JPS61167698A - 可変誘導子装置及びそれを含む電気システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力装置、即ち３個のリム部と、交流が供給さ
れる一次（すなわち入力）巻線と、直流制御回路とを有
する磁気コアを含む型の可変誘導子に関する。

〔従来の技術〕

従来、このような可変誘導子の一次巻線装置は磁気コア
の３個のリム部のうちの２つのリム部内部に同等の密度
の交流磁束を誘起する交流が供給される少くとも１　（
ＩＩの巻線を有する。他方、制御回路には直流が供給さ
れてこれら２個のリム部内部に同等の密度の直流磁束を
誘起する。直流及び交流磁束は２（ｆｉｌｌのリム部の
うち１つの内部にて互いに助長する方向となるが、残り
の１個のリム部の内部では互いに対向する方向となり、
交流の正・負の値に対してそれぞれ負・正となる。２個
のリム部の各々の内部に誘起する直流・交流磁束の機能
は多かれ少かれ磁気コアを大きく飽和させることによっ
て後者の交流磁束に対する透磁率を決定し、一次巻線の
インピーダンスを求めるにある。

それゆえこのインピーダンスは、制御回路の直流の大き
さを変更し２個のリム部内部に誘起する直流磁束密度を
変更することによって変化する。この直流の大きさを調
整して可変誘導子の所望の動作特性を得る複数の装置が
提唱されてきたが、このような装置のいくつかは一次巻
線の交流を整流して制御回路にこの整流された電流を供
給するようになっている。

これら既知の可変誘導子は、それらの動作特性が磁気コ
アを構成する材料の固有の特性及びこのコアの構造にお
けるいかなる変化に対しても、また磁気コアの発熱ある
いはわずかな変位に対しても、さらには周波数に関係し
た影響に対しても感度が良すぎるという欠点があった。

その上、従来技術のこのような誘導子では一次巻線の交
流の変化の最適な範囲、従ってこの一次巻線の端子間の
電圧のわずかな変動に応答する可変誘導子の無効電力の
最適な範囲を、それも所定の電圧レベルで、得ることは
できなかった。そのような動作特性は可変誘導子をたと
えば交流電圧の調節に通用することに非常に有用である
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の主たる目的は従って、交流、直流の磁束が加え
られたり、逆に差し引かれたりする磁気コアの２つのリ
ム部の各々に空隙手段を導入することによって上述の種
々の欠点を無くすることである。

〔問題点を解決するための手段〕

以上の目的を達成するため、本発明は各々が第１端部及
び第２端部とを有する３個のリム部を備えた磁気コアで
あって、これら第１端部は該磁気コアの第１共通部を介
してまたこれらの第２端部は該磁気コアの第２共通部を
介してそれぞれ接続された前記磁気コアと； 交流電流が供給される一次巻線と； 制御巻線装置と；及び 該可変誘導子の動作に関連した電気的パラメータに応じ
て大きさが変化する直流電流を該制御巻線装置に供給す
る装置とを含み、 該一次巻線と該制御巻線装置は前記磁気コアに対して、
交流及び直流電流が前記３個のリム部のうちの第１１Ｊ
ム部内に交流電流が正・負の値を有する際に、互いに助
長する方向かあるいは互いに逆の方向に交流磁束及び直
流磁束をそれぞれ誘起し、該３個のリム部の第２リム部
内に交流電流が正・負の値を有する際に、交流磁束及び
直流磁束をそれぞれ互いに逆の方向かあるいは互いに助
長する方向に誘起し、各第１リム部及び第２リム部内に
誘起する直流磁束は該直流の大きさに伴なって変化しそ
れによって前記一次巻線のインピーダンスを変化させる
磁束密度を有するように設けられ、 該第１リム部は該第１リム部内に誘起する合成磁束が横
切る空隙部を有し、前記第２リム部は該第２リム部内に
誘起する合成磁束が横切る空隙部を有することを特徴と
する可変誘導子を提供するにある。

〔実施例〕

本発明の好適な実施例によれば、電気的パラメータは一
次巻線に供給する交流電流の振幅で、直流電流供給装置
は該一次巻線を制御巻線装置に直　　・列に連結して該
一次巻線を流れる交流電流を整流するとともに該制御巻
線装置に整流電流を供給する（自己−制御動作）ダイオ
ードブリンジを含んでいる。

本発明の別の好適な実施例によれば、一次巻線は第１巻
線とこれに直列に接続された第２巻線とを含み、それぞ
れ第１及び第２リム部に巻きつけられ、交流電流を供給
してこの交流電流が該第１リム部内に第１交流磁束を、
該第２リム部内に第２交流磁束を誘起せしめ、該第１．
第２交流磁束は３個のリム部のうちの第３リム部内に互
いに加わる。その制御巻線装置は該第１巻線に重ねられ
た第３巻線と、該第２巻線に重ねられた第４巻線とを含
み、これら第３．第４巻線は直列に接続され、それぞれ
第１．第２リム部に巻きつけられ、直流電流を供給して
この直流電流が該第１．第２リム部によって画定される
閉磁気回路を介して流れる直流磁束を誘起する。

好適には、該第１．第２巻線は該第１リム部に巻きつけ
られて該第１リム部の空隙部がこれら該第１．第３巻線
の中心部に位置するようになっており、第２及び第４巻
線は該第２リム部に巻きつけられて該第２リム部の空隙
部が該第２．第４巻線の中心に位置するようになってい
る。

この可変誘導子はまた磁気コア上に設けられたバイアス
巻線装置と、さらに所定の値を有し、前記制御巻線手段
に直列に接続された誘導子を含んでいる。

以下に、本発明の実施例を図面を参照して具体的に説明
する。

本発明の可変誘導子は図面の第１ａ図に示されるように
、明細書を通じて番号１で示され、中央リム部２及び２
個の外側リム部３，４で形成される磁気コアを有する。

これら３個のリム部はすべて実質的に同一平面内に配置
されて該磁気コア１の構成が容易になるようにしである
。この３個のリム部は第１共通部３４に連結された第１
端部を有する一方、それらの第２端部は第２共通部３５
に連結されている。この磁気コアは有利には、積層板で
構成してあり、この積層板は前記３個のリム部が配置さ
れた上記平面に対して平行に置かれている。これら積層
板は第１ａ図の軸線Ａ−Ａにおいて見たリム部２乃至４
の断面を示す第１ｂ図上に番号２０で示されている。磁
気コア１の異なるリム部を形成する積層板２０の枚数と
厚さは、勿論この種の磁気コアの設計に対する使用上の
基準により選択される。

第１ｂ図に示す通り、中央リム部２及び外側リム部３，
４は各々はとんど円形に近い十字架形状の断面及び同一
面積を有している。

しかし、外側リム部３，４が同一面積を有するというこ
とは重要ではあるが、中央リム部３の断面が外側リム部
３，４の断面積に等しいか或はそれより大きい面積を有
することも許される。これらリム部２，３．４はまた正
方形成は長方形の断面を有しても良い。

以下の記述を読めば明らかとなる種々の理由により、こ
の積層板２０が磁気鋼或は顕著な曲がり部分を有する磁
化曲線を持つ他のいかなる磁性材料でも作られるという
ことは重要である。これらの積層板２０の接合点の領域
において、磁化曲線の曲がり部分を直線にする現象を示
す部分的磁気飽和を抑えるために、この積層板２０は、
たとえば第１ａ図の５および６に示すように少くとも３
つの段数を有する角度４５°の接合点により接合すべき
である。

この第１ａ図に戻って説明すると、磁気コアの外側リム
部３は空隙７をその中央部に有するが、別の外側リム部
４はその中央部に空隙８を有しており、これら２つの空
隙７，８は同等の長さを有している。

便宜上、ここで「一次巻線」と呼ぶ第１巻線装置には交
流電源９を介して交流電流が供給される。

該第１巻線装置は外側リム部３に巻きつけられる第１巻
線１０ａと、外側リム部４に巻きつけられる第２巻線１
０ｂとを有している。そしてまた、該第１巻線１０ａに
重ねて巻かれる別の第１巻線１１ａと、該第２巻線１０
ｂに重ねて巻かれる別の第２巻線１１ｂとを有する制御
巻線装置が設けられている。はじめの第１．第２巻線１
０ａ、１０ｂは共に同等の巻数を有して直列に接続され
、後者の第１．第２巻線１１ａ、ｌｌｂもまた共に同等
の巻数を有して直列に接続される。有利には、それぞれ
の第１巻線１０ａ、ｌｌａは外側リム部３のまわりに設
けられて前述の空隙７がこれら巻線の中央部に位置する
ようになっている。同様の方法で、それぞれの第２巻線
１０ｂ、ｌｌｂが外側リム部４のまわりに設けられて前
述の空隙８がこれら巻線の中央部に位置するようになっ
ている。

これらの巻線の配置は空隙領域での漏れ磁束を大幅に減
少させるという点で、有利である。

４個のダイオードを有する全波整流ブリッジ１２は第１
巻線手段を流れる交流電流を整流して制御巻線手段にこ
の整流電流を流して可変誘導子の自己−制御動作を得て
いる。ここで便宜上、この整流電流を「直流電流」と呼
ぶことにする。

実際は、整流ブリッジ１２は交流電源９の端子間にて第
１巻線装置と制御巻線装置を直接に直列で連結して第１
巻線装置の交流電流が制御巻線装置に供給されるよう整
流される。直列に連結された巻線１１ａと１・１ｂを流
れるこの直流電流の大きさは、従って同様に直列接続さ
れた巻線１０ａ。

１０ｂを流れる交流電流の振幅の関数となっている。

巻線１１ａとｔｉｂの直列接続の方向と同様、その巻線
の方向は制御巻線装置の直流電流が外側リム部３，４に
よって画定される閉磁気回路を流れる直流磁束を誘起す
るように選ばれる。その結果、中央リム部内には直流磁
束は発生しない。２個の外側リム部３と４の巻線ｔｔａ
とｌｌｂで誘起する直流磁束はそれぞれ矢印１３．１４
で示される。この誘起する磁束の作用は磁気コア１を多
かれ少なかれ深く磁気飽和させて、第１巻線装置のイン
ピーダンスを減少させ、安定点に到達するまでこれらの
巻線を流れる交流電流を増加させる。

第１巻線装置を流れる交流電流の値が正となる各時間に
は、巻線１０ａと１０ｂはそれぞれ矢印１５．１６で示
される交流磁束を発生する。これら交流磁束１５，１６
は１７で示されるように中央リム部２内にて互いに助長
するように働く。磁束の後者の付加が矢印１９にて図示
されている。

勿論、上述した交流、直流による両値束の重なりは、交
流電源９から分配される交流電流が正の値をとる時に生
ずる。巻線１０ａと１０ｂを流れる電流がこの場合に、
負の値をとると、逆の現象が生ずることは容易にわかる
ことであり、外側リム部３，４のこれらの巻線１０ａと
１０ｂによって誘起する交流磁束は逆向きに流れる。

磁気コア１の中央リム部２が、２個の外側リム部３と４
の各々と同等の断面積を有する場においてさえ、上述し
た磁束の分布と、残留磁束と、磁気コアのこの２個の外
側リム部が磁気飽和すると中央リム部２には到達しない
漏れ磁束を許容するという事実とにより、中央リム部２
は飽和に達しないという事は指摘せねばならない。

第１Ｃ図は第１ａ図の空隙を有する自己−制御可変誘導
子の等価回路を示す。第１回路（直列接続された巻線１
０ａと１０ｂとを含む）のインピ−ダンスは誘導性イン
ピーダンスωｔ、ｐに直列の抵抗Ｒｐで表わされ、他方
制御巻線装置（直列に接続されたｌｌａと１１ｂ）のイ
ンピーダンスは誘導性インピーダンスωＬｓに直列の抵
抗Ｒｓで表わされる。ここで、ｔ、ｐは直列に接続され
た巻線１０ａと１０ｂを含む第１回路のインダクタンス
の値で、Ｌｓは直列に接続された巻線１１ａとｌｌｂの
インダクタンスの値、さらにωは第１巻線手段の交流電
流の周波数ｆの時の角周波数２πｆである。

電流ｉは第１巻線手段を流れる交流で、電流ｉはｐ　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　ｓ制御巻線を流れる直流電流を示すも
ので整流ブリッジ１２を流れる電流ｉを整流することで
得られる。この電流ｉは整流ブリッジ１２によって配分
される整流電流に相当するもので常に同一方向を流れる
。容易に理解できる通り、記号ｐは一次巻線に関連づけ
るもので、他方記号Ｓは制御巻線部分に関連づけられる
。

第１ｃ図に示すように制御巻線部分の巻線１１ａは第１
巻線部分の巻線１０ａの巻数のｎ倍に等しい多数の巻数
を有するもので、ｎは１よりわずかに大きい数である。

従って、巻線１１ｂは巻線１０ｂの巻数のｎ倍に等しい
巻数を有する。

制御巻線装置の巻線１１ａとｌｌｂの巻数と一次巻線の
、巻線１０ａと１０ｂの巻数との比であるｎは１よりわ
ずかばかり大きいことと、巻線１１ａとｌｌｂを流れる
整流制御直列回路ｉが交流型流ｉのモジュラスに等しい
かあるいはそれより大きい振幅を有することから、外側
リム部３，４の各々の内部の合成磁束は常に同一の極性
、即ち後に説明するように、付加されるバイアス巻線が
ない場合に、これに対応する磁束（第１ａ図の矢印１８
．１９を参照）を誘起することにより直流ｉによって決
まる極性を有している。

外側リム部３の磁気回路は外側リム部４の磁気回路と同
等なので、これら２個のリム部の内の１方のリム部内の
磁束と他方のリム部内の磁束は同等で、角度にして位相
は１８０°相違する。小ヒステリシスループによって、
各リム部内にて磁束が生ずるので、可変誘導子内の磁束
対実際の電流ｉの曲線は、電流が増加する場合と減少す
る場合とでは異なってくる。第２図はそのような小ヒス
テリシスループを表わす。

まず、ｉ　＝ｉ　＝ｉ　　なる点から出発し、ここでｓ
　　　　ｐ　　　　ｍａｘ ｉ　は交流電流ｉの波高値であるから、外部リムｍａｘ
　　　　　　　　　　　　　１ 部３，４のうちのどちらかのリム部内にある磁束ｆ＋　
　（ｎｉ　　＋ｉ）は交流電流ｉが、その値を−ｉＳ　
　　　　Ｉ）　　　　　　　　　　　　　　ｐ　　　　
　　　　　　　　　　　ｍａｘに次第に近づけるにつれ
て、減少してくる。その間、他の外側リム部内にある磁
束ｆ２　　（ｎｉ　　−ｉ）ｐ は磁束の値ｆｚ　　（（ｎ＋１）ｉ　　）方向への異な
ｍａｘ る曲線部分に従って増加する。それゆえ、第２図の小ヒ
ステリシスループは、（ｎ−１）ｉ　　と（ｍａｘ ｎ＋１）ｉ　　との間にある電流ｉの値によって得ａｘ 得られ、ｉは保磁力に相当する電流を示し、ｆはＣｒ 残留磁束を示す。

以下の説明の中で、部分直線理論モデル曲線が使用され
る。実曲線、即ち小ヒステリシスループと磁化曲線の丸
味をもって曲がった部分を考慮して、そのようにして得
られ結果を校正する方法を明確に議論する。

第３図は、電圧ｆ　（ｉ）対電流ｉの関係を表わす部分
直線磁化曲線を示すもので、ｆ　（１１は関係式ｆ　（
ｉ）＝ＮωＢＡに従って誘導レベルＢを得るのに要する
交流電流ｉの周波数での電圧波高値であり、ここでωは
すでに定義されており、Ｎは交流電流が流れる巻線装置
の巻回数で、Ａは磁束が貫流する磁気コアの有効断面積
である。空隙部を備えた自己−制御可変誘導子の動作に
は、勿論第３図の曲線にできるだけ近づけた曲線を得る
のが便利である。ｉ＝０とｉ＝　ｉ　との間にて第３図
の上半分の第１直線部分は傾きωＬ＋に従い、他方第２
直線部分は電流ｉが第３図の半曲線の曲がり部での電流
ｉ　より大きい場合、傾きωＬ２を有する。

可変誘導子の興味ある特性は、定常状態において、その
動作電圧波高値ＶＯ対電流波高値ｉ　のｍａｘ 関係にある。誘導インピーダンスωｌｐ＋　２ωＬ２と
ωＬｓ＋２ｎ２ωＬ２とに比して無視できる抵抗Ｒｐ、
Ｒｓを考慮すると、導通時のダイオード端子電圧が可変
誘導子の動作電圧波高値ＶＯに比して無視できて、スイ
ッチング時での零位相角と増加磁束ｆ２　　（ｎｉ　　
−ｉ）に等しい減少磁束ｆ＋　　（ｎｉＳ　　　　ｐ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　Ｓ＋ｉ）を有するので、即ちヒステリシスループを存
しないので、定常動作゛及び半値化曲線が第３図に示す
ように２つの直線部分で形成される場合には、電圧波高
値Ｖｏ対電流波高値ｉ　の曲線が異ａｘ 異なる傾きの３個の直線部分からなるということは数学
的に示すことができる。第４図はこのＶ。

対ｉ　　の曲線を示す。

ｍａｘ 第４図の、０（ｉ　　（、ｉ　　（ｎ＋１）に対するｍ
ａｘ　　　　　　。

上半分曲線の第１直線部分は傾き（ωｌｐ＋　２ωＬ１
）を有している。従って電圧ＶθはゼロからωＬｐ＋２
ωＬ＋　　ｉ　　／　（ｎ＋１）までこの傾きに従う。

第４図の、ｉ　　／（ｎ＋１）〈ｉ　　＜　　ｉ　　１
０　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｍａｘ
　　　　　　。

（ｎ−１）に対する半曲線の第２直線部分は、イリ１　
　き　： ｍ＝　〔（ω　しｐ＋ω　Ｌｌ　＋　ω　Ｌ２）−ｎ　
　　（ω　ｌ、１　　　　　（ｌＪＬ２　　）　　）　
　　　　　　（１）を有する。

それゆえ、動作電圧波高値ＶＯの値は、電流ｉ　がｉ／
（ｎ＋１）からｉ／（ｎ−１）にｍａｘ　　　　　ｏ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　。

変化するにつれ、上記傾きｍによって、Ｖｏ　＝　（ω
Ｌｐ＋２ωＬ＋　）　　ｉ　　／　（ｎ＋１）からＶｏ
　＝　（ωＬｐ＋２ωＬ２＞　　ｉ　　／　（ｎ−１）
に到る直線部分の曲線に従う。

ｍａｘ 割に応じて電圧Ｖｏが変化するにつれて、傾き（ωＬρ
＋２ωＬ２　）を有する。

第４図の半曲線の直線部のそれぞれ異なる傾きは、第１
巻線装置の入力誘導インピーダンスには誘導子の動作電
圧源高値ＶＯが依存するが、制御巻線装置の誘導インピ
ーダンスωＬｓには依存しないということを示している
。この結論は全く一般的で第２図に示す小ヒステリシス
ループと同様に第３図上に示す通り、典型の磁化曲線に
適用できる。

傾きｍの式から、巻回数ｎを適切に選べは、　１／（ｎ
＋１）と　ｉ／（ｎｌ）との間にあるに変更することが
できるという事を明らかにすることができる。

実際、 ｉ の場合には、即ち、 ｍａｘ る電圧のある定数は第４図の半曲線の中央の直線部分で
得られる。即ち、Ｖｏ　＝　（ωＬ＋　−ωＬ２）ｉ　
となる。

電圧Ｖｏ　＝　（ωＬ＋　−ωＬ２）　　ｉ　　の値は
第３図の曲線上において傾きωＬ２の部分の延長線に垂
直軸線ｆ（１）が交差する点に対応するということに注
意すべきである。

正の傾きかあるいは負の傾きのｍを得るのが望まれる場
合、巻数比ｎを適切に変更すれば十分である。この傾き
ｍは、（ωｌｐ＋　２ωＬ２）／（ωＬｐ＋２ωＬ１）
が小さい程、巻数比ｎの値に対する感度が良くなる。傾
きｍが変更された場合でも、第４図の垂直軸線ＶＯと平
曲線部の中央直線部の延長線との交点は常に同じとなる
。同様の現象が第４図の下半分の曲線においても生ずる
ということは注意すべきである。

第３図のモデルを使用して、可変誘導子の一次巻線を流
れる交流電流ｉを表わすのに数学的に得られるフーリエ
級数の式を展開すると、この電流ｉの調和成分の関係式
を得ることができる。電流ｉの範囲の２つの端点、即ち
０（ｉ（ｉ／ｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　ｍａｘ　　　　　。

（ｎ＋１）とｉ　　＞　ｔ　　／　（ｎ　　１）におい
て、ｍａｘ　　　　　。

ｉは正弦波でありそれゆえ基本周波数のみを含んでいる
。したがって、この２つの電流範囲端点間では、電流ｉ
の調和解析が行われる。そのような解析は電流ｉがその
波高値が以下の関係式：で与えられる場合を除いて、高
調波成分を有することを示している。それゆえ、それは
完全に正弦波となる。これらの結果は重要である。実際
、ある所定の波高値ｉ　に対し、電圧■０の振幅は、上
に述べたようにωＬｓとは独立してはいるが、ωＬｓの
値を正確に調節することにより、電流波形を正弦波に変
えることができる。高調波成分を先きあるいは正規の動
作に制限することを望む場合、このことは特に、有用で
ある。この誘導インピーダンスωＬｓの値は、第６ａ図
に示すように巻線１１ａ及びｌｌｂに直列の制御回路に
て一定の値を有する誘導子２２を導入することにより調
整される。それで不十分ならば、そのような高調波成分
はフィルターで除去される。３相のシステムでは、ある
接続の型式が有利に使用される。たとえば、本発明によ
れば、空隙を有する３つの自己−制御可変誘導子をΔ接
続する。

第４図の電圧Ｖｏ−電流ｉ　の曲線と同様に、ｍａｘ モデルとして使用され第３図に示される磁化曲線を正確
に得ることは決してできないので、この理論を実際の値
に適合させるようにこの理論の修正を簡単に論するのが
得策である。

上に述べたように、磁束はモデルとして使用した磁化曲
線に従わないが、上限（ｎ＋１）ｉ　　とｍａｘ 下限（ｎ−１）ｉ　　とを有する小ヒステリシスルａｘ −プには従う。一方外側リム部のうちの１つにある磁束
は、電流（ｎ＋１）ｉ　　での深い飽和に相ａｘ 当する最大値からさらに非常に小さい値へと減少し、も
う一方の外側リム部にある磁束は電流（ｎ−１）ｉ　で
の値から、電流（ｎ＋１）ｉ　　でのｍａｘ　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
ｍａｘ値へと増加する。たとえ、かなりの誤差を導入せ
の磁化曲線上での磁束の値に相当するものと考え流電流
ｉの周波数におけるヒステリシスループ上の磁束の減少
曲線上での磁束の値に相当する電流（ｎ−１）ｉ　　で
の磁束の値には同様の考えは磁束の値を正確に予測する
ことは非常に困難である、というのはこの磁束の値が磁
気コア１の積層板２０の配置に対し、磁性材料の品質に
対し、巻線の発熱により生ずるずれをはじめいかなるず
れに対さらには周波数に関係する影響に対してもこの磁
束の値が極めて感度が良いからである。後でより詳細に
述べるように、空隙７，８は磁気コアの２つの外側リム
部３，４に設けられてこれらの欠点を抑えかつ所定の電
圧レベルで、誘導子の電圧調整の範囲を増加する。１頃
きωＬ＋が空隙を設けることで減少する場合、上述の現
象の影響は、除去されないとしても、かなり減少する。

他の考慮に入れるべき点は、実際に得られるある飽和の
程度に対して、電流ｉの周波数での保磁電流ｉであり、
ｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｃ
空隙が設けられた時の傾きωＬ＋　の下にそれから生ず
る残留磁束である。単純な形では、第５図が残留磁束と
保磁力とを考慮に入れて補正した新しい磁化曲線を示し
ている。ここで、飽和に伴なって増加しつづける傾向が
ある、従って（頃きωＬ１を増加する、残留磁束により
生ずる影響は無視できる。

適切な数学的展開は、空隙を有する可変誘導子〜 の電流ｉ　に対する動作波高値Ｖｏは保磁力のたｍａｘ めに（ωＬｌ−ωＬ２　）ｉだけ減少するということを
示す。

（ｉ　　−ｉ）／（ｎ＋１）＜ｉ　　　〈　（ｉ　　−
１）ｏ　　　　　　ｃ　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　ｍａｘ　　　　　　　　ｏ　　　　　
　ｃ／（ｎ−１）となる第４図の上半分の曲線の中間の
電流範囲についても、　ｉ　が（ｉ　　−ｉ）で置ＯＣ 換される他のすべての式についてと同様に適応できる。

ここでは、電流波形に対して小ヒステリシスループに従
う誘導子の動作によって生ずる変形は考慮に入れていな
い。

第５ａ　、５ｂ図はそれぞれ外側リム部３，４のまわり
に巻かれた巻線２３ａ、２３ｂを有するバイアス巻線を
示す。これらの巻線２３ａ　、２３ｂは直列に接続され
ており、外側リム部によって画定される磁気閉回路をバ
イアス直流電流ｉ　に応ｏｌ 答して流れる直流磁束を、制御巻線１１ａ、１１ｂが発
生すると同様な方法で、前記外側リム部３゜４のまわり
に巻かれている。そのような磁束は、よって生ずる直流
磁束に対し同一方向にあるいは逆方向に流れる。これら
の巻線２３ａ　、２３ｂは第６ａ図に示すとおり、調節
可能な直流電流源２４を介して、あるいは抵抗２５を通
って直流電圧源を介して備えられる。この回路に、付加
的な誘導子を付加して巻線２３ａ、２３ｂにさらに一定
な直流電流を供給することも推奨できる。別の可能性と
しては、第６ｂ図に示すように、磁気コア１にそれぞれ
リム部３，４に巻きつけた２つの巻線２６ａ　、２６ｂ
を含み、ダイオード２７　、２８を介して整流される電
流を発生してこの整流された電流の大きさを調整するよ
う設けられた調整可能な抵抗２９を介して巻線２３ａ　
、２３ｂにこの電流を供給する付加的な巻線を配置する
ことである。

て保持力電源ｉと全く同様の効果を有する。２つの磁極
のうちの１方にて可能であるが、その１方の磁極を保磁
力電流ｉの影響を除くように、あるいは一般に所望のレ
ベルにおける動作電圧波高値を調節するために利用でき
る。

波形の質を向上するため、第７図に示すように外側リム
部３，４に異なる巻線が重ね合わせられて空隙がその中
心部に位置するようにするのが有利である。最初にバイ
アス巻線２３ａを外側リム部３に巻き、次にもし設ける
ならば巻線２６ａを巻き、しかる後に一次巻線１０ａと
制御巻線１１ａの順に巻く。従って、最初にバイアス巻
線２３ｂは外側リム部４に巻き、次にもし設けるならば
巻線２６ｂを巻き、しかる後に一次巻線１０ｂと制御巻
線１１ｂの順に巻く。

第３図に示される使用モデル曲線において、磁化曲線の
半白線は傾きωＬｌ　　、ωＬ２の２つの直線部分によ
って示され、これにより（ｎ＋１）ｉ　が電流値ｉ　を
通過する時としかる後（ｎ　−ｍａｘ　　　　　　　　
　　　　。

１）　ｉ　　が同電流値ｉ　を通過する時に電流ｉｍａ
ｘ　　　　　　　　　　　　　　　ｏ　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　ｍａｘに対する電圧
ＶＱを示す関係式にて急激な変化を生ずる。実際上は、
磁化曲線の曲がり部分は常に使きωＬ１から傾きωＬ２
へと通過する際に、同様の丸味を帯びた曲がり部分をも
たらす。他方、逆の方に丸味を帯びた曲がり部分は、こ
の領域において（ｎ−１）ｉ　　が通過する際に生ずる
。こｍａｘ の後者の曲がり部分の丸味は１よりわずかに大きなｎに
対して電流ｉ　に応じて（ｎｌ）ｉ　　がｍａｘ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｍａｘ次第
に増加するにつれ前者のそれよりわずかではあるが非常
に大きなものとなる。これら２つの丸味のある曲がり部
分と特に後者の曲がり部分は第４図の半一曲線の傾きｍ
の中間部分によって明らかなように電圧Ｖｏの作用の下
に電流ｉ　の変化ａＸ する領域を減少させるという効果を有する。そのことが
上で述べたように、急激な曲がり部分を持つ磁化曲線を
有する磁性材料を使用することを推奨する理由である。

さらには、コア１を構成してその積層板２０を接合して
この曲がり部分が直線状に延びないようにすることも推
奨できる。

空隙７，８の効果は以下において更に詳細に調べよう。

同一の空隙を２つの外側リム部３，４の各々に設けると
第３図の磁化曲線の傾きωＬ＋　　。

ωＬ２と第２図に示す小ヒステリシスループの傾きが減
少し、特に低誘導レベルでのより大きな傾き部分、即ち
ωＬ１が減少する。この適切な近似式は、 で与えられ、ここでωＬはコアの外側リム部３あるいは
４に巻かれた巻線のインピーダンス（オーム）、Ｎはこ
の巻線の巻回数、Ａ　は外側リム部（３あるいは４）の
有効断面積、ａは空隙の長さくメートル）、ｌ　は外側
リム部３あるいは４にと関連する磁気回路の長さくメー
トル）、ωは角周波数、μ　　は４πｘ　ｌ　□−７に
等しい値で、μｉｒ ／μ　　は磁気コアを形成する材料の比透磁率でｉｒ ある。

非常に深い飽和に達すると、最も顕著にそれが現出する
のは気中における巻線インピーダンスである。このイン
ピーダンスはソレノイドの場合次のような近似式で見積
もられる。即ち、ω２．２Ｘ１０−＠　Ｄ　　　”　　
Ｎ”ωＬ＝　□□ Ｄ＋２．２１ 式中ωＬは気中での巻線インピーダンス（オーム）で、
Ｄ　は巻線の平均直径（メートル）、ｌは巻線（ソレノ
イド）のメートル表示の長さ、他のパラメータは先に定
義したとおりのものである。さらに正確な計算式力で時
には必要となることもある。

事実、後者のインピーダンスは１　　　＞１　　／ｍａ
ｘ　　　　　　。

（ｎ−１）のｉ　　に対する電圧■ｏの発生を計量ａＸ 算するのに用いられるが、はじめの方の式は、ｉ＜　　
ｓ　　／　（ｎ　＋１　）の領域において適切でｍａｘ
　　　　　　。

ある。

空隙を設けることは少ヒステリシスループの任意の変形
に対する誘導子の感度をかなり減少するという利点を有
する。実際、傾きが非常に急激に変わる場合、（ｎ　　
１）　　ｉ　　での磁束におけるｍａｘ 重要な変化は最も小さな曲線変動によって引き起こされ
る。インピーダンスωＬ＋が空隙によって非常に減少す
るときに、そのような現象は弱まる。

従って、巻数比ｎを所定の静特性を得るよう調整すれば
、前記等式（１）及び（２）から理解できるように、極
限まで小さくなる。それゆえ外側リム部３，４に空隙を
設けることによって自己−制御誘導子の動作特性をより
良く制御でき、したがって同様な特性を有する誘導子を
構成できてまた電流の変動するより重要な範囲を得るた
めに従って無効電力の変動する重要な範囲を得るために
誘導子を調整でき、この誘導子は先に確立された電圧レ
ベルでのわずかな電圧変動が吸収できる。事実、この主
な従来技術に固有の欠点はこの電圧レベルでの可変誘導
子の動作時のパラメータを調整するというあまりにも大
きな困難性に帰因するものであった。

空隙は適宜に選択された寸法を有して磁気コア１の構成
上の変形あるいは積層板２０の特性によるわずかな非対
称性を目立たなくすることができる。

空隙を備えたこの誘導子はしかし既存の可変誘導子に比
べると、その電流ｉ中により高い高調波成分を有してい
るという不利な点を有している。

しかし、一定の値を有する誘導子２２（第６ａ図）は動
作点において正弦波電流ｉが得られるように設けられる
。すでに述べたように、フィルターを通すかあるいは３
相のシステムにおいてΔ接続することがこの高調波成分
を減少させるのに利用される。

ここで、飽和においても抵抗値が誘導インピーダンスに
比較して低い値にとどまっているということに注意すべ
きである。従って、これらの抵抗値の影響は異なる巻線
の発熱による抵抗値の増加と同様に無視できる。

この過渡応答、より詳細にはその応答時間は明確に以下
に述べられる。

適切な数学的展開は、もし誘導子が電圧波高値■０で動
作しその初期電流波高値がその時ｉ＜ｓｍａｘ　　　　
　　。

／（ｎ＋１）であり、急激な電圧増加ΔＶが生ずる場合
には、ωＬ】が非常に大きくｎが１よりわずかに大きい
ように、半サイクルの後に流れる電流が最終的な値に収
束するということを示している。

電流範囲ｉ／　（ｎ　＋　１）　＜　ｓ　　＜　　ｔ　
　／　（ｎＯｌｌ１ａｘ　　　　　０ −１）に関連して、その応答時間は（ωＬｓ＋ωｔ、ｐ
＋４ωＬ２）が小さい程短くなる。ωＬｓの大きな値が
過渡状況と考えられる時間を増大させるということもま
たわかる。それゆえ、一定の値を有する誘導子２２（第
６ａ図参照）を設けることで応答時間は増加するが、後
者は速いのは変わらない。

おいて、その応答時間は、（ωＬｓ＋２ｎ２ωＬ２）が
（ωＬｐ＋２ωＬ２）の値に近い値を持つ程早くなる。

すべての場合において、この応答時間は非常に早（、た
とえば数半サイクル程度になる。

ここで、ある適応例では所定の値を有する誘導子３２、
コンデンサ３３、あるいはコンデンサ３７に直列に接続
される所定の値を有する誘導子３６を、第８ａ図乃至第
８Ｃ図に示す本発明による空隙を有する自己−制御可変
誘導子３１に並列に接続して全体のシステムにおいて所
望の動作特性を得る必要があることを述べるの°が有利
である。

本発明による空隙を有する自己−制御可変誘導子は、第
４図の伸きｍの曲線部分上に位置する電圧ＶＯという所
定のレベルにおいて、無効電力を自己−制御吸収するこ
とによって交流電圧の調整に対する比較的単純な受動素
子を構成する。

この可変誘導子は分巻可変誘導子としてかあるいは静止
補償素子として無効電力の自己−制御吸収を経て得られ
るレベルの電圧の調整に対してその応用に利用される。

特に、本発明の目的である非常に重要な応用は頭出しの
導線部においであるいはより一般的には容量的電源（容
量結合）において供給される電気的負荷に印加する交流
電圧の調整である。第９図はそのような等価回路を有す
る容量的電源、すなわち電圧■の電源３８と（たとえば
電気的エネルギ伝送線が考えられる）と値Ｃを有するキ
ャパシタバンク３９を示している。この電源は抵抗負荷
Ｒを備えている。本発明による空隙を有する自己−制御
可変誘導子３１は抵抗負荷Ｒに並列に接続されている。

電流ｉはバンク３９を貫流し、電流ｉＬは誘導子３１を
また電流１ｇは抵抗Ｒを貫流・する。バンク３９の両端
には電圧Ｖｃが生じており、抵抗Ｒ及び誘導子３１の両
端には電圧ＶＬが生じている。

この理論は、抵抗Ｒの値に応じて誘導子３１の値が適宜
変化する場合、抵抗Ｒの両端の電圧ＶＬが所定の範囲内
において一定に維持されるということを示している。こ
のことは、上述の如く空隙を有する自己−制御可変誘導
子を傾きｍ（第４図参照）を０にするように選ぶことで
なされる。また、制御巻線１１ａ、ｆｌｂの巻数を調節
すること（第１ａ図）によって傾きｍを適切に変更しく
第４図参照）、これによってでも負荷の作用による（負
荷Ｒに伴なって増加するこの負荷Ｒの両端の電圧）電圧
ＶＬを確実に調整でき、それによって有効電力を電源３
８から負荷３８へ最適に送給できる。

本発明は可変誘導子の好適な実施例によって説明したき
たが、この実施例に対するいかなる改変も可変誘導子の
他のいかなる応用も特許請求の範囲内において、本発明
の本質と範囲を変更することが同様なされうるというこ
とを指摘せねばならない。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は本発明による空隙を備えた自己−制御可変誘
導子を示す図で、この誘導子は３個のリム部からなる磁
気コアを有している。 第１ｂ図は第１ａ図の誘導子の磁気コアの３１囚のリム
部の在り得る断面図、第１Ｃ図は第１ａ図の空隙を備え
た自己−制御可変誘導子の等価回路図・ 第２図乃至第５図は第１ａ図の可変誘導子の異なる実際
のあるいは理論上の動作曲線を示し、第６ａ、６ｂ図は
この等価回路の形状の下で、第１ａ図の可変誘導子の動
作特性を調節する要素を付加したことを示す回路図、 第７図は本発明による誘導子の磁気コアの２（固のリム
部に巻きつけた巻線を重ねた状態を示す図、第８ａ乃至
８０図は電圧調整に対する応用のために可変誘導子の動
作特性を変更する方法を示し、第９図は容量結合、たと
えば頭出し線によって電源を供給する場合において、可
変誘導子の交流電圧調整に対する１応用例を示す回路図
である。 １・・・磁気コア、２・・・中央リム部、３，４・・・
外側リム部、５，６・・・結合点、７．訃・・空隙、９
・・・交流電源、１０　ａ　、　１１　ａ−・・一次巻
線、１ｏｂ、１１ｂ・・・二次巻線、１２・・・全波整
流ブリッジ、１３゜１４．１５，１６・・・磁束、１７
．１８．１９・・・合成磁束、２０・・・積層板。

Claims (30)

【特許請求の範囲】
1. （１）各々が第１端部及び第２端部とを有する３個のリ
   ム部（２、３、４）を備えた磁気コア（１）であって、
   これら第１端部は該磁気コア（１）の第１共通部（３４
   ）を介してまたこれらの第２端部は該磁気コア（１）の
   第２共通部（３５）を介してそれぞれ接続された前記磁
   気コア（１）と； 交流電流が供給される一次巻線（１０ａ）と；制御巻線
   装置（１１ａ、１１ｂ）と；及び 該可変誘導子の動作に関連した電気的パラメータに応じ
   て大きさが変化する直流電流を該制御巻線装置に供給す
   る装置とを含み、 該一次巻線（１０ａ）と該制御巻線装置（１１ａ、１１
   ｂ）は前記磁気コア（１）に対して、交流及び直流電流
   が前記３個のリム部（２、３、４）のうちの第１リム部
   内に交流電流が正・負の値を有する際に、互いに助長す
   る方向かあるいは互いに逆の方向に交流磁束及び直流磁
   束をそれぞれ誘起し、該３個のリム部（２、３、４）の
   第２リム部内に交流電流が正・負の値を有する際に、交
   流磁束及び直流磁束をそれぞれ互いに逆の方向かあるい
   は互いに助長する方向に誘起し、各第１リム部及び第２
   リム部内に誘起する直流磁束は該直流の大きさに伴なっ
   て変化しそれによって前記一次巻線（１０ａ）のインピ
   ーダンスを変化させる磁束密度を有するように設けられ
   、 該第１リム部は該第１リム部内に誘起する合成磁束が横
   切る空隙部（７）を有し、前記第２リム部は該第２リム
   部内に誘起する合成磁束が横切る空隙部（８）を有する
   ことを特徴とする可変誘導子。
2. （２）前記３個のリム部（２、３、４）は実質的に同一
   平面内に置かれ、２個の外側リム部とこの２個の外側リ
   ム部の間に置かれた中央リム部（２）とを同様に含むこ
   とを特徴とする前記特許請求の範囲第１項に記載の可変
   誘導子。
3. （３）前記磁気コア（１）の該第１リム部及び第２リム
   部が該２個の外側リム部（３、４）によって構成されて
   いることを特徴とする前記特許請求の範囲第２項に記載
   の可変誘導子。
4. （４）該磁気コア（１）が前記平面に対して平行に置か
   れた積層板要素（２０）で形成されて少くとも３段を有
   する４５度の角の接合部（５）で接合されることにより
   該磁気コア（１）のいかなる部分飽和をも防ぐようにし
   たことを特徴とする前記特許請求の範囲第２項記載の可
   変誘導子。
5. （５）前記磁気コア（１）の前記３個のリム部が各々同
   一形状でかつ同一の大きさの断面積を有することを特徴
   とする前記特許請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
6. （６）前記磁気コア（１）の前記第１及び第２リム部は
   同一長さを有し、該第１及び第２リム部は各々同一の大
   きさの断面積を有するとともに該第１、第２リム部の空
   隙部は同一長さを有することを特徴とする前記特許請求
   の範囲第１項に記載の可変誘導子。
7. （７）前記第１リム部の空隙部は前記磁気コア（１）の
   前記第１共通部（３４）及び第２共通部（３５）間の中
   間においてこの第１リム部上に置かれており、該第２リ
   ム部の空隙には該磁気コア（１）の該第１共通部（３４
   ）及び第２共通部（３５）間の中間においてこの第２リ
   ム部上に置かれていることを特徴とする前記特許請求の
   範囲第１項に記載の可変誘導子。
8. （８）前記３個のリム部（２、３、４）はすべてほとん
   ど円に近い十字状の断面を有することを特徴とする前記
   特許請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
9. （９）前記磁気コア（１）は顕著な曲がり部分を持つ磁
   化曲線を有する磁性材料から成ることを特徴とする前記
   特許請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
10. （１０）前記電気的パラメータが前記一次巻線に供給さ
    れる交流電流の振幅であることを特徴とする前記特許請
    求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
11. （１１）該直流電流供給装置は該一次巻線に供給される
    交流電流を整流するとともに該制御巻線装置に該整流電
    流を供給することを特徴とする前記特許請求の範囲第１
    ０項に記載の可変誘導子。
12. （１２）該整流及び供給装置は該一次巻線を該制御巻線
    装置に直列に接続するダイオードブリッジを含むことを
    特徴とする前記特許請求の範囲第１１項に記載の可変誘
    導子。
13. （１３）前記一次巻線は、直列に接続され、前記第１、
    第２リム部にそれぞれ巻かれるとともに交流電流を供給
    されてこの交流電流が該第１リム部には第１交流磁束を
    誘起しかつ該第２リム部には第２交流磁束を誘起する第
    １、第２巻線を含み、前記第３リム部において第１、第
    ２交流磁束が互いに助長することを特徴とする前記特許
    請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
14. （１４）前記制御巻線装置は、直列に接続され、前記第
    １、第２リム部にそれぞれ巻かれるとともに直流電流を
    供給されてこの直流電流が該第１、第２リム部によって
    画定される磁気閉回路を貫流する直流磁束を誘起する第
    １、第２巻線を含むことを特徴とする前記特許請求の範
    囲第１項に記載の可変誘導子。
15. （１５）前記制御巻線装置は、直列に接続され、前記第
    １、第２リム部にそれぞれ巻かれるとともに直流電流が
    供給されてこの直流電流が該第１、第２リム部によって
    画定される磁気閉回路を貫流する直流磁束を誘起する第
    ３、第４巻線を含むことを特徴とする前記特許請求の範
    囲第１３項に記載の可変誘導子。
16. （１６）該電気的パラメータが直列に接続された該第１
    、第２巻線に供給される交流電流の振幅であり、該直流
    電流供給装置がこの交流電流の整流装置及び直列接続の
    第３、第４巻線に該整流電流を供給する装置とを含むこ
    とを特徴とする前記特許請求の範囲第１５項に記載の可
    変誘導子。
17. （１７）前記第１、第３巻線が重ねられ、前記第２、第
    ４巻線もまた重ねられ、該第１、第３巻線は前記第１リ
    ム部に巻かれて配置されてこの第１リム部の空隙部が該
    第１、第３巻線の中央部に位置し、該第２、第４巻線は
    前記第２リム部に巻かれて配置されてこの第２リム部の
    空隙部は該第２、第４巻線中央部に位置するようになっ
    ていることを特徴とする前記特許請求の範囲第１５項に
    記載の可変誘導子。
18. （１８）一定の値を有するとともに前記制御巻線装置に
    直列に接続した誘導子を含むことを特徴とする前記特許
    請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
19. （１９）前記制御巻線装置が、直列に接続された第１、
    第２巻線を含む可変誘導子であって、該可変誘導子は、
    一定の値を有しかつ該制御巻線装置の該第１、第２巻線
    に直列に接続された誘導子を含むことを特徴とする前記
    特許請求の範囲第１項に記載の可変誘導子。
20. （２０）前記磁気コアに設けられて直流電流を供給され
    るバイアス巻線を含むことを特徴とする前記特許請求の
    範囲第１項に記載の可変誘導子。
21. （２１）該バイアス巻線が直流電流源によって供給され
    ることを特徴とする前記特許請求の範囲第２０項に記載
    の可変誘導子。
22. （２２）該バイアス巻線には該磁気コア上に設けられた
    付加的巻線によって直流電流が供給され、該付加的巻線
    は整流装置及び該バイアス巻線に供給される直流電流の
    振幅調整装置を介して該バイアス巻線に供給することを
    特徴とする前記特許請求の範囲第２０項に記載の可変誘
    導子。
23. （２３）直列に接続された第５、第６巻線であって、前
    記第１、第２リム部にそれぞれ巻かれるとともに直流電
    流が供給され、該第１、第２リム部によって画定される
    磁気閉回路中を貫流するバイアス磁束を発生する前記第
    ５、第６巻線を含むことを特徴とする前記特許請求の範
    囲第１５項に記載の可変誘導子。
24. （２４）該第１、第３、第５巻線が重ねられ、該第２、
    第４、第６巻線もまた重ねられ、該第１、第３、第５巻
    線は該第１リム部に巻かれて置かれこの第１リム部の空
    隙部が該第１、第３、第５巻線の中心に位置しており、
    該第２、第４、第６巻線は該第２リム部に巻かれて置か
    れこの第２リム部の空隙部が該第２、第４、第６巻線の
    中心に位置するようになっていることを特徴とする前記
    特許請求の範囲第２３項に記載の可変誘導子。
25. （２５）前記第３巻線は前記第１巻線の巻数のｎ倍（ｎ
    は１よりわずかに大きい）に等しい巻数を有し、前記第
    ４巻線は前記第２巻線の巻数のｎ倍に等しい巻数を有す
    ることを特徴とする前記特許請求の範囲第１５項に記載
    の可変誘導子。
26. （２６）誘導インピーダンスが前記可変誘導子と並列に
    接続され、並列に接続した該誘導インピーダンスと該可
    変誘導子とによって決まる所望の動作特性を得るように
    したことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項に記載
    の可変誘導子。
27. （２７）該誘導インピーダンスがコンデンサを含むこと
    を特徴とする前記特許請求の範囲第２６項に記載の可変
    誘導子。
28. （２８）該誘導インピーダンスが誘導子を含むことを特
    徴とする前記特許請求の範囲第２６項に記載の可変誘導
    子。
29. （２９）該誘導インピーダンスが誘導子に直列に接続さ
    れたコンデンサを含むことを特徴とする前記特許請求の
    範囲第２６項に記載の可変誘導子。
30. （３０）電気的負荷と、交流電圧を該負荷に供給する容
    量的電源と、及び該電気的負荷に並列に接続されて該負
    荷に供給される該交流電圧の調整を行なう可変誘導子と
    を含む電気的システムであって、該可変誘導子は、 各々が第１端部及び第２端部を有する３個のリム部を備
    えた磁気コアであって、これら第１端部は該磁気コアの
    第１共通部を介してまたこれらの第２端部は該磁気コア
    の第２共通部を介してそれぞれ接続された前記磁気コア
    と； 該容量的電源から分配される交流電流が供給される一次
    巻線と； 制御巻線装置と；及び 該可変誘導子の動作に関連した電気的パラメータに応じ
    て大きさが変化する直流電流を該制御巻線装置に供給す
    る装置とを含み、 該一次巻線と該制御巻線装置は前記磁気コアに対して、
    交流及び直流電流が前記３個のリム部のうちの第１リム
    部内に交流電流が正・負の値を有する際、互いに助長す
    る方向かあるいは互いに対抗する方向に交流磁束及び直
    流磁束をそれぞれ誘起し、該３個のリム部の第２リム部
    内に交流電流が正・負の値を有する際に、交流磁束及び
    直流磁束をそれぞれ互いに対抗する方向かあるいは互い
    に助長する方向に誘起し、各第１リム部及び第２リム部
    内に誘起する直流磁束は該直流の大きさに伴なって変化
    しそれによって前記一部巻線のインピーダンスを変化さ
    せる磁束密度を有するように設けられ、 該第１リム部は該第１リム部内に誘起する合成磁束が横
    切る空隙部を有し、前記第２リム部は該第２リム部内に
    誘起する合成磁束が横切る空隙部を有することを特徴と
    する前記電気的システム。