バータ間で互いに接続し、負荷電流を含まない横流のみ
が流れる該模擬母線の電流を検出して出力変換装置間の
電流バランスを制御する。
〔音今台実施例〕
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示し間第１
図において、インバータ本体１００の出力端子にトラン
ス１２０を接続する。そして、そのトランス１２０の２
次側にリアクトル１２１（第２のインピーダンス要素）
とスイッチ１２２を通し℃模擬母線Ｔへ接続する。
ここで、トランス１２０は、インバータ１００の容量が
数十ＫＶＡ程度のものであっても、数百ＶＡ程度の小形
のもので良い。！！九七の２次側の電圧は自由に選定す
ることが出来るので、例えば１ｏｏｖに選定される。
次に動作について説明する。
インバータ本体１００の定格電流に対応して。
リアクトル１２１の定格電流相当電流をＩＡとすると１
本体のリアクト／１１０２（第１のインピーダンス要素
）とトランス１０１の合成インピーダンスが仮りに１０
％とすれば、リアクトル１２１とトランス１２０の合成
インピーダンスは１０Ωに設定される。また両者のイン
ピーダンス戸も出来るだけ合わせることが望ましい。
このように設定すると、第１図の模擬母線Ｔへ接続され
た回路は、並列運転を行う主回路に対し。
それから負荷とフィルタのコンデンサを除外し念モデル
を構成している。即ち、主回路の等価回路は第３図ａで
示されるが５モデＮｔｆｉ同図すの等価回路で表わされ
る。第３図ａの場合には電流１１に負荷電流と横流の両
者が含まれるが、同図すの場合には横流だけであるので
、第５図の横流検出回路１０７ｔ−設けることなく、横
流△Ｉに対応する第１図の電流工□。を得ることができ
るので、ＣＴ１２３により例えばｌＡ１０．ＩＡに変換
して、横流信号Δ工とし、以後第５図の説明と同じ制御
動作を行なわせることができる。
また、第２図は第１図の要部の波形図を示したもので、
Ｌは基本波横流成分、ｂは基本波横流によるへＰｇｉ号
、Ｃは基本波横流による△Ｑ傷信号ｄは第５詞波検流成
分ｓ　ｅｎｄ第５ｐｉ波による△Ｐ信号、ｆは第５調波
による△Ｑ傷信号夫々示す。
但し△Ｐは有効電力対応成分、ΔＱは無効電力対応成分
である。
第４図に他の実施例を示す。簡単のため、第１図と同一
の部分は省略し、横流対応信号の検出部分だけの回路図
を示す。ここではＵ、Ｖ、Ｗ相の変換ポール１３４，１
３５，１３６のうち該１３４とコンデンサ１３２，１３
３とで構成した直流電源の中点Ｎの間にトランス１２０
の一次を接続し。
υ相を代表相として取扱っている。
また、第５図と同一の符号は同一機能を表わすので説明
を省略する。そして第４図では主回路との相似性をよ）
高めるため、フィルタコンデンサ１０３に相当するコン
デンサ１２５を設けている。
また、２号インバータ２の同じコンデンサとの共振を防
ぐため、ダンピング抵抗１２６を設けている。このダン
ピング抵抗１２６は図示の抵抗１２４のように、スイッ
チ１２２と直列に設けることもできる。
尚、必要に応じ、主回路にはない共振フィルタ用のリア
クトル１３０とコンデンサ１３１を設けることにより、
高調波をさらに充分に除去し、高調波の影響を受けない
制御信号を得ることが容易となる。
以上説明した第４図の構成は、第１の特長と、して制御
回路を試験調整するとき出力開閉器１０４を閉じ鼠こと
なく、スイッチ１′２２だけを閉じて模擬母線７を通し
て、あらかじめ並列運転の予備試験を行うことができる
ため試験調整や点検が容易となるという大きな利点を実
現できる。
また、第２の特長としてはインバータの主回路のフィル
ターコンデンサ１０３相互間に流れる高調波横流の影響
を受けない信号を検出することができるので、安定な制
御系の設計が容易である。
そして、上記の例でｉｌ、インバータの主回路は３相で
あるが、模擬母線回路は単相である。仁れは通常の場合
、インバータポール相を別個に制御せず、一括制御する
ので、負荷バランスは代表とする一相について行なえば
よいためである。なお、３相全てＫついて、第４図に示
す回路を設ければ。
よシ速応性に優れた負荷バランスを行うことが可能であ
る。
なか、上記説明では、同じ定格の定電圧定周波・正弦波
出力の電圧形インバータを例に説明し九　　　〇が、本
発明の原理Ｆｉ、電流形インバータやサイグロコンバー
タなど、他の形式の変換装置にも全く同様に適用しうる
。また、定周波でなく、可変周波数・可変電圧の矩形波
出力インバータにも適用しうるし、異なる容量の変換装
置の間にも適用し、うろことは云うまでもない０ 〔発明の効果〕 以上のよ５ＫＣの発明によれば主回路を直列に接続する
ことなく、並列運転用制御回路の試験調整ｔ−看なうこ
とができるとともに、主回路相互間の高調波横流の影響
を受けない制御回路を掛は算器を用いず、同期整流回路
によって構成することができるので制御回路が安価に構
成できて高信頼度化が実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の一実施例のシステム構成を示すブロ
ック図、第２図は横流の直交成分を検出する第１図の回
路の要部の説明図、第３図は第１図の原理を説明するた
めの等価回路図、第４図は本発明の他の実施例を示す回
路図、第５図は従来の代表的実施例を示すプルツク図で
ある０図において、１は１号インバータ、２は２号イン
バータ％３は出力母線、４は負荷、５と６は直流電源、
７は模擬母線、１００はインバータ本体。 １０１は出カドランス、１０２はフィルタ用リアクトル
、１０３はフィルタ用コンデンサ、１０６はＣＴ、１０
７は横流検出回路、１２０はトランス、１２１はリアク
トル、１２２はスイッチ、１２３はＣＴ、１２５と１３
１は高調波フィルタ用コンデンサ、１３Ｇは共振フィル
タ用リアクト／ｌ／、１２４と１２６はダンピング抵抗
、１３４，１３５及び１３６はインバータポールである
。 特許出願人　　三菱電機株式会社 第２図 第３図 １０３：フィルタ用コンテ゛Ｓ／＋ｙ 手続補正書（自発）

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）複数台の可制御電圧及び可制御周波数の交流出力
    変換装置の第１のインピーダンス要素を介して共通の出
    力母線の負荷を並列運転する交流出力変換装置の並列運
    転制御方式において、前記夫々の交流出力変換装置の少
    くとも１つの変換ポールの出力端子から第２のインピー
    ダンス要素を介して全ての交流出力変換装置の該第２の
    インピーダンス要素を介した出力端子に互いに並列に模
    擬母線を介して接続すると共に、前記第２のインピーダ
    ンス要素に流れる電流が所定の値に保持されるように前
    記夫々の交流出力変換装置の電圧と周波数とを制御する
    ようにしたことを特徴とする交流出力変換装置の並列運
    転制御方式。
  2. （２）前記第２のインピーダンス要素として、絶縁トラ
    ンスとリアクトルとを用い、前記模擬母線に対して各々
    の交流出力変換装置を絶縁して接続するようにしたこと
    を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の交流出力変換
    装置の並列運転制御方式。
  3. （３）前記各々の交流出力変換装置から模擬母線に流入
    する電流が零となるように前記各々の交流出力変換装置
    を制御するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
    第１項記載の交流出力変換装置の並列運転制御方式。
  4. （４）前記各々の交流出力変換装置の第２のインピーダ
    ンス要素に流れる電流を主に電圧により変化する成分と
    、主に位相により変化する成分との２成分に分解し、前
    記夫々の成分について他の交流出力変換装置の同一成分
    とバランス制御することを特徴とする特許請求の範囲第
    １項記載の交流出力変換装置の並列運転制御方式。
  5. （５）前記交流出力変換装置の主回路の出力電流に比例
    する電流を変流器により模擬母線に電流源として与え、
    実負荷の増減に対応して変化する負荷対応電流を前記模
    擬母線に与えるようにしたことを特徴とする特許請求の
    範囲第１項記載の交流出力変換装置の並列運転制御方式
    。
  6. （６）前記模擬母線にコンデンサ及び必要に応じてリア
    クトルからなる高調波フィルタを設け、該高調波フィル
    タの前記コンデンサと他の交流出力変換装置との同一コ
    ンデンサとの共振を防止するため両者のコンデンサ間に
    ダンピング抵抗を直列に設けたことを特徴とする特許請
    求の範囲第１項記載の交流出力変換装置の並列運転制御
    方式。
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