JPS61252722A - 残差エコ−除去方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は伝送技術に関し、さらに詳しくいえば、音声伝
送ネットワークにおけるエコーキャンセラに関するもの
である。

Ｂ、従来技術およびその問題点 電話通信は、普通、双方向性の２線式回線および一対の
単方向性２線式回線を介して行われている。これら２つ
のタイプの回線の接合はハイブリッド回路によりなされ
る。ハイブリッド回路は。

平均化されたラインインピーダンスで平衡にされている
ので、２つの単方向性経路を互いに完全に分離すること
はできず、したがってエコー信号が発生する。呼出しが
局地的な場合は、これらのエコーが会話を妨害すること
はない。しかしながら、４線式経路において遅延がある
場合（たとえば衛星通信やディジタルエンコーディング
の場合）は。

音声の質を向上させるためエコーをキャンセルする必要
がある。

普通、一方の単方向経路の信号を解析してエコー信号の
レプリカを動的に再生しこれを他方の単方向経路の未処
理の信号から減することによってエコーをキャンセルす
る。一般的に、エコーの伝わる距離が大きくなる程、信
号を解析すべき期間も長くなる。ハイブリッド伝達関数
を近似する場合、有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）デ
ィジタルフィルタを用いることが多い。これは上記エコ
ーレプリカを合成するのに役立つ。このフィルタの各係
数は、傾斜法を用いて、受信信号とエコーをキャンセル
した後の送信信号との相関を決定するように適合された
ものである。エコー経路は時間的にいうと３２ミリ秒の
長さになることがあるので、この場合フィルタの遅延線
はサンプリングレートを８キロヘルツと仮定すれば２５
６個のタップを有する必要がある。したがってエコーキ
ャンセラを実現するには、強力な処理能力が必要である
。

実際には、再生されるレプリカは幾つかの理由からエコ
ーそれ自体の近似でしかないのが普通である。たとえば
、無限に長いディジタルフィルタを用いたとしても、フ
ィルタの精度はその係数の符号化の精度と密接に関係す
る。有限の長さを有するフィルタを使うのは一般的には
経済的な理由による。これを使うと、エコーとその再生
レプリカとの差は大きくなる。後で述べるように、ＦＩ
Ｒは要求される計算量を限定しそれをフィルタリング手
段の最も重要な部分に割り当てるため一様な遅延と協働
する場合もある。

一般的に、エコー経路は一様な遅延とその後に続く短イ
ンパルス応答で近似することができるということが、１
９８３年６月３０日付のヨーロッパ特許出願第８３４３
００２３８号に開示されて今る。この一様な遅延が決ま
れば、ハイブリッドインパルス応答は１６個ないし４８
個のタップを有する短いＦＩＲフィルタで近似すること
ができ、これによりエコーをキャンセルするのに必要な
処理量が大幅に減る。一様な遅延を正確に決定する　　
゛場合には、高速始動プロシージャが用いられる。

これはトレーニングシーケンスに基づくものである。そ
の結果、一様な遅延が求められてエコーキャンセラフィ
ルタの係数が通話のはじめに初期設定される。この初期
設定は２００ミリ秒より短い時間でなされる。その後、
残りの通話の間にハイブリッドの平衡化の急激な変化が
おきないようその間、標準的な傾斜更新手法が用いられ
る。実際、短いＦＩＲフルイタを使えば処理量は少なく
なるけれともその反面、残差エコーが生ずる。多くの場
合、この残差エコーは音響的には容認できるものである
が、エコーパケットの伝送がネットワークにおいてトラ
フィックおよびフリーズアウト（ｆｒｅｅｚｅ　−ｏｕ
ｔ）の確率を大きくする限りは、耐えられないことが多
い。

したがって本発明の目的はこの残差エコーを除去するこ
とにある。

Ｃ０問題点を解決するための手段 この目的を達成するため、ディジタルフィルタを用いて
エコー信号のレプリカを生成し該エコー信号を相殺する
ような伝送システムにおいて残差エコー信号を除去する
本発明の方法は、受信信号のエネルギおよび送信信号の
エネルギを測定してこれら両エネルギが所定の関係を満
たす場合に送信信号の伝送を停止するようにしたことを
特徴とするものである。

以下、本発明の作用を実施例と共に説明する。

Ｄ、実施例 はじめに本発明の基づ〈実施例の概要を説明する。実施
例は、エコー信号のレプリカをフィルタで生成しこれを
エコー信号から減することにより該エコー信号を部分的
にキャンセル（相殺）するような伝送システムにおいて
残差エコー信号を除去しようとするものである。実施例
によれば、受信信号のエネルギおよび送信信号のエネル
ギを測定しこれら両エネルギの比と所定のしきい値とを
比較して切換情報を生成し、該切換情報に基づいてエコ
ー経路の切換を制御する。上記しきい値は。

エコーレプリカの生成を考慮せずに、たとえばエコー経
路のインパルス応答によって供給される情報で決定され
る。以下１図面を参照しながら本実施例を説明する。

第４図は２−４線式回線におけるエコーキャンセラの実
際例を示す図である。前述の如く、このｍｔｔ、一様な
遅延りに接続された短いエコーキャンセラフィルタＧを
用いることに基づいている。

第４図は、電話機（近端電話機）Ｔｌと電話機Ｔ２（遠
端電話機）を接続する音声伝送ネットワークを部分的に
示すものである。Ｔ１とＴ２との間の経路は、一部は２
線式双方向性回線Ｌ１を介す、　　　るもので、一部は
ハイブリッド回路Ｈを間に有する４線式回線（すなわち
単方向性回線Ｌ２およびＬ３）を介するものである。さ
らに、このネットワークはアナログおよびディジタル伝
送の両方の技術を使用している。たとえばアナログ伝送
は両端の回路（すなわち、Ｔ１とプロセッサ１０との間
の回路およびＴ２とプロセッサ２０との間の回路）で遂
行される。これらプロセッサ間のリンクは、パケット伝
送技術を用いて伝送が行われるようなディジタルリンク
である。Ａ／Ｄ変換およびＤ／Ａ変換は通常の技術を用
いて２つのプロセッサの内部で遂行される。エコーキャ
ンセルのオペレーションもこれらのプロセッサ内で遂行
される。

エコーフィルタはハイブリッド回路Ｈを介してＡ点から
Ｂ点へ至る経路のチャネルを再現して算定されたエコー
信号をＴ１で発生された近端信号から減する線形フィル
タである。このフィルタのタップは傾斜法によって更新
される。

応答がゼロから十分に離れるには、普通、２ないし６ミ
リ秒かかる（すなわち１６個ないし４８個のタップに相
当する；ただしサンプリングレートを８キロヘルツと仮
定した）。エコーキャンセラからハイブリッド回路へ至
る伝送経路には遅延があるので、インパルス応答の非ゼ
ロ領域は時間軸の原点からは始まらず遅れている。した
がって端部経路のチャネルを再現するエコーキャンセラ
は、短いフィルタＧを従えた純粋な遅延りである。

エコーキャンセラに入ってく遠端話者の信号をＸｏｕｔ
　（ｎ）で表わし、出ていく残差エコー信号をＸｉｎ　
（ｎ）で表わすと、 Ｘｉｎ　＝　Ｘｏｕｔ　＊　（Ｈ−Ｇ　Ｄ）　　　　（
１）となるここで傘はたたみ込み演算、Ｈはハイブリッ
ド回路のインパルス応答、ＧＤはＤだけ遅延されたエコ
ー信号のインパルス応答をそれぞれ表わすものとする。

第２図は、時間表現を３つの部分（Ｈｌ、Ｇ、およびＨ
２）に分割したハイブリッドインパルス応答を表わす図
である。Ｇは、初期設定完了後実際にエコーキャンセラ
で補償される近似されたインパルス応答である。Ｈｌは
、一様な遅延りで近似されるインパルス応答である。（
Ｈ１＋Ｈ２）は無視されるインパルス応答である。換言
すれば。

ハイブリッドインパルス応答のうちエコーキャンセラで
補償されない部分である。

一様な遅延りを正確に決める場合、前掲のヨーロッパ特
許出願の如く高速始動プロシージャはトレーニングシー
ケンスを使用することに基づいている。一様な遅延りが
求められて通話のはじめにエコーキャンセラフィルタＧ
の係数Ｐが初期設定される。しかしながらこの不完全な
キャンセルの結果として残るのは、エコー信号の一部が
遠端側に再送されるということである。このエコー信号
は、実際には、遠端信号Ｘｏｕｔ（ｎ）とインパルス応
答とのたたみ込み演算の結果である。上記不完全なキャ
ンセルを図式的に表わすと第３図のようになる０図から
れかるように（Ｈ１＋Ｈ２）は一様な遅延を間に含んで
おり、この遅延は再現フィルタＧと同じ長さである。

Ｈｌ２（ｎ）を、ｎ番目のサンプリング瞬間における残
差がＨ（ｎ）のＨ１部分およびＨ２部分に対応するよう
な（すなわち、Ｈ１２＝Ｈ１＋Ｈ２）残差ハイブリッド
インパルス応答を表わすものとすると、残差エコー信号
は次の式で与えられる。

Ｘｉｎ　＝　　Ｘｏｕｔ　　傘Ｈ１２（２）本実施例に
よれば、残差エコー信号のレベルを求めて伝送の前に近
端信号の最適クリッピングを適用して、偶発的で局在的
な音声についての音声クリッピングをすることなくこの
エコーを除去することができる。

第４図は本発明に基づくシステムの実施例を示す図であ
る。

エコーキャンセラは基本的には以下のように動作する。

Ｄ／Ａ変換部の入力のところの遠端信号Ｘｏｕｔ（ｎ）
は遅延線２１を介してエコーキャンセラ２２へ送られる
。タップの初期設定および更新は前述の傾斜更新法に基
づいて装置２３で行われる。算定されたエコー信号Ｔｉ
ｎ　（ｎ）　、すなわちエコーレプリカのｎ番目の標本
は、装置２４において信号Ｙｉｎ（ｎ）から減ぜられる
。Ｙｉｎ（ｎ）はＡ／Ｄ変換部から出力されるディジタ
ル信号である。

本発明の概念は、この例でいうと、装置２５．２６．２
７．および２８に具体化されている。第１のエネルギ情
報である遠端信号Ｘｏｕｔ（ｎ−Ｄ）のエネルギが、装
置（エネルギ測定装置）２５で２ＩＯミリ秒のサンプリ
ングブロックごとに計算され、Ｅｏｕｔ（ｋ）のシーケ
ンスが生成される。ただしｋはサンプリングブロックの
インデックスである。

Ｅｏｕｔ　＝　　Σ　Ｘ”ｏｕｔ　（ｎ−Ｄ）　　　　
（３）ｎ＝１ この総和オペレーションはパケットの長さＮにわたるも
ので、この例ではＮ＝１６０　（１ブロツクは２０ミリ
秒）である。

第２のエネルギ情報、すなわちエコーキャンセル後の近
端信号Ｘ１ｎ（ｎ）のエネルギ情報置（エネルギ測定装
置）２６で２０ミリ秒のブロックごとに計算され、Ｅｉ
ｎ（ｋ）のシーケンスが生成される。

Ｅｉｎ＝　　Σ　Ｘ”ｉｎ　（ｎ）　　　　　　　（４
）ｎ＝１ 第４図に示すように、偶発的に発生し得る近端話者の信
号をＺｉｎ（ｎ）とすると、信号Ｙｉｎ（ｎ）はＺｉｎ
（ｎ）とエコー信号Ｈ嘲Ｘｏｕｔ（ｎ）との和に等しい
。

Ｙｉｎ（ｎ）＝Ｚｉｎ（ｎ）＋（Ｈ＊Ｘｏｕｔ（ｎ−Ｄ
））　　　（５）エコーキャンセラはこの最後の関係式
の右辺の第２項を近似するものであるから、エコーキャ
ンセル後の信号は次のように書ける。

Ｘ１ｎ（ｎ）＝Ｙｉｎ（ｎ）　−Ｔｉｎ（ｎ）　　　　
（６）ただしＴｉｎ（ｎ）はエコー信号の近似である。

ここで、 Ｔｉｎ（ｎ）＝Ｇ傘Ｘｏｕｔ（ｎ−Ｄ）　　　　　（７
）であるぷら、（５）、（６）、（７）より、Ｘ１ｎ（
ｎ　）＝（Ｈ１２傘Ｘｏｕｔ（ｎ−Ｄ））＋Ｚｉｎ（ｎ
）　　（８）したがってエコーキャンセル後の信号Ｘ１
ｎ（ｎ）は残差エコー信号と信号Ｚｉｎ（ｎ）との和に
等しい。

ここで式（８）の各項のエネルギを計算する。

近端話者および遠端話者に対応する信号Ｚｉｎ（ｎ）お
よびＸｏｕｔ（ｎ）は相関がないから、残差エコーのエ
ネルギをＥＲ１近端信号Ｚｉｎ（ｎ）のエネルギをＳＰ
として次のような関係が成立する。

Ｅｉｎ＝ＥＲ＋ＳＰ　　　　　　　　　　　（９）ＥＲ
＝Σ　（Ｈ１２傘Ｘｏｕｔ）”　（ｎ　−Ｄ　）　（１
０）ｎ＝１ ｓｐ＝Σ　Ｚｉｎ”（ｎ）　　　　　　　　　（１１）
ｎ＝１ ここで式（１０）は次のように書ける。

（ｉ）ＨＩ３またはＥ　ｏｕｔが平坦なスペクトラムを
有する場合： Ｅ　Ｒ＝Ｅｏｕｔ−ＨＲ（１２） ただし、 ｎ＝１　　　　１＝Ｄ　ｔｐ （ｉｔ）ＨＩ３またはＥ　ｏｕｔが平坦なスペクトラム
を有しない場合： Ｅ　Ｒ＜Ｅｏｕｔ−ＭＨＲ（１２）’ ただし、 ここでＴはサンプリングの周期である。

ＭＨＲはＨＩ３のパワースペクトラムの最大値を表わす
、ＨＩ３のスペクトラムが平坦な場合はＭＨＲ＝ＨＲと
なることに留意されたい。したがってもしＥＲ＞Ｅｏｕ
ｔ−ＭＨＲなら、ＥＲは純粋なエコーではなく近端話者
信号を含むこととなる。

Ｄ、Ｐ、およびＭは一様な遅延、エコーキャンセラの次
数、および実際のハイブリッドフィルタの次数をそれぞ
れ表わす。実用的には、Ｍは２０ミリ秒より小さいもの
である。前掲のヨーロッパ特許出願の如く、エコーキャ
ンセラの動作中はＨ（ｉ）の値は、装置２３（エコーキ
ャンセラ初期設定および適応装置）によってフィルタの
係数値と同じようにして導出される。

ここで現パケットが純粋にエコーパケット（これは伝送
すべきものでない）であるか、または近端話者信号を含
むものであるかを装置（残差エコークリッピング装置）
２７で判断することができる。第１の場合、Ｅｉｎ＝Ｅ
ＲはほぼＥｏｕｔ−ＨＲに等しい。第２の場合、Ｅｉｎ
＝ＥＲ＋ＳＰはＥｏｕｔ−ＨＲよりもずっと大きい。こ
の判断は以下の原則に基づいてなされる。：すなわちこ
のパケットが伝送されるのは、ＴＨＲＥＳＨ＝α・ＨＲ
（αは安全係数）として、 Ｅ　ｉｎ／　Ｅ　ｏｕｔ＞　Ｔ　ＨＲＥ　Ｓ　Ｈ（１４
）のときだけである。ここで安全係数αは、処理量、傾
斜に関する不完全な収束、およびエコー経路のチャネル
（エンコーダ・テコーダ間等）に関する非直線性を最小
にするためＨＲによるＭＨＲの近似を考慮したものであ
る６本実施例ではα＝６ｄＢとした。

実用的には、この残差エコークリツピングオペーレヨン
は、Ｅ　ｉｎ／　Ｅ　ｏｕｔと所定のしきい値レベルと
を比較してＥ　ｉｎ　／　Ｅ　ｏｕｔがそのしきい値よ
り小さいときは残差エコーフラグをたてることによって
遂行される。すなわち、このフラグ（フラグビット）に
基づいて切換装置２８が、対象とするパケットの全体を
ネットワーク上に伝送し又はその伝送を停止する。

会話の際中にエコー経路の特性が変わることもある。た
とえば利得ＰＧＡ２をプログラムすることのできる増幅
器（第５図参照）がＡ／Ｄ変換部の前に挿入され、その
利得が会話の際中に更新されたときは、これに応じて残
差エコークリッピングのしきい値が必ず更新される。利
得ＰＧＡ２は局所的に決まり、その入力信号がＡ／Ｄ変
換部と整合する振幅を有するものとなることが保証され
る。利得−ＰＧＡ１は、遠隔地で導出される利得ＰＧＡ
２を補償するため、近端受信側で導出される負の利得で
ある。

エコー経路の利得は次の積に等しい。

（Ｈの利得）・Ｐ　Ｇ　Ａ　１・Ｐ　Ｇ　Ａ　２　　　
　（１５）そして、 ＴＨＲＥＳＨ＝α＠ＨＲ ＝α・　（ＨＲ／ＧＥ）・ＧＥ ＝β　・　ＧＥ ただしＧ　（ｉ）は傾斜法によって更新されるものであ
る。

ＨＲがＧＥに比例すれば、βは初期設定の際に計算され
た一定値であり、ＴＨＲＥＳＨはＧＥに比例する。この
プロセスの計算上の複雑さは音声のコーディング自体と
比べれば無視できるものであることに留意されたい。か
くしてこのプロセスは、一様な遅延を持った短いフィル
タによるハイブリッドインパルス応答の近似によって生
成される残差エコー信号を除去することができる。残差
エコーの除去は、遠端話者のいかなるパケットをも節減
することなくしかも高精度で行われる。

以上を要約すると次のようになる。本発明に基づくプロ
セスによれば、エコーキャンセラに起因する残差エコー
は可聴音のフリツピングをすることなく完全に除去され
、さらにエコーパケットによるネットワークの停滞を防
ぐこともできる。しかも、Ｇに関していうとそれほどの
タップ数を必要とせずに（実用的には２ミリ秒のインパ
ルス応答で十分である）エコーを完全に除去できるので
、処理の負荷は大幅に減る。これまでの説明では特別な
状況、すなわち、エコーのレプリカが生成されるような
状況において、一様な遅延を有するＦＩＲフィルタを適
用した場合を取り扱ったが、本発明は残差信号（２次的
なエコーを含む）が関係するようないかなるタイプのエ
コーキャンセラにも適用することができる。たとえば、
本発明は、ビット数の制限されたフィルタの係数をディ
ジタル化するときに生ずる量子化ノイズに起因する残差
エコーにも適用できる。

Ｅ０発明の詳細 な説明したように本発明によれば、受信信号のエネルギ
および送信信号のエネルギを測定しこれら両エネルギの
関係に基づき送信信号の伝送を停止することにより残差
エコー信号を除去することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の詳細な説明に供する図、第２図はハイ
ブリッド回路のインパルス応答を説明する図、第３図は
残差インパルス応答を説明する図、第４図は本発明を適
用することのできるエコーキャンセラを含む伝送システ
ムを示す図、第５図はエコー経路の動特性を説明する図
である。 出願人　　インターナショナル・ビジネス・マシーンズ
・コーポレーション 代理人　　弁理士　　頓　　宮　　孝　　−（外１名） ′ｌＬ戒例　第１図 ハイブリッド回路のイシパ）レス応答 第２図 残差インパルス応答 第８図 イ云送システム 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ディジタルフィルタを用いてエコー信号のレプリカを生
   成し該エコー信号を相殺するような伝送システムにおい
   て残差エコー信号を除去する方法であって、 （ａ）受信信号のエネルギを測定するステップと、（ｂ
   ）送信信号のエネルギを測定するステップと、（ｃ）上
   記受信信号のエネルギと上記送信信号のエネルギとが所
   定の関係を満たす場合に送信信号の伝送を停止するステ
   ップと、 を有することを特徴とする残差エコー除去方法。