JPS61239737A - 干渉偏波相殺装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は干渉の相殺、より詳細には２つの直交偏波にて
伝送される信号の間に発生するクロスカップリングを相
殺するための装置に関する。

近年、地上及び衛星通信システムは急速な成長を見せて
いる。この結果、限られた周波数バンド内でより高い情
報搬送能力を持つシステムの必要性がますます高まって
いる。自由空間では同一周波数バンド内で互いに直交の
偏波を持つ電磁波を独立的に同時に伝送できるため、直
交の偏波を使用することによって通信リンクの情報搬送
能力を二倍にすることができる。しかし、降雨、アンテ
ナの不完全な整合、多経路フェージング、地面反射及び
大気現象によって直交に偏波された信号間の分離が減損
され、クロスカップリング干渉が発生する。この結果、
システムの受信機の所で、片方の指定の偏波にて搬送さ
れる情報がそれと直交の偏波によって搬送される情報に
よって汚染される。このクロスカップリング干渉は受信
される情報の品質を多くの電気通信によって許容できる
レベル以下に劣化させる。

発明の背景 干渉偏波（クロスボラリゼーション干渉）を相殺するた
めの幾つかの技術が提案されている。例えば、通信に関
する国際会議（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｃｏｒｍｉｕｎｌｃａｔｉｏｎｓ
　）、１９８２年６月１３−１７日、ペニシルバニア州
フィラデルフィアにおいてＭ、　Ｌ、　　スタインベル
ブ（Ｍ、　Ｌ、　５ｔｅ１ｎｂ＠ｒｇ　）によって発表
の論文〔地上干渉偏波相殺器の設計（Ｄｅｓｉｇｎ　ｏ
ｆＴ＠ｒｒｅｓｔｒｉａｌ　Ｃｒｏｓｓ　Ｐｏｌ＠ｒｉ
ｚａｔｉｏｎ　Ｃａｏｃ＠１ｌｅｒ　）　）、（ＩＥＥ
Ｅ　１９８１　　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍ
ｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ　、　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａ
ｎｄ　Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　）、Ｖｏ　１゜１、ペ
ージ２９２−５にＹ、バーネス（Ｙ、　Ｂａｒ　−Ｎｅ
ｓ＋ｓ）うによって発表の論文〔クロス　カップル　ブ
ート　ストラップ干渉相殺器（Ｃｒｏｓｓ　−Ｃｏｕｐ
ｌｅｄ　Ｂｏｏｔ　５ｔｒａｐｐｅｄ　Ｉｎｔｅｒｆ＠
ｒ＠ｎｃｅ　Ｃａｎｅａｌｌｅｒ）　］Ａｎｔｅｎｎａ
ｓ　ａｎｄ　Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　）、１９７８年
、パ１ト１、ページ４１−４５にり、ブランドウッド（
Ｄ、　Ｂｒａｎｄｖｏｏｄ　）によッテ発表ノ論文〔干
渉偏波識別を向上するためのクロス　カップル相殺シス
テム（Ｃｒｏｓｓ　−Ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｃａｎｃｅｌｌ
ａｔｉｏｎＳｙ＠ｔ＠ｍ　ｆｏｒ　Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ
　Ｃｒｏｓｓ−Ｐｏｌａｒ１ｚａｔｉｏｎＤＬｍｅｒｉ
ｍｌｔ＋ａｔｉｏｎ　）　　を参照すること。これら論
文に紹介される方法は、ある状況においては満足な干渉
偏波相殺を示すが、これらは周波数選択フェージングの
期間には性能が落ち、また非再生中継器に使用すること
はできない。

これに加えて、この相殺プロセスの有効性及び速度はあ
るシステム用途及び変調形式には十分でない。

発明の概要 本発明においては、干渉偏波相殺器が提供されるが、こ
の装置においては個々の直交に偏波された受信信号が関
連する適応フィルタに結合される。個々のフィルタ出力
は次にフィルタ入力信号の偏波に対して直交の偏波を持
つ受信信号の関連する１つに加算される。

こうして生成された２つの和が干渉偏波相殺器出力信号
となる。適当な量の相殺を行なうだめの個々のフィルタ
の調節は直交に偏波された受信信号と選択された時点で
の相殺器出力信号に応答して遂行される。本発明の一面
によると、フィルタは所定の直交に偏波された信号の伝
送によって生成されるスペクトルトーン及び選択された
時点に相殺器出力信号として出現するスペクトル　トー
ンに応答して調節される。この調節によって個々のスペ
クトル　トーン周波数の所で干渉偏波が迅速に相殺され
る。これに加えて、本発明による方法は、ベースバンド
情報信号の処理が必要でないため、スペクトル　トーン
の検査がフェージング条件に影響されず、また異なる信
号変調形式に採用することができ、さらに非再生中継器
位置に使用することができる。

実施例の説明 干渉偏波相殺器１００の動作が第１図に示される一例と
してのデジタル通信システムとの関連において説明され
る。送信終端において、バス１０１及び１０２上のベー
スバンドデジタル情報信号が周知の直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）技術を使用してそれぞれ送信機１０３及び１０４内
の直交関係にある搬送波信号の振１幅を変調し、その後
、これらは送信アンテナ１０５及び１０６に結合される
。アンテナ１０５及び１０６から伝播されるＱＡＭ信号
は互いに直交の偏波を持つ。アンテナ１０５及び１０６
には、勿論、物理的に同一のアンテナが使用できる。簡
潔化の目的で、アンテナ１０５及び１０６からの信号の
偏波はそれぞれ垂直及び水平であるものとされる。水平
に偏波された（Ｈ−ＰＯＬ）信号及び垂直に偏波された
（Ｖ−ＰＯＬ）信号は空間を通じて伝播されるが、空間
は周波数選択信号フェージング及びクロスカップリング
干渉（ＣＰりを受ける媒体である。入り信号は受信アン
テナ１０７及び１０Ｂに結合され、それからそれぞれダ
ウン　コンバータ１０９及び１１０に結合される。アン
テナ１０フ及び１０８には、勿論、物理的に同一のアン
テナが使用できる。ダウン　コンバータ１０９及び１１
０は受信信号のＩＰと呼ばれる中間周波数への周波数変
換を行なう。、ＣＰＩの作用によって、ダウン　コンバ
ータ１０９を通じてリード１１１に結合されるＶ−ＰＯ
Ｌ信号はアンテナ１０６から伝送されるＨ−Ｐｏｔ。

信号に源を持つ信号成分によって汚染される。

同様に、ダウン　コンバータ１１０を通じてリード１１
２に結合される！（−ＰＯＬ信号は起源的にはアンテナ
１０５から伝送されたＶ−ＰＯＬ信号の部分である望ま
れない信号成分を含む。

相殺器１００はリード１１２上のＨ−ＰＯＬ信号を適応
フィルタ１１４に結合し、加算器１１７を介してリード
１１６上のフィルタ出力と’／−ＰＯＬ信号を加えるこ
とによってリード１１１上１７）Ｖ−ＰＯＬ信号内ｏｃ
ｐｒ干渉を減少させる。同様に、リード１１２上のＨ−
ＰＯＬ信号内のＣＰＩ干渉がｖ−ｐ。

Ｌ信号を適応フィルタ１１３に結合し、次に加算器１１
８を介してリード１１５上のフィルタ出力信号と）Ｉ−
ＰＯＬ信号を加えることによって減少される。生成され
リード１２２及び１２３上に出現する信号和が相殺器出
力信号となる。これら出力信号はそれぞれＶ−ＰＯＬ及
びＨ−ＰＯＬ復調器に結合され、ここで、ベースバンド
　デジタル情報信号が処理される。

各々の適応フィルタ１１３及び１１４は従来の設計でお
り、タップ遅延ライン、個々のタップの所の信号に複素
数であるタップ重み係数を掛けるための掛は算器、及び
掛は算器によって生成された重み信号を加算するための
結合器を含む。従って、個々の適応フィルタは入力信号
の時間をシフトされた形式の加重和を生成する。

測定回路１１９及び１２０並びに演算／制御回路１２１
はそれぞれリード１２２及び１２３上の相殺器出力信号
のＣＰＩを減少あるいは効果的に相殺するために適応フ
ィルタ１１３及び１１４内のタップ重み係数の調節を行
なう。リード１１１及び１２３に結合された測定回路１
１９は選択された時点でのＶ−ＰＯＬ受信信号及びＨ−
Ｐｏｔ、相殺器出力信号を検査する。同様に、測定回路
１２０は選択された時点でのリード１１２上の）［−Ｐ
ＯＬ受信信号及びリード１２２上のｖ−ｐ。

Ｌ相殺器出力信号を検査する。これら選択された時間は
以降プローブ　シーケンスと呼ばれる所定のデジタル信
号がバス１０１．１０２を介して送信機１０３及び１０
４に供給され、それからアンテナ１０５及び１０６を使
用してＨ−ＰＯＬ信号及びＶ−ＰＯＬ信号として伝播さ
れる時間に対応する。これら検査の結果はバス１０３−
１３３に介して演算／制御回路１２１に結合される。演
算／制御回路１２１は次に適応フィルタ１１３及び１１
４に対する適当なタップ重み係数値を決定しこれら値を
バス１２４上に供給する。

第２図には一例としてのプローブ　シーケンス　フォー
マットが示される。プローブシーケンス２０１及び２０
２はそれぞれ適応フィルタ１１４及び１１３のタップ重
み係数を調節するのに使用される。個々゛のシーケンス
はデジタル信号の２つの連続する露−秒バーストを含む
。シーケンス２０１はバースト２０３．２０４を含み、
シーケンス２０２はバースト２０５．２０６を含む°（
第２図の時間の縮尺率は正確なものではない。つまり、
Ｓはここに示されるよシもかなシ小さな総フレーム期間
ＴＦの部分に相当する。）これらプローブ　シーケンス
は両方の偏波を使用する。このプローブ　シーケンス　
フォーマットは２つの連続するＨ−ＰＯＬバースト２０
３．２０４、これに続く期間２０７中の両方の偏波の情
報信号、次の２つの連続するｖ−ｐ。

Ｌバースト２０５．２０６の反復から構成される。４つ
の順次プローブ　バースト２０３、２０４．２０５、及
び２０６は同一である。

つまり、これらは同一シーケンスのデジタル信号を含む
。−例として示されるように分離された時間間隔内でＨ
−ＰＯＬ及びｖ−ｐ。

Ｌプローブ　シーケンスを伝送することによって、測定
回路１１９及び１２０によるシーケンスの検査に悪影響
を与えるＣＰＩ千渉を避けることが可能となる。

第２図に拡大して示される典型的なプローブ　バースト
は個々がＰ個のデジタル信号のＭ個の周期サブバースト
２０８を含む。これは１／ＰＴの間隔のスペクトル　ト
ーンを生成するが、ここで、１７Ｔは通信システムのデ
ジタル記号速度である。（バースト期間が有限であるた
めスペクトル　トーン幅は非ゼロとなる）。このＰ−記
号パターンはチャネルバンド幅内のＮ個の周波数の所で
適当に均一なスペクトル　トーン振幅を達成するように
選択される。説明のごとく、片方の偏波のプローブ　バ
ーストの伝送の最中、１オールゼロ　データｌが他方の
偏波にて送信される。

１オール　ゼロ　データｌとは個々の記号期間内のデー
タ値が０＋ｊＯであることを意味する。ゼロ−データの
使用によってプローブシーケンス間隔の最中のＣＰＩ問
題が回避されるが、ゼロ−データが特定の変調形式によ
って生成される信号集合体内に存在しない場合は別の方
法を使用することもできる。例えば、片方の偏波のプロ
ーブ　バーストの伝送の際、結果として、セットのＮ個
のスペクトル　トーンが生成されるが、他方の偏波にお
いて、許容記号のバーストを周波数インターリーブ　セ
ットのスペクトル　トーンを生成するよう送信できる。

後者のセットのスペクトル　トーンはろ波を使用して測
定回路によって削除できる。ただし、簡略の目的で、こ
の方法は説明されず、以降の説明は１オールゼロ概念ｌ
に関して述べる。

一例として、２０　ＭＨｚの総チャネル　バンド幅にお
いて１／Ｔ＝１５メガボーを持つ４ＧＨｚシステムを仮
定する。Ｐ＝４、Ｍ＝５０及びＴＦ＝５０　ミリ秒を選
択すると、バースト期間、ｓＴ＝ＭＰＴは１３．３３マ
イクロ秒となる。個々のダブル　バーストの直前の３．
３３マイクロ秒（５０記号期間）の１不感時間ｌを仮定
すると、プローブ　シーケンス衝撃係数は０．１２％と
なる。

第３図は第２図のフォーマットに使用するための２つの
一例としてのプローブ　サブバースト　シーケンスを示
す。シーケンス１においては、Ｈ−ＰＯＬプローブある
いはＶ−ＰＯＬプローブに対してＰ＝４、Ｍ＝５０でち
り、個々のサブバーストはデジタル信号値ｄ１、ｄｌ及
びｄｌ、−ｄｌの逆数を含む。

これら値はシーケンス−ｄｌ、ｄｌ、ｄｌ、ｄｌにて伝
送チャネルの中心からＯ１±３．７５及び±７．５　Ｍ
Ｈｚにて５つの非ゼロスペクトルトーンを生成するよう
に伝送される。他の全ての周波数は伝送パルスのバンド
制限特性のために抑止される。シーケンス２においては
、）１−ＰＯＬあるいはＶ−ＰＯＴ、プローブに対して
Ｐ＝８、Ｍ＝２５でちり、個々のサブバースト２０Ｂは
信号値ｄ１、−ｄｌ、ｄｌ、−ｄｌを含むが、これらは
±１．８７５、±５．６２５及び±９．３７５　ＭＨｚ
の所で６個の非ゼロ　ライン成分を生成するためにシー
ケンス−ｄｌ、−ｄｌ、−ｄｌ、−ｄｉ、ｄｌ、ｄｌ、
ｄｌ、ｄｌにて伝送される。両方のシーケンスにおいて
、オール　ゼロ　スペクトル　トーンはチャネル幅内に
存在する。つまり、−４０ＭＨｚ　（ｆ　ｎ　（１０Ｍ
Ｈｚでおる。ここで、ｆｎは任意のＮ個の非ゼロ　スペ
クトル　トーンの周波数である。複素データ値ｄ１及び
ｄｌに対する典型的な設計上の数値は典型的な１６−Ｑ
ＡＭ変調形式に対して３（１＋ｊ）及び（１＋ｊ）であ
り、典凰的な６４−ＱＡＭ変調形式に対してそれぞれ５
（１＋ｊ）及び３（１＋Ｊ）でちる。

第４図は相段器１０００部分及び選択された節点の所に
存在する信号である。２つの関数ａ　１２　（ｆ）及び
Ｇ　２１　（ｆ）はそれぞれ適応フィルタ１１４及び１
１３の伝達関数を表わす。

共偏波関数Ｂｈ（ｆ）は伝送Ｈ−ＰＯＬ信号と節点３０
１の間の伝送チャネル　レスポンスであシ、干渉偏波関
数ＡＶ（ｒ）は伝送Ｖ−ＰＯＬ信号と節点３０１の間の
伝送チャネル　レスポンスであり、共偏波関数Ｂ／（ｆ
）は伝送Ｖ−ＰＯＬ信号と節点３０２０間の伝送チャネ
ルレスポンスであシ、そして干渉偏波関数Ａｈ（ｆ）は
伝送Ｈ−ＰＯＬ信号と節点３０２０間の伝送チャネル　
レスポンスである。ちるいは、対等的に、Ｂｈ（ｆ）及
びＢｙ（ｆ）は節点３０１及び３０２への所望の信号レ
スポンスであり、一方、Ａｈ（ｆ）及びＡｙ（ｆ）はこ
れら節点への干渉おるいは好ましくない信号レスポンス
である。Ｅ　ｈ　（ｆ）及びＥｖ（ｆ）はそれぞれ節点
３０４及び３０５の所のエラー信号レスポンスである。

節点３０２と加算器１１７０間及び節点３０１と加算器
１１Ｂと間に時間遅延が存在するが、説明の目的上、こ
れら遅延は存在しないものと仮定される。この遅延は適
応フィルタ１１３及び１１４内の遅延を補正するのに使
用される。

適応フィルタ１１３及び１１４内のタップ重み係数をス
ペクトル　トーン周波数の所の干渉偏波レスポンスがゼ
ロになるように調節するため周波数レスポンスＢｙ（ｆ
）、Ｂｈ（ｆ）、Ｅｖ（ｆ）及びＥ　ｈ　（ｆ）がこれ
ら周波数の所で測定される。干渉偏波レスポンスをゼロ
にすることは節点３０４の所をＥｈ（ｆ）＝０とし、節
点３０５の所をＥｖ（ｆ）＝Ｏとすることに等しい。

簡潔の目的で、Ｈ−ＰＯＬ測定、つまり、節点３０１の
所のＢｈ（ｆ）及び節点３０４の所のＥ　ｈ　（ｆ）に
ついてのみ詳細に説明する。ｖ−ＰＯＬ信号に対する測
定はこれと類似する。

第４図から）Ｉ−１０Ｌシーケンスの伝送の最中に以下
が成立することがわかる。

Ｅｈ（ｆ）　−Ａｈ（ｆ）　＋　Ｇｅｔ　（ｆ）Ｂ）、
　（ｆ）　、　　　　　　　　（１）このバンド間で条
件Ｅｈ（ｆ）＝Ｏを達成するためには、全ての入り周波
数において以下が要求される。

Ａ　ｈ　（ｒ）／　Ｂ　ｈ　（ｒ）が周波数の適当に滑
らかな関数であるとすると、ａｘ２（ｆ）を幾つかの離
散入り周波数の所でＥｈ（ｆ）がゼロになるように調節
することによってＣＰＩを効果的に相殺することができ
る。

測定回路１１９及び１２０は節点３０１．３０２．３０
４及び３０５を適当なシーケンスに接続することによっ
て全ての測定を遂行する。例えば、第２図のプローブ　
シーケンス　フォーマットを第１図及び第４図とともに
考察する。プローブ　バースト２０３において、測定回
路１２０は節点３０１に接続され、これはＮ個の所定の
スペクトル　トーン周波数の所でＢｈ（ｆ）を測定する
。バースト２０４において、回路１２０は節点３０４に
接続され、これは同一のＮ個の周波数の所でＥ　ｈ　（
ｆ）を測定する。期間２１２において、演算／制御回路
１２１はこの測定値を使用して、１（−ＰＯＬバースト
２０３及び２０４によって生成されたＮ個のスペクトル
　トーン周波数にてＭｈ（ｆ）＝０を与えるタップ重み
係数を決定する。こうして決定されたタップ重み係数を
セットするためには、情報信号が伝送されてない期間２
１２の終端において、適応フィルタ　レスポンスの変更
が遷移の間のデータの検査に悪影響を与えないように、
これとは別に亀不感時間ｌをセットしておくことが好ま
しい。同様に、測定回路１１９はそれぞれバースト２０
５及び２０６の間にＢ　ｖ　（ｆ）及びＥｖ（ｆ）を測
定する。演算／制御回路１２１は次にバースト２０５及
び２０６によって生成されたＮ個のスペクトル　トーン
周波数においてＥｖ（ｆ）＝Ｏを与える適応フィルタ１
１３のタップ重み係数を決定する。この決定はバ−スト
２０６に続く期間２１２において行なわれる。

個々の適応フィルタ１１３．１１４はタップ間に遅延Ｔ
を持つＮ−タップ構造である。

Ｎは典型的には５から１５の範囲であり、τ（ＴＦであ
るが、ここで、ＴＦはフレーム期間である。負の遅延−
Ｔｄが個々のフィルタに導入されるという数学的に便利
な仮定を使用すると、ｍ番目のタップの遅延は以下によ
って表わされる。

τｍ＝　−Ｔｄ＋　ｍτ：　　ｗｈｅｒｅ　ｍ　−１，
２＋　＝　Ｎ、（３）測定回路１１９．１２０及び演算
／制御回路１２１の目的はプローブ　シーケンスによっ
て生成されるスペクトル　トーンの個々のＮ個の入り周
波数、ｆｌ、ｆ２・・・ｆＮの所の干渉偏波レスポンス
をゼロにするようＫＮ個のタップ重み係数あるいは利得
、ｇｔ、ｇ２、・・・ｇＮをセットすることにある。

必要とされる演算を説明するには以下の表記法が使用さ
れる。

Ｏｎ　＝　Ｇｌ　２　（ｆｎ）　： ｎ＝１．２、・・・Ｎ ここで、Ｇ１２は適応フィルタ１１４の伝達関数であり
、そしてＧｎはｎ番目のスペクトル　トーンに対するこ
のフィルタの伝達関数である。

ｂｎ−Ｂ、（ｆｎ）；ｎ−１，２，・・・Ｎ；（４）ａ
ｎ−％　（ｆｎ）　：　　ｎ−１，２，−Ｎ　；　　　
　　　　（５）そして ｅ　ｎ−Ｅ＞　（’　ｎ）”　　”−１＋　２．”・Ｎ
（６）ここで、Ｂｎ（ｆｎｌ及びＡｈ（ｆｎ）はＨ−Ｐ
ＯＬプローブ　シーケンスによって生成されるスペクト
ル　トーンに対する干渉偏波チャネルレスポンスであり
、Ｅｈ（ｆｎ）　　は第４図の節点３０４０所のこれら
トーンに対するエラー信号レスポンスであり、ｂｎ及び
ａｎはＨ−ＰＯＬプローブ　シーケンス内のｎ番目のス
ペクトル　トーンに対する共偏波及び干渉偏波チャネル
　レスポンスであり、そしてｅｎｔ′ｉｎ番目のスペク
トル　トーンに対する節点３０４０所のエラー信号レス
ポンスである。これに加えて、スーパースクリプト（荀
がちる時間起源からのＴＦ秒秒間間数のインデックスと
して使用される。従って、例えば、ｃｎ（ｋ）は任意の
時間起源からのに番目のフレーム期間内のｅの値を表わ
す。ただし、簡略の目的で、伝送チャネルが準静止とみ
なされるためこの表記法はｉｎ及びｂｎとともには使用
されない。

前述のとと（、Ｅｈ（ｆ）＝Ｏを達成するためには、以
下であることが要求される。

この方法によって達成される最大限度は以下の通りであ
る。

＋１）ｎ つまり、Ｅｎ（ｆ）をＮ個の周波数の所でゼロにするこ
とができるが、これらゼロの間でＥｈ　（ｆ）　＝　Ｏ
を保証することはできない。

Ｇ　１２　（ｒ）のレスポンスを持つ適応フィルタ１１
４のタップ利得［ｇｍｌ、ｍ　＝　１．２−　Ｎについ
て考察する。これは以下の通りに表わされる。

ここで、Ｗｍ、ｎはＮｘＮ行列式の逆数の（ｍ。

ｔｌ）要素でおるが、この行列式の（ｎ、　ｍ）要素は
以下の通りである。

、　−ｊ２π’ｎ”ｍ　　　・ Ｎ−ポイントのセット（ｆｎ）及び（τｍ）が与えられ
ると、行列式Ｗは簡単に解かれ、第１図の演算／制御回
路１２１内のメモリに永久に格納される。特定の選択さ
れたＮ個の等間隔のスペクトル　トーン ｆｎ＋１−（ｉ−Δ（；　ｒ−ＩＡＪΔｆ　では、式（
８）及び（９）は以下の離散直交フーリエ変換対に変形
できる。

前述のごとく、第２図のバースト２０４の間に複素数量
（ａｎ）が測定されるが、ｋ番目のフレーム期間に対す
るこの量は以下の通りに表わされる。

ここで、 従って、　ｉｎ、　ｂｎ及び、ｎ（ｋ）　　に関して、
タップ利得は以下の通りとなる。

そして、ｎｍｌ、ｇ−Ｎに対してａｎ　（ｋ＋１）　＝
　０が要求される場合は、タップ利得は以下の通りにセ
ットされる。

帰納法を使用することによって、ａｎが測定されない場
合でもｇｍ（ＳＣ＋ｔ）をセットすることができる。つ
まり、以下のように書くことができる。

（資） 式（至）からｇｍ　ｓ　　は複素数量の比ｅｎ／ｂｎ。

ｎ　＝　１．２．・・・Ｎに完全に依存し、複素数量ａ
ｎ及びｉｎ　　が実質的に変化しない場合、干渉偏波レ
スポンスを１つの期間内でＮ個の周波数の所でゼロにす
ることができる。例えば、５０ミリ秒のフレーム期間に
おいては、これは期待できることでおる。弐α］は測定
される複素数量が垂直偏波でおる適応フィルタ１１３の
タップ利得のセットについても当てはまる。

ｅｎ及びｂｎの値は測定回路１１９及び１２０によりて
個々の偏波及び個々のＮ個の周波数に対して決定される
。測定回路１１９及び１２０はＮ個の同一のサブ回路５
００を含むが、＃ｃ５図にはこのサブ回路の１つが示さ
れる。測定回路１１９０個々のサブ回路５００はリード
１１１及び１２３に接続され、Ｖ−ＰＯＬプローブ　シ
ーケンス　バーストによって生成されるａｎ及びｂｎの
Ｎ個のスペクトル　トーンの異なる１つを調べる。同様
に、測定回路１２００個々のサブ回路５００はリード１
１２及び１２２に接続され、Ｈ−ＰＯＬプローブ　シー
ケンス　バーストによって生成されるｅＨ及びｂｎのＮ
個のスペクトルトーンの異なる１つを調べる。

第５図には測定回路１２０内のｎ番目のスペクトル　ト
ーンを調べるためのサブ回路５００の略ブロック図が示
されるが、ここで、ｎは１あるいは２あるいは・・・Ｎ
である。リードラ１０上の制御信号によって制御される
スイッチ５０１はそれぞれ第２図のバースト２０３及び
２０４の間にｂｎ及び・ｎを狭バンド　フィルタに交互
にトグルする。フィルタ５０２は周［数ｆＩＦ　＋　ｆ
ｎ　　の所のｎ番目のスペクトル　トーンのみを復調器
５０３及び５０６にバスする。復調器５０３及び５０６
は周波数ｆＩＦ　＋　ｆｎ　　の所の直交関係の正弦信
号を使用してｅｎ及びｂｎの任意の移相がプラスあるい
はマイナスされた直交関係の成分を回復する。これら正
弦信号はローカル発振器５０４及び９０＠移相器５０５
によって生成され、それぞれリード５０７及び５０８を
介して復調器５０３及び５０６に供給される。ｏｎの直
交関係の成分Ｘｎ、Ｙｎ並びにｂｎ　　の直交関係の成
分Ｘ’ｎ’Ｙ’ｎの任意の移相はローカル発振器５０４
がリード５０９上の信号に位相ロックされてないことか
ら発生する。タップ重み係数の調節はｅｎ　／　ｂｎの
関数でおり、従って、任意の移相の影響が相殺されるた
めこの移相は重要でなく、信号指定には示されない。振
幅変調パルスである復調器５０３及び５０６の出力はそ
れぞれ積分−ダンプ回路５１１及び５１２並びに標本器
５１３及び５１４を介してバス１３２及び１３３に結合
される。個々の積分−ダンプ回路は１プローブ　シーケ
ンス　バースト期間の受信信号値の平均を計算し、この
平均値を標本器にバスする。リード５１５上の制御信号
によって制御される標本器５１３及び５１４は個々のＨ
−ＰＯＬプローブ　シーケンス　バーストの期間にこの
平均信号をバス１３２及び１３３に結合する。

バースト２０３及び２０４の開始と一致するリード５１
０上のタイミング制御信号、及びこれらバーストの終端
と一致するリード５１５上の制御信号は周知の幾つかの
方法によって受信機内の測定回路に送くることができる
。例えば、これらタイミング制御信号は第１図の通信シ
ステムの送信端から受信端に延びるワイヤー経路（図示
なし）を通じて送くることができる。第６図に示される
好ましい方法においては、個々の測定サブ回路５００の
積分−ダンプ　フィルタ出力の所にスイッチ５０１．５
１３及び５１４に対するタイミング制御信号を抽出する
ための幾つかの回路が加えられる。個々の測定サブ回路
内の２つのこの出力の各々はプローブ間隔期間と時間的
に対応する周期パルスから成るが、この間の時間はラン
ダム　デニタに起因する低レベル　ノイズのような変動
を含む。積分−ダンプ回路５１１及び５１２の出力がそ
れぞれ全波整流器６０１及び６０２に結合され、この整
流器の出力が加算器６０５を介して加算されるようにす
ると、スイッチ５０１．５１３及び５１４に対するタイ
ミング制御信号を抽出する°ための周期性単極パルス流
を得ることができる。また周波数選択フェージングによ
って任意の１つの測定サブ回路から派生される周期パル
ス流は小くされるが、タイミングの回復を行なう前にＮ
個の全ての測定サブ回路のパルス流出力を加算すること
によってこの問題を回避することができる。加算器６０
４によって提供される信号の和は当技術において周知の
標準タイミング回復回路６０５に加えられる。このタイ
ミング回復回路６０５は適当な遅延を導入し、スイッチ
５０１．５１３及び５１４に対するタイミング制御信号
を生成する。

測定回路１１９内のサブ回路５００はこれらがそれぞれ
第２図のｖ−ＰＯＬプローブバースト２０５及び２０６
の間にリード１２３及び１１１上の量ｅｎ及びｂｎを測
定することを除いて同一でちる。バス１３０及び１３１
を介して演算／制御回路１２１に送くられるこれら複素
数量は適応フィルタ１１３のタップ重み係数を調節する
のに使用される。第６図の回路はまた測定回路１１９内
のサブ回路５００に対するリード５１０及び５１５上の
タイミング制御信号を生成するのに使用される。この用
途においては、リード５１０上の制御信号はバースト２
０５及び２０６の開始と一致し、一方、リード５１５上
の制御信号はこれらバーストの終端と一致する。

タップ重み係数の制御に関係する量はセットのＮ個のｅ
ｎ　／　ｂｎ値である。このセットの複素数量は以下の
通りに規模及び位相形式にて貴わすことができる。

ここで、ｎ＝１．２・・・Ｎでわｐｌ　φｎ・及びφｎ
ｂはそれぞれローカル発振器５０４によって生成される
正弦波形に対する＠ｎ及びｂｎの位相である。

バースト２０３あるいは２０５の期間に測定される量＠
ｎは以下の通りに表わされる。

ｅｎｍｘＱ＋ｊＹｔ、−に１〔Ｃ０８（φｎａ　−Ｌ）
　”　ｊ　ｓ　ｉｎ　（φ、、−Ｌ））α４ ここで、Ｋｌはａｎの規模でおり、Ｌはローカル発振器
の位相でおる。バースト２０４あるいは２０５の期間に
測定される量は以下の通りに表わされる。

ｂ、＋−Ｘ’。＋Ａ”、−に、Ｃｃｏｓ（φｎｂ−Ｌ）
　＋ｊ　５ｉｎ（φｎｂ−Ｌ））（イ） ここで、Ｋ２はｂｎの規模である。これより測定回路が
２つの連続するＨ−ＰＯＬバーストおるいは２つの連続
するＶ−ＰＯＬバーストを通じて安定している、つまり
、Ｌは一定でおシ、Ｋｌ及びに２も一定であるとみて問
題ないことがわかる。

第７図には第１図の演算／制御回路１２１の部分６０１
の略ブロック図が示されるが、これはバス１２４を介し
て測定回路１２０からの測定データに応答して適応フィ
ルタ１１４のタップ重み係数を調節する。演算／制御回
路１２１の部分６０１と同一の第２の部分（図示なし）
は測定回路１１９からデータを受信し、バス１２４を介
して適応フィルタ１１３のタップ重み係数を調節する。

第７図に示されるように、直交関係の成分ｅｎのＸｎ’
Ｙｎ及びｂｎ　１７）　Ｘ’ｎ　’　Ｙ’　ｎ　　は各
々Ａ／Ｄ変換器対６０１−１から６０１−Ｎによって複
数の離散レベルの１つに割シ当てられる。

成分Ｘｎ’Ｘ’ｎは個々のＡ／Ｄ変換器対の第１のＡ／
Ｄ変換器に供給され、成分ＹｎＹ’ｎは個々のＡ／Ｄ変
換器対の第２のＡ／Ｄ変換器に供給される。これらＡ／
Ｄ変換器の出力は次に演算装置６０２に供給されるが、
装置６０２はｎ＝ｉ、２、・・・Ｎに対する複素数量ｅ
ｎ／ｂｎの規模及び位相を計算する。ここで、ｅｒｌ／
ｂｎの規模はＸｎ’　Ｙｎ’　Ｘ’　ｎ及びＹ’ｎに関
して以下の通りに表わすことができる。

セしてｅＪｂｎの位相、つまり、ｂｎ　　に対するａｎ
の位相は以下の通りに表わすことができる。

弐〇〇及び０ηに従ってのａｎ／ｂｎの規模及び位相の
計算はマイクロプロセッサによって簡単に遂行できる。

式（ロ）に従がう位相関係に関しては、演算装置６０２
のＲＯＭを逆タンジェント　テーブルを格納するのに使
用することができる。

演算装置６０２によって生成される複素数量ｅｌ／ｂ　
、　ｅＺ／ｂ−ｅＮ／ｂ　は演算装置６０３に供給され
る。装置６０３ｉｄ適応フィルタ１１４のＮ＠のタップ
重み係数の各々の変化を計算する。ここで、ｎ番目のタ
ップ重み係数の変化へｍは以下の通りに表わすことがで
きる。

ここでｍ　＝　１．２．・・・Ｎである。Ｗｍ、ｎ項は
装置６０３内に固定の重みであり、個々の一１口はＮｘ
Ｎ行列の逆数の（ｍ、ｎ）要素である。

ＮｘＮ行列の（ｎ、ｍ）要素はｅ−ｊ２πｆｎ”ｍであ
り、式（９）との関連で前述されたごとくである。装置
６０３に工つて計算されるＮΔｇｍＳはＤ　／　Ａ変換
６対６０４−１から６０４−Ｎを通じて結合されるが、
ここでこれらには離散値が指定され、次にバス１２４を
介して適応フィルタ１１４に結合される。個々のＤ／Ａ
変換器対は異なるｇｍを受信する。Ｄ／Ａ変換器対８０
４−１から６０４−Ｎは適応フィルタ内の個々のタップ
重み掛は算器が対のデジタル信号を受信するときは、省
くことができる。

本発明は特定の通信システムとの関連で説明されたが、
当業者にとっては、本発明の精神及び範囲から逸脱する
ことなく、他の多数の実施態様を考案することができる
ことは勿論のことでおる。第１に、例えば、本発明はＱ
ＡＭ変調に制限されるものでなく、他の異なる多数の任
意の変調形式に使用することができる。第２に、Ｈ−Ｐ
ＯＬバースト及びＶ−ＰＯＬバーストに対して好ましく
は同一シーケンスのデジタル信号値が使用されるが、異
なるセットのスペクトル　トーンを与える異なるシーケ
ンスの信号値を使用することも、あるいは他のプローブ
機能を使用することもできる。第３に、ここでは２つの
演算装置６０２及び６０３が示されるが、ここで実行さ
れる数学的変換は単一のマイクロプロセッサに組み込む
こともできる。量後に、ここに開示の適応フィルタの各
々はタップ遅延ラインを含むが、他のフィルタ構造、例
えば、並列バンドパス　フィルタ　バンクを使用するこ
とも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による干渉偏波相殺器を組み込む一例と
してのシステムを示す図；第２図は第１図の相殺器とと
もに使用される一例としての信号フォーマットを示す図
：第３図は第２図のサブバースト２０Ｂを形成する数個
の一例としてのデジタル　シーケンスを示す図； 第４図は幾つかのポイントの所の信号が示されている第
１図の相殺器の一部のブロック図； 第５図は第１図の相殺器内の測定回路の部分の略ブロッ
ク図； 第６図は第５図のタイミング制御信号５１０及び５１５
を提供するためにΦＩＪ定サブ回路５００に加えられる
回路の略ブロック図；そして 第７図は第１図の相殺器内の演算／制御回路の部分の略
ブロック図である。 〔主要部分の符号の説明〕 適応フィルタ装置・・・１１３．１１４出力信号生成装
置・・・１１７．１１８調節装置・・・１１Ｂ、１１９ 主要図面は第１図である。 出　願　人　：　アメリカン　テレフォン　アンドテレ
グラフ　カムパニー Ｆ／に、５ ｒ／に、６ ζ３５や 手続補正書（方式） ％式％（ １、事件の表示 昭和６１年　特　許　願　ＩＳ３７２００号２、発明の
名称 干渉偏波相殺装置及び方法 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 テレグラフ　カムバニー ４、代理人 ６、ネＤ正の対象　　　　　「図　　面」７、補正の内
容　　別紙のとおり （１）出願時提出の図面第２図、第３図、第４図。 第５図及び第７図を今回提出のものと差し替える。 ８、添付書類の目録 図　面（第２図、第３図、第４図。 第５図、第７図）　　　　　１通 ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直交に偏波された第１及び第２の入り信号の干渉偏
   波を相殺するための装置におい て、該装置が 該入り信号の個々をろ波するための適応 フィルタ装置、 該ろ波された第１の入り信号と該第２の 入り信号並びに該ろ波された第２の入り信 号と該第１の入り信号を結合してそれぞれ の出力信号を生成するための装置、及び 該入り信号並びに選択された時点での該 出力信号に応答して該フィルタ装置を調節 するための装置を含むことを特徴とする装 置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該選択された時点での該入り信号がデジ タル信号の所定の反復シーケンスを含むこ とを特徴とする装置。 ３、特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該入り信号及び出力信号がそれぞれ周波 数の共通セットの所で複数のスペクトル　 トーンを形成することを特徴とする装置。 ４、特許請求の範囲第３項に記載の装置において、 該調節装置が該周波数の共通セットの所 の該スペクトル　トーンを検査することを 特徴とする装置。 ５、特許請求の範囲第４項に記載の装置において、 該調節装置が個々のスペクトル　トーン 周波数の所の該入り信号のスペクトル　ト ーンに対する該出力信号のスペクトル　ト ーンの比を生成することを特徴とする装置。 ６、特許請求の範囲第５項に記載の装置において、 該調節装置が該比の線形結合を生成する ことを特徴とする装置。 ７、特許請求の範囲第６項に記載の装置において、 該線形結合における比が関連する定数に よつて重み付けされることを特徴とする装 置。 ８、特許請求の範囲第７項に記載の装置において、 個々の関連する定数が該スペクトル　ト ーンの周波数の所定の関数であることを特 徴とする装置。 ９、特許請求の範囲第８項に記載の装置において、 該フィルタ装置がそれぞれが複数のタッ プ重み係数を持つ対のタップ遅延ラインを 含むことを特徴とする装置。 １０、特許請求の範囲第９項に記載の装置において、 該係数が該調節装置によつて該スペクト ル　トーン比の線形結合に応答して変更さ れることを特徴とする装置。 １１、干渉偏波相殺器において、 第１の経路（１１１）及び第２の経路 （１１２）上の互いに直交の偏波を持つ信 号を受信するための装置（１０７、１０９、１０８、１
   １０）、 該第１及び該第２の経路にそれぞれ接続 された第１の適応フィルタ（１１３）及び 第２の適応フィルタ（１１４）、 該第１の経路上の信号と該第２のフィル タからの出力信号を加算するための第１の 装置（１１７）、 該第２の経路上の信号と該第１のフィル タからの出力信号を加算するための第２の 装置（１１８）、及び 該第１及び第２のフィルタを受信信号並 びに選択された時点に該第１及び第２の加 算装置によつて生成された和信号に応答し て調節するための装置（１１９、１２０、 １２１）を含むことを特徴とする干渉偏波 相殺器。 １２、互いに直交に偏波された第１及び第２の入り信号
   の干渉偏波を相殺するための方法 において、該方法が 該入り信号の個々を複数のタップ重み係 数を持つ適応フィルタに結合するステップ、該ろ波され
   た第１の入り信号と該第２の 入り信号並びに該ろ波された第２の入り信 号と該第１の入り信号を結合して出力信号 を生成するステップ、及び 該出力信号並びに選択された時点での該 入り信号に応答して該タップ重み係数を調 節するステップを含むことを特徴とする方 法。