JPS61175574A

JPS61175574A - 容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するための方法および回路装置

Info

Publication number: JPS61175574A
Application number: JP61002302A
Authority: JP
Inventors: ロベルト・シユミツト; ペーター・シユテフエンス
Original assignee: BUEE BEE MESUBUANDORERU BAU AG; M BUEE BEE MESUBUANDORERU BAU AG
Current assignee: BUEE BEE MESUBUANDORERU BAU AG; M BUEE BEE MESUBUANDORERU BAU AG
Priority date: 1985-01-26
Filing date: 1986-01-10
Publication date: 1986-08-07
Anticipated expiration: 2009-11-14
Also published as: CN86100363A; EP0190455A1; JPH0690235B2; EP0190455B1; US4763068A; ATE46399T1; CN1009310B; DE3502638A1; DE3573021D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】発明の背景本発明は、直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給さ
れる測定交流電圧を発生する特に中圧および高圧のため
の容量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するため
の方法ならびに該方法を実施するための回路装置に関す
るやこのような方法ならびに装置は、西独特許願公開公報第
２６３４５９５号明細書から既に公知である。

この明細書には、容量性分圧器の接地されたコンデンサ
に対して並列に、スイッチング装置として、非常に低い
オーム抵抗を有するスイッチならびにその制御装置の直
列接続が並列に接続されている。

制御装置は、交流電圧のターン　オン後に、スイッチを
約１ミリ秒の遅延時間後の第１回目の零点通過に依存し
て開放する。その結果、正常の動作条件下では、正常の
動作状態は、導体のターン　オン後振動周期の２分の１
の時間より遅れることなく達成されるが、この時間中入
力は短絡されている。

現在高電圧の測定は、多くの場合誘導性電圧変換器もし
くはトランスジューサを用いて行なわれている。しかし
ながら、この電圧変換器は、電圧レベルが高くなればな
るほど高価になる。

したがって、従来容量性高電圧分圧器ならびにそれに後
置接続された測定増幅器を用いて高電圧の測定を行う試
みが繰り返し行なわれて来た。

この様な試みにおいて間組となるのは、容量性分圧器に
おける直流電圧成分の発生であるやこの様な直流電圧成
分は、高電圧が加えられている分圧器が、電圧が零でな
い時点でターン　オフされる時に現れる。即ち、この場
合には増幅器入力端に直流電圧が発生するにの直流電圧
成分は増幅器の入力抵抗器を介して減少することができ
るが、高電圧を再びターン　オン（投入）した場合には
、高圧コンデンサに蓄積されていた電荷が直流電圧成分
として現れて交流電圧に重畳される。その結果、保護装
置にとって重要な出力電圧の零通過点が変位されて、変
換器もしくはトランスジューサの出力が飽和になってし
まう。

冒頭に述べた装置の改良として、西独特許願公開公報第
２８４６２８５号明細書には、数周期に亘りまたは数周
期後に直流電圧成分が検出された場合放電インピーダン
スを再びターン　オフする回路が提案されており、この
回路によれば、上述の問題は、短い時間中にしか生じな
いつこの特許願公開公報に記載の装置においては、第２の高
電圧分圧器が設けられており、この分圧器の出力電圧が
第２の直流電圧増幅器入力端に供給される。さらに種々
な入力電圧をそれぞれ異なった仕方で処理して論理判断
を行い、測定入力端における可変インピーダンス素子を
複数の半周期長に亘り交互に開閉（ターン・オン／オフ
）して直流電圧成分を減衰することが提案されている。

可変のインピーダンスを有する素子に最も単純な場合、
抵抗とそれに直列に接続されたスイッチから構成される
。またこのインピーダンス素子は、抵抗が制御可能であ
る半導体素子あるいはディジタル／アナログ変換器とし
て知られているような同じまたは異なった抵抗を有する
スイッチからなるレジスタとすることもできる。

さらに、測定信号から直流電圧成分をろ波する純電子的
構成のフィルタを備えた増幅器があるやしかしながら、
この増幅器では、振幅および位相に関する精度と周波数
特性および振動特性に関し現在課せられている要件につ
いて許容し得る妥協点を見出だすのは困難であるやさら
にこの種の装置は、通常、謂ゆる長さ比較で行なわれて
いる動作信頼性の監視が困難であるやと言うのは、遷移
時間に関し出力電圧と入力電圧とが異なるからである。

現在用いられている高速保護装置は、既にミリ秒後にお
いて、高電圧の良好な波形を有し、誤った開閉動作を招
来するような伸長や移相を伴わない増幅器出力電圧を要
求する。

上に述べたような問題に対処するために、既に、西独特
許願公開公報第２８４８２８５号および第２６３４５９
５号に解決策が提案されている。西独特許願公開公報第
２６３４５９５号に開示されている基本的思想は西独特
許願公開公報第２８４６２８５号に開示されている対象
とは異なり、直流電圧成分を多数の段階で漸次的に除去
できるのではなく、単純な高電圧分圧器を用いて、でき
る限り早い時点で短時間に且つ瞬時的に完全に除去する
ことにある。

しかしながら、これらの公知の短絡回路によれば、中間
電圧および高電圧領域において測定すべき測定交流電圧
の測定結果に誤りが介入する。

１１へ」ｌ　　　・これに対し本発明は、測定すべき中間電圧または高電圧
の波形を歪ませることなく可能な限り迅速に測定交流電
圧の直流電圧成分を除去すると言う課題を解決しようと
するものである。この場合、例えば誘導性電圧変換器、
短絡スイッチ等々のような大きくて高価な回路要素の使
用を回避することも本発明の課題である。

上の課題は、特許請求の範囲の第１項の謂ゆる特徴部分
ならびに特許請求の範囲第２項、第７項および第１１項
に記載の構成によって解決される６増幅器の並列路にお
ける測定交流電圧のディジタル化ならびに特許請求の範
囲第１項の特徴部分に記載の構成によれば、１周期に渡
り測定交流電圧を積分することによって得られる直流電
圧成分ならびに測定増幅器に対する該直流電圧成分の反
転された入力により測定交流電圧の影響は完全に回避さ
れ、さらに非常に短かい時間内に直流電圧成分を完全に
補償することができる。１周期に渡る積分によればさら
に、高周波の妨害電圧も除去され、その結果実際上純直
流成分だけが求められてそれにより正確な補償が可能と
なる。

特許請求の範囲第２項の謂ゆる特徴部分の記載の構成に
よれば、測定交流電圧は並列路でディジタル化され、半
周期の複数の時間区間から平均値が発生されて、この平
均値は、半周期だけ早い時点で発生された平均値と比較
され、その結果得られる電圧差は反転されて測定増幅器
に入力される。

これにより、非常に早い時点で補償が行われる。

以下、添付図面に示した実施例を参照し本発明の詳細に
関しさらに説明する。

細則交流電源回路ｔＩ４１には、高電圧コンデンサ２および
低電圧コンデンサ３から形成される容量性分圧器４が接
続されている。この容量性分圧器４の接続点５には電極
７を備えている分離コンデンサ６が接続されている。こ
の場合、該分離コンデンサ６と、接続点５との間には、
特にオームインピダンス素子もしくはオーム抵抗９，１
０からなる分圧器８を介在接続するのが好ましい、この
分圧器８は、測定交流電圧ＵＮを、後続の回路要素、例
えば集積半導体回路（ＩＣ）に対し無害な値、即ち例え
ば５Ｖに低減する働きをなす、また、必要に応じ、妨害
電圧に対して測定交流電圧Ｕ輔を予め高レベルにするた
めの増幅器１１を設けることができる。　分離コンデン
サ６の他方の電極１２は導体Ｌ１により、例えば抵抗器
１３を介して直接、測定増幅器１４に接続されており、
該測定増幅器１４の出力側には、測定変換器もしくはト
ランスジューサ１６の１次巻線１５が接続されている９
本発明の第１番目の実施例によれば、抵抗器１３に対し
て並列に、導体Ｌ２を介してアナログ／ディジタル変換
器１７、ディジタル積分器１８ならびにディジタル／ア
ナログ変換器１９および必要に応じ抵抗器２０の直列接
続が設けられる６マイクロプロセツサ２１は、内部クロ
ック発生器２２を介して回路要素群１７，１８．１９を
制御し、ディジタル積分器１８を時間的に制御すると共
に、必要に応じ、測定電圧ＵＮに対し測定値を遅延する
働きをなす、この場合、マイクロプロセッサとしては、
アナログ／ディジタル変換器、ディジタル積分器および
ディジタル／アナログ変換器を実現することができるも
の、例えば、ＲＡＭおよび／またはＲＯＭのような構成
要素を既に備えてぃるマイクロプロセッサを使用するの
が有利である。

その場合には、上記の構成は、マイクロプロセッサを相
応にプログラミングすることにより実現される６制御は
、積分時間発生器によって行われる。

この回路の動作態様ならびに測定交流電圧Ｕ。

に含まれている直流電圧成分ＵＧの積分による補償プロ
セスは次の通りである。

分離コンデンサ６の電極１２に発生する測定交流電圧Ｕ
Ｍは抵抗器１３を介して、直接、測定増幅器１４に入力
される。同時に、測定交流電圧ＵＭは、アナログ／ディ
ジタル変換器１７に印加される７該変換器１７は、交流
電源回路網１の周波数の周期長Ｔが複数の時間区間ｔに
分割され、各時間区間し毎に関連の電圧値が特にディジ
タル形態、例えば、４ビツト、８ビツトまたは１６ビツ
トパターンで出力されるようなりロック周波数Ｔｆでク
ロック発生器２２により制御される。この値は積分器１
８に入力される。

積分器１８は、同時に同じクロック周波数Ｔｆで、各ク
ロック毎に１周期長Ｔに渡って積分を行い、そしてその
都度積分値を出力するように制御される。この機能は第
２図に詳細に図解されている。第２図から明らかなよう
に、周期長Ｔは時間区間ｔに分割される。積分器１８は
、周期長Ｔに渡り、即ち例えば時点ｔｏからｔｏｌ　に
渡り、積分を行う、したがって直流成分が存在しない場
合には、時点１　ｏ＋　における積分値は零に等しい、
同様にして、例えば時点ｔ２°における積分値は零に等
しい。

なぜならば、周期長Ｔｔ２においては、ｔｏからｔ２ま
での積分値（細かくハツチングされた面積）は介入せず
、それに反して時点ｔｏ＋からｔ２′までの積分値（粗
くハツチングした面積）が付加されるからである。この
ようにして、１つの時間区間ｔで現れる各直流電圧成分
は直ちに確定することができる。

このようにして最終的にディジタル形態で得られる直流
電圧値ＵＧＤは、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換
器１９に供給され、該変換器はその出力端からアナログ
直流電圧Ｕ、を発生する。この直流電圧ＵＧは、該Ｄ／
Ａ変換器１９自体かまたはそれに後置接続されているイ
ンバータで反転され、測定交流電圧ＵＭに存在し得る直
流電圧成分に対して逆相関係で測定増幅器１４に入力さ
れ、斯くして純粋な交流電圧波形が得られる。

必要に応じ、測定交流電圧Ｕ、または直流電圧成分ＵＧ
もしくは（−）Ｕ、が、遅延装置、例えばマイクロプロ
セッサ２１を相応にプログラミングすることにより、測
定増幅器１４の入力端において、１つの時間区間ｔの直
流電圧成分が、測定増幅器１４の入力端における測定交
流電圧ＵＮの同じ時間区間に対応するように、言い換え
るならば、同相になるように遅延されるやこの遅延は必
要に応じ、上記直流電圧成分および交流電圧が数周期Ｔ
互いに移相されるが時間区間ｔに関しては互いに一致す
るように行うことができる。

電源回路網周波数が５０Ｈｚの実施例においては、１周
期は持続期間２０ミリ秒を有する。即ちＴ＝２Ｏｎ＋ｓ
である。これが積分区間を形成する。

したがって、入力量ｘ（ｔ）および出力量ｙ（ｔ）に対
しては次の関係式が成立する。

さらに、１つの周期の持続期間Ｔは２５６の時間区間ｔ
に分割されるものと仮定する。その場合、積分は数値的
に次の帰納差分方程式に従って求められる。

ｙ（ｎ）＝ｙ（ｎ　　１　）＋ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−２５
６）即ち、実際の積分値は、１周期Ｔ前に求められた積
分値に、時点Ｔｎにおける瞬時標本値を加え、標本値（
ｎ−２５６）、即ち２０ミリ秒前の標本値を減算するこ
とにより算出される。このようにして、電源電圧（５０
Ｈｚ）の印加後、１周期Ｔ＝２０ｍｓだけ経過した時点
で正確な直流電圧成分が既知となり、補償に用いられる
。

第３図に示した立上がり電圧においてターンオン時点が
零点通過と一致する場合には、測定交流電圧Ｕ、に直流
電圧成分が存在しない場合でも、この第１の周期を積分
することにより、この第１の周期内に直流電圧成分Ｕ、
が存在することを表す積分曲線が現れる。しかしながら
この直流電圧成分は第１の周期内にのみ現れ、最悪の場
合でも、測定交流電圧ＯＮの入力振幅をその１／３程度
、僅かに変位するに過ぎない、第２番目の周期の始めに
、この偏差は補償される。

第４図は、正の半波のピーク点でターン　オンした場合
の直流電圧成分を含まない測定交流電圧Ｕ、の対応の変
化を示す。図から明らかなように、この場合、測定交流
電圧は歪みを殆ど有していない。

第５図には、交流電圧成分の零点通過時にターン　オン
した場合で正の直流電圧成分が測定交流電圧のピーク値
の高さにある場合の測定交流電圧Ｕ、の直流電圧成分Ｕ
Ｇの補償が図解されている。

図から明らかなように、１周期Ｔ後には、直流電圧成分
は完全に補償され、したがって、測定には純交流電圧し
か用いられず、測定変換器もしくはトランスジューサに
は、変換器のコアの飽和や、直流電圧成分による１つの
側のコア予備磁化に起因する歪みは現れない。

直流電圧成分を除去するための本発明の方法、関連の回
路ならびに装置は、特に中間電圧および高電圧網での使
用に適しているばかりか、総ての種類の交流電圧網での
使用にも適している。

第６図に示しな、本発明の実施例においては、周期また
は半周期は同じ時間区間ｔに分割されている。しかしな
がら、この場合、半周期Ｔ／２内では、少なくとも３つ
の相続く時間区間りを含む部分区間Ｔにが測定される。

測定交流電圧Ｕ、の個々の瞬時値Ｕｔから、電圧平均値
ＵＮＫが、例えば瞬時値Ｕｔを加算し関連の時間区間ｔ
の数で割算することにより発生される。平均値発生に対
して多数の時間区間ｔを用いることにより、現れる電圧
ピークまた“は電圧中断は測定結果には介入せず補償さ
れる。

部分区間Ｔｘの各電圧平均値Ｕ、には、それぞれ、半周
期（Ｔ／２）だけ早く求められた電圧平均値（Ｕ′ＭＸ
）と比較され、その結果得られた電圧は反転されて測定
増幅器１４に入力される。このようにして、半周期Ｔ／
２後に測定交流電圧Ｕ、に存在する直流電圧成分の完全
な補償が達成される。

この場合、補償は、それぞれ時間区間り後にも行われる
。

第６図には、２種の測定相が示されており、その内第１
の測定相は、左下から右上に粗く斜線を引いた領域で示
されており、第２の測定相は、左上から右下に細かく斜
線を引いて示されている。

なお、識別するために第２の測定相には接尾辞２を付け
て表した。

動作は、本質的に、第１の実施例の場合と同じであるが
、但し、この場合には平均値″が、半周期Ｔ／２後毎に
比較される。また、回路は、積分の代わりに平均値発生
を行う点で異なるに゛過ぎない。

２つの実施例は、マイクロプロセッサ２１もしくは対応
のマイクロプロセッサ　チップを備えた集積回路の対応
のプログラミングで実施することができよう。

上の説明から明らかなように、本発明によれば、ターン
　オン時点で、積分が用いられる場合には１周期に渡り
基準電圧零の比較が、そして平均値通　左上／とＬム　
ッ　虐　人Ｓ啼　ｌよ＊　田廿鍔〒　／Ｑｌ啼ロケ　ｈ
　１環基準電圧との比較が行なわれる。このようにして
、上記の時点から直流電圧補償が実現され、測定回路の
測定変換器が飽和になることは阻止される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を実施する回路の原理的回路図、第２
図は、ディジタル化された測定電圧曲線を示すグラフ図
、第３図は、直流電圧成分が存在しない場合に零点通過
でターン　オンする場合の動作態様を図解するグラフ図
、第４図は、直流電圧成分が存在しない場合、ピーク点
でターン　オンする場合の動作態様を図解するグラフ図
、第５図は、直流電圧成分が存在する場合に零通過時に
ターン　オンする場合の動作態様を図解するグラフ図、
第６図は、半周期一時間区間比較による動作態様を図解
するグラフ図である６１・・・交流電源回路網、２・・・高電圧コンデンサ、
３・・・低電圧コンデンサ、４・・・容量性分圧器、５
・・・接続点、６・・・分離コンデンサ、７・・・電極
、８・・・分圧器、９．１０・・・オーム抵抗器、１１
・・・増幅器、１２・・・電極−１３・・・抵抗器、１
４・・・測定増幅器、１５・・・１次巻線、１６・・・
測定変換器、１７・・・アナログ／ディジタル変換器、
１８・・・ディジタル積分器、１９・・・ディジタル／
アナログ変換器、２０・・・抵抗器、２１・・・マイク
ロプロセッサ、２２・・・内部クロック発生器、Ｌｌ・
・・導体、ＵＮ・・・測定交流電圧、ＵＧ・・・直流電
圧成分、ｔ・・・時間区間、Ｔ・・・周期長、Ｔｆ・・
・クロック周波数。ＦＩＧ、　２

Claims

【特許請求の範囲】１、直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給される測
定交流電圧を発生する、特に中圧および高圧のための容
量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するための方
法において、測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）を、コンデンサ（
６）を介し２つの並列導体（Ｌ＿１、Ｌ＿２）を経て測
定増幅器（１４）に入力し、その場合、前記測定交流電
圧（Ｕ＿Ｍ）は一方の導体（Ｌ＿１）を介して直接入力
され、他方の導体（Ｌ＿２）においては、測定交流電圧
（Ｕ＿Ｍ）の直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）を次のようにして
求める、即ち測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）を小さい時間区間
（ｔ）に分割して各周期（Ｔ）または半周期（Ｔ／２）
に対し同数の時間区間（ｔ）を定め、該時間区間（ｔ）
のタイミング（Ｔ＿ｆ）で、前記測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ
）をそれぞれ１周期（Ｔ）に渡り連続的に積分すること
により求め、このようにして求められた各直流電圧値（
Ｕ＿Ｇ）を元の値に対して逆相関係で前記測定増幅器（
１４）に入力し且つ該測定増幅器（１４）を介して測定
変換器（１６）に供給することを特徴とする容量性交流
電圧分圧器の直流電圧成分を除去する方法。２、直流電圧成分を含み得る測定交換器に供給される測
定交流電圧を発生する特に中圧および高圧のための容量
性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去するための方法
において、測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）をコンデンサ（６）
を介し２つの並列導体（Ｌ＿１、Ｌ＿２）を経て測定増
幅器（１４）に入力し、その場合前記測定交流電圧（Ｕ
＿Ｍ）は一方の導体（Ｌ＿１）を介して直接入力し、そ
して他方の導体（Ｌ＿２）においては測定交流電圧（Ｕ
＿Ｍ）の直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）を次のようにして求め
、即ち測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）を小さい時間区間（ｔ）
に分割して、各半周期（Ｔ／２）毎に同数の時間区間（
ｔ）を設け、該時間区間（ｔ）のタイミングで連続的に
、半周期（Ｔ／２）の部分区間（Ｔｘ）を形成する複数
の相続く時間区間（ｔ）の瞬時値（Ｕｔ）からそれぞれ
電圧平均値（Ｕ＿Ｍ＿Ｘ）を形成して、半周期だけ先行
する時間区間（ｔ）の各電圧平均値（Ｕ′＿Ｍ＿Ｘ）と
比較して、その結果電圧差として前記直流電圧成分を求
めて、該電圧差を反転して測定増幅器（１４）に入力す
ることを特徴とする容量性交流電圧分圧器の直流電圧成
分を除去する方法。３、少なくとも３つの時間区間（ｔ）を電圧平均値発生
に用いる特許請求の範囲第２項記載の容量性交流電圧分
圧器の直流電圧成分を除去する方法。４、測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）の時間区間（ｔ）での分割
を、クロックで制御されるアナログ／ディジタル変換器
（１７）で行い、その結果得られたディジタル情報を、
同じクロック（Ｔｆ）で制御されるディジタル積分器（
１８）に供給し、該ディジタル積分器（１８）は、該ク
ロックシーケンス（ｔ）で、交流電圧周期（Ｔ）に渡り
１周期（Ｔ）分の求められたディジタル値（Ｕ＿ＧＤ）
を同じクロック（ｔ）でタイミング制御されるディジタ
ル／アナログ変換器（１９）に入力し、該ディジタル／
アナログ変換器（１９）は、前記ディジタル値（Ｕ＿Ｇ
＿Ｄ）から直流電圧（Ｕ＿Ｇ）を発生し、該直流電圧（
Ｕ＿Ｇ）は増幅器（１４）に、実際に測定交流電圧（Ｕ
＿Ｍ）に存在する値に対して逆相関係で入力される特許
請求の範囲第１項記載の容量性交流電圧分圧器の直流電
圧成分を除去する方法。５、並列導体のうちの少なくとも１つ（Ｌ＿１および／
またはＬ＿２）における測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）かまた
は直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）を、前記測定増幅器（１４）
に入力される電圧（Ｕ＿Ｍ−Ｕ＿Ｇ）の位相位置が、測
定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）に対し正確に１周期または複数周
期（Ｔ）もしくは半周期（Ｔ／２）だけ移相される特許
請求の範囲第１項ないし第４項の何れか１項に記載の容
量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する方法。６、特許請求の範囲第１項および第２項に記述されてい
るアルゴリズムを発生するためにマイクロプロセッサ（
２１）を使用する特許請求の範囲第１項ないし第５項記
載の何れか１項に記載の容量性交流電圧分圧器の直流電
圧成分を除去する方法。７、直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給される測
定交流電圧を発生する特に中圧および高圧のための容量
性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する回路装置に
おいて、容量性分圧器（４）の高電圧コンデンサおよび
低電圧コンデンサ（２、３）間の接続点（５）に、分離
コンデンサ（６）の一方の電極（７）を接続し、他方の
電極（１２）には、インピーダンス（１３）を介して測
定増幅器（１４）を接続し、該インピーダンス（１３）
にはアナログ／ディジタル変換器（１７）とディジタル
積分器（１８）とディジタル／アナログ変換器（１９）
との直列接続を並列に接続し、該変換器（１７、１９）
および積分器（１８）は１つの共通のクロック発生器（
２１）でタイミング制御して、前記アナログ／ディジタ
ル変換器（１７）で測定電圧（Ｕ＿Ｍ）を同じ時間区間
（ｔ）に分割し、各時間区間（ｔ）の各電圧値をディジ
タル形態でディジタル積分器（１８）に入力し、該積分
器（１８）は１周期（Ｔ）に渡るディジタル電圧値から
測定交流電圧を積分し、積分された交流電圧（Ｕ＿Ｍ）
の各直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）に対応する値を前記時間区
間（ｔ）のタイミングで連続的にディジタル形態で前記
ディジタル／アナログ変換器（１９）に入力し、該ディ
ジタル／アナログ変換器（１９）は各時間区間（ｔ）に
対応する直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）をアナログ形態で、前
記測定交流電圧（Ｕ＿Ｍ）の直流電圧成分に対し逆の位
相位置で、即ち該直流電圧成分（Ｕ＿Ｇ）を反転するか
、またはインバータを介して前記測定増幅器（１４）に
供給することを特徴とする回路装置。８、クロック発生器および制御装置としてマイクロプロ
セッサ（２１）を設けた特許請求の範囲第７項記載の回
路装置。９、容量性分圧器（４）から取出される測定交流電圧（
Ｕ＿Ｍ）をオーム性分圧器（８）に供給し、分離コンデ
ンサ（６）を前記オーム性分圧器（８）の接合点に接続
した特許請求の範囲第７項または第８項記載の回路装置
。１０、容量性もしくはオーム性分圧器（４もしくは８）
と分離コンデンサ（６）との間に増幅器（１１）を接続
した特許請求の範囲第７項ないし第９項の何れか１項に
記載の回路装置。１１、直流電圧成分を含み得る測定変換器に供給される
測定交流電圧を発生する特に中圧および高圧のための容
量性交流電圧分圧器の直流電圧成分を除去する方法を実
施するための回路装置において、分離コンデンサ（６）
とマイクロプロセッサ（２１）と、アナログ／ディジタ
ル変換器（１７）と、ディジタル積分器（１８）と、デ
ィジタル／アナログ変換器（１９）と、必要に応じ、測
定増幅器（１４）と、測定変換器（１６）とを備え、こ
れら回路要素を特許請求の範囲第７項ないし第１０項の
何れかに記載のように接続したことを特徴とする回路装
置。