JPS61100015A - 標本化周波数変換用デイジタルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタルオーディオ等の分野で用いチｊ、る
標本化周波数変換用ディジタルフィルタに関するもので
ある。

〔従来の技術〕

最近のディジタル旧号処理技術や半感体集積回路の進歩
によって、従来のアナログ的な記録媒体に代ってディジ
タル的な記録、再生が可能となつてきπ。特に、オーダ
・ｆオの分野でコンパクトディスク（ＣＤ）やディジタ
ルオーディオチーブ（ＤＡＴ）等の新しいシステムが開
発さね、でき尾。

こね乙の分野でに、音声、斤楽などのアカログ信号が一
定の標本化周波数によって標本化ばｎ、ざらに八−り変
換器によっであるビット長で量子化され、２進コードの
ディジタルデータ列とした記録されている。そした、こ
れらの再生に際したは符号訂となどのディジタル１６号
処理後のディジタルデータ列をＤ　−Ａ　４ｉ換器に工
ってアナログ信号に変妨し、ζらに、この信号に含まｊ
４ている折返し雑音（標本１ヒに伴って発生するアナロ
グ原信号以外の不要な１５号成分）を低域通過フィルタ
によって除去し、完全なアナログ信号を再生した後段の
アンプ等に入力したいる。

ところが、このディジタル信号の再生に用い勺低域瑣過
フィル／）は、標本ｆヒ周波数がアナログ原１吊号の２
倍に比べてあ１り大きくない場合には、減艮唾性が９鏝
な低域通過フィルタが要求されることになる。リリえば
、廿声等の２０　ＫＨｚ以下のアナログ１Ｈ号を標本１
ヒ周波数４４．１ＫＨｚ″Ｔ：記録するＣＤ等のオーテ
ィオ装置では、この低域通過フィルタとした、２Ｃ１ｘ
Ｈｚから２４．１　Ｋ　ＨＺの範囲内で急峻な減挾を行
なうフィルタが必要となる。

こうしたフィルタとした、最近では、アナログフィルタ
に代って、定数の温度変化、経時変化が全くなぐ〃）つ
任相特注を容易に線形にできる有限インパルス応答型の
ディジタルフィルムが採用さｊ、できている。このディ
ジタルフィルタの役１’Ｊ　ニ、ＣＤを例にと９、ば、
標本化周波数４４．　Ｉ　ＫＨｚのディジタル信号を２
倍の８ａ２ＫＨｚあるいは４倍の１７＆４ＫＨｚＺで高
い標本１ヒ周波数のデータにｇ−換することにある。こ
の標本化周波数の質換に二す、ディジタル信号のもつ周
波数スペクトルのうち、２０ＫＨ’ｚ以下のアナログ原
信号はそのま１であるが、２倍、４倍となるに従って折
返し雑音のスペクトルがアナログ原信号のスペクトルよ
り遠ざ７＋’ることになる。

この点について、さらに詳他に第９〜１２凶に基づいて
説明したかぐ。周波数ｆＡ以下のアナログ１ｇ号を２１
Å以上の標本化周波数ｆＳ　で標本化した場合の時間的
な信号系列すぐよび周波数領域でのスペクトル分布の対
応関係を第９〜１２図（ａ）’、（ｂ）に示し尾。第９
図（ａ）、（ｂ）にそｎ、ぞ力、アナログ入力信号の波
形外よびスペクトル分布るボ丁。第１０図（１）、（ｂ
）はそれぞ７″ｌ標本ｆヒ周波数ｆ日で標本化されπ１
ｇ号のインパルス系列訃工びそのスペクトル分布をボす
。標本１ヒ周波数ｆ８でけ本（ヒさｊ、π信号のスペク
トルに、第９１ヌ１（ｂ）とｒＪ２１０じ囚（ｂ）より
わ刀為るように、アナログ原ぼＨのスペクトル分布Ｓ１
に、を斤１匡しのスペクトル成分父分ｓ２．ｓ３．ｓ−
・・・・・・２′１ヨ無限に付加されπスペクトル分布
となる。

ま７？ｊ拮９図（ａ）のアナログ信号を、２倍の標本化
周波数２ｆａ　で１票本化した場合の信号のインパルス
系列外よびそのスペクトルに分布ヲそｎぞ力、第１１図
（ａ）、（ｂ）にボす。さらに、第９図（、）のアナロ
グ１Ｊ号を、４倍の標本化周波数４　ｆＳ　　で標本化
した場合の１ｇ−号のインパルス系列およびスペクトル
分布をそれぞｒ、ｔ’；！’　２図（２）。

（ｂ）に示す。第１１図（ｂ）および再１２図（ｂ）よ
り明ら刀箋な通り、標本化周波数を２倍。

４＠と上げるとそのスペクトルの折返しのスペクトル成
分がｉｆヒする。２倍の場合には、第１０図（ｂ）にあ
りスペクトルに成分ｓ２．ｓ４・・・・・・がなく、２
ｆＳ　の倍数の周波数を中心とする折返し成分のみとな
り、４倍の場合には、第１０図（ｂ）にあるスペクトル
成分８２，８３．８４等がなくなり、４ｆＳの倍数の周
波数を中心とする折返し成分のみとなる。

以上の説明力・ら明ら刀・なように、標本化周波数が２
倍、４倍と高くなるに従って折返しのスペクトル成分か
アナログ原信号のスペクトルよシ遠ざ刀・る。その結果
、Ｄ−Ａ変換器後段の低域通過フィルタの減衰特注は、
標本化周波数が高くなるにつれてゆるや刀１な減衰特注
でよくなり罠め、低次のアナログフィルタ（例えば、ア
クティブフィルタ）にて実現かＯＴ能となり、２０ＫＨ
ｚ以下の帯域での位相回転による群遅延ひずみか太１扁
に改善される。

こうした低次のアナログフィルタによって高品質の音声
が再生できれば、ＣＤ等の再生製減の部品の低減、コス
トの低下等の大きなメリットがある。そした、上ベピの
ように標本化周波数のｆ換が２倍エリも４倍の方がより
低次のアナログフィルタで低Ｖ、辿過フィルタの構成が
可能となり、よりメリットに大きい。

Ｌ’ｌ”ＬなフＩ；ら、こうしたディジタルフィルタを
実現する尾めには、高速ＶＣ動作する乗算器や加算器を
必要とするフζめ、半ｕ１体集積回路による以外に現在
のところ方法がない。しかも、２倍の標本化周波数変換
よりも４倍の周波数変換の方が、集、　　ｆｊＩＦ回路
の規模、速度上の要求が厳しくなってくる。

そのため、以下に説明する従来の４倍の標本化周波数変
換を行なウディジタルフィルタでは、乗算器や加算器の
速屁に限界があり、あ；ｌｌＩ程度以上のフィルタ次数
し刀）とえず、商品質の再生にとって十分に析返し雑音
を減衰することができていない。

嬉１３図に、従来からある４倍の標本化周波数変換用の
９６次の有限インパルス応答型のディジタルフィルタの
構成を示す。これは、１個の線形位相の有限イノパルス
応答型のディジタルフィルタによって一気に標本化周波
数を１８刀・ら４倍の４ｆＳに変換するものであり、第
１０図（ｂ）でみると、Ｓ　ｔ　ｒ　　８３　＋　　８
４の折返しスペクトル成分をあり程度減試させ、アナロ
グ原信号スペクトルＳ１　と４ｆｅの倍数の周波数を中
心とする折返しスペクトルのみを残すものである。

まず第１３図（ａ）にかいて、Ｄ５〜Ｄｓは時ｔＶＩＴ
の遅延要素、ｍ　ｓ−ｍ　５にフィルタ係数ａｌ〜ａ９
ｇとの乗算器、Ａｓに加算器である。フィルタ係数ａ１
〜ａｉ１６は、線形位相にするためにａｔ：１ｇ７−１
　　（Ｌ＝１〜４８　）ノ関係ヲ４７ｃセテ６％る。

以上の構成において、標本化周波数ｆ８の入力データを
周期４　Ｔ＝１　／ｆＳ　ごとに入力し、この１／４の
周期Ｔ＝＝１７４，７’ｓでデータを送伝する９６個の
遅延要素列の各端子刀・らの出力に、それぞれに対応す
るフィルタ係数を乗算し、各乗算結果を７Ｊ１′Ｆ１器
Ａ５で加痙する。この出力は周期Ｔごとに得られ、標本
化周波数が４１Ｓ　となり、４倍に上昇でることになる
。

この例でに、入力の標本化周波数かｆＳ　であシ、遅延
堡塁Ｄ５〜Ｄ５ではその４倍の速度で転送が行なわ１／
８のであるから、遅延要ＪＤ％、Ｋに４Ｔ＝１／ｆＳに
１肢だけデータが保持され、他の５ＬｇＩはゼロとな＠
πめ、フィルタ係数ａｌ〜ａ９６との乗ｊ正の３７４は
無駄となるものである。この点を解決するのが第１３１
（イ）（ｂ）のもので、Ｄ６〜ＤｓＵ時間４Ｔ＝１／ｆ
Ｓ　の遅延要素、［ｒ１６〜ｍ６に乗）ｌＩ器、Ａ６は
加ｎ器である。乗打器ｍ６〜ｍ６でにフィルタ係数ａ１
〜ａ９６を４つのグループにわけ、周期Ｔ＝１７４ｆ日
　ごとに、２４個の遅延データと４グループのうちの１
グループのフィルタ係数との乗算を行ない、その加ｎ結
果を出力するものである。この場合も出力か４倍の標本
化周波数４ｆａ　に上昇し、し刀・も遅延要素数お工ひ
乗算の回路が上記のガの１７４になるものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来のようなｗ１成で４倍の標本化周波数用のディ
ジタルフィルタを実現する場合、このフィルタの特性が
第１４図のようになるフィルタ係数を決める必要がある
。つまり、周波数２ｆ［＋以下についてみると、周波数
ｆＡ以下は通過帯域、周波数ｆＡ刀・ら周波数（ｆｌｌ
−ｆＡ）までは一定の勾配で減衰させ、周波数１８以上
でｔａ　１＞ＩＩ止帯域となる％注である。

現在、ＣＤ等の１６ピツト直線の量子化を行なっている
ものでは、ダイナミックレンジが９０ｄＢ以上あり、こ
うした特性を活力）すπめには、阻止帯域減衰量を９０
ｄＢ以上にしたいが、上記従来方式では非常に困碓であ
る。つまり、従来方式の９６次のディジタルフィルタで
は、標本化周波数ｆＳｉ４４．ｌＫＨ２％辿過帯域リッ
プルを±（ＬｌｄＢとすると、阻止帯域減衰量は約５５
ｄＢし７０）得ら１．ないのである。

因みに、ディジタルフィルタ１段で４倍の標本化周波、
ａ変換を行なう場合のフィルタべ数Ｎと阻止帯域減衰量
Ａとの関係は下記の式で表ボされる。

Ｎ二（−１０ｆｆｏｊシＩＬＩ（ハ・δ２）−１５）／
１４Δｌｉ＋１・・・（１）阻し、δ＋Ｕ７過帯域リッ
プル（±ｌｉ　ａＢとしたとき、δＩＩＯ２０１１６）
、δ２は阻止帯域１ツノプル（−２０ＲｏｇＩｏδ２＝
Ａ）、ΔＦＨ相対遭移帯域幅（ムＦ　＝　Ｆａ−Ｆｐ：
Ｆａ、Ｆｐ　　はそれぞｎ、僚本化周波数で規格（ヒζ
へ７こ阻止帯域遮断周波数および辿過帯牧遮断周波数）
であり。この式刀・らフィルのべｙｄＮと阻止帯域減衰
帛Ａとの関イシをボしたのが第１５図である。

上記の式から、上記従来方式で９（］ｄＢ以上の阻止帯
域減衰量を得るのに必要なフィルタに次数を求めると、
第１５図のように１５３次必要となる。

ＣＤ等のディジタルオーディオ装置でに通常ステレオで
あり、２チヤンネルの再生を同時に行なＶなければなら
ず、４４．　Ｉ　Ｋ　ＨＺの周期内に２チヤンネルのフ
ィルタ処理を行なうπめ、乗算、加１Ｌの回収は２倍に
増大することになる。し７ｃがつて、単にフィルタ次数
を増大させるという方法では、十分な阻止帯域減衰量を
得ることに困難であって。

本発明に、フィルタ次数および乗算、加算画数を増大ζ
せりことなく、十分な阻止帯域減衰Ｓ′が得らｊ、る４
倍の標本ｆヒ周波数笈俟用デジタルフィルタを提供する
ものである。

〔問題点を解決する疋めの手段〕

本発明は、第１図に示すように、特性工を有する第１の
ディジタルフィルタＤＦ、　　と特性「を有する第２の
ディジタルフィルタＤＦ、とを縦続接続しπもので、標
本化周波数１日の入力Ｘを第１のディジタルフィルタＤ
Ｆ、によって標本化周波数２ｆＳの出力ＹＫ変換した後
、こね、を第２のディジタルフィルタＤＦ、によって標
本イし周波数４ｆＳの出力ＺＫ変換させる。上記の特性
１．ｌＩをそれぞｒ、第２図（ａ）、（ｂ）に示す。特
注Ｉに周波数ｆ８以下についてのみみ。と、周波数Ｊ’
Ａ以下て沖過帯域、周波数（ｆＳ−１人）以上で阻域、
周波数ｆＡ　刀・ら（ｆＳ−ｆＡ）の闇で一定勾配の転
枢周波ａ帯域となるものである。特注「に、周波数２１
ｓ以下についてのみみると、第２図（１））のように】
口１過・術威遮断周波数が周波数ｆＡと周波数ｆＳ／２
との間にあり、阻止帯域、Ｌ塁断周波ｇが周波ｕ、５ｆ
ａ／２　　と周σ（数（２ｆＳ−ｆＡ　）　　との間＆
Ｃあり、通過帯域遮断周波数とｌＳｕ止帯域遮断周波叡
との間で一定勾虻の転移周波数帯域となるものである。

ぞした各ディジタルフィルタＤＦＩ　　、ＤＦ２　を縦
続後り肴したと１の総合特注は第２図（０）のよりにな
り、４１４図と同様の４倍の４票本化周波数変換機能を
有したいる。

以上のように構成することにより、全体とした演鶴二回
数を増大させることなく、十分な出土帯域ｉ威衰計が得
られなのである。この理由は、第１のディジタルフィル
タＤＦ、でに減衰特性が担肖急峻であるために高い？に
数を必要とするが、第２のディジタルフィルタＤＦ２で
は、ディジタルフィルタＬＩＦ、で除去できながつｗ、
、２ｆＳ、６ｆ８・・・の周波数を中心とする折返し成
分を除去するだけでよいため、ディジタルフィルタＤＦ
、よジも′、″よるかに低い次数でフィルタをイ岑ｆｊ
’ｉすることがでさる刀１らである。

〔実施列〕

第１：瑠の、第１．第２のディジタルフィルタＤＦ、　
。

ＤＦ２の具体的な溝成例を傳３図に示す。向１４におい
ては、第１のディジタルフィルタＤＦｌｐ８０次、第２
のディジタルフィルタＤＦ２ｆ１６ｙ）＜で構成した列
を示したあろう まず第１のディジタルフィルタＤＦ、では、標本化量、
皮・牧ｆＳのデータＸが人力され１．群間４での６９個
の遅延−Ｊ！！素り、〜Ｄ１内のデータは周２・□刀４
Ｔ：１／ｆＳで転送さ几る。そした各遅延量カニｉ、東
！’？：′：′５ｎｏ＋＝ｍ＋　および加算；：ｉ　Ａ
　１　において、フィルタ慄依’ｌ　＋　　ａ３　＋　
ａ５　・・・・・・ａ’７９と乗算、加算される箱外と
、フィルタ係数ａ２　、”４　＋　　’６・・・・・・
ａｇｏと乗算、　：Ｉｔ（：Ｅされる場合とが周期２Ｔ
＝＝１　／　２　ｆＳ　で交番し、ＩＱ本（ヒ周波枚２
ｆＳの出力Ｙがｉ４られる。

つぎに第２のディジタルフィルタＤＦ２では、上記出力
Ｙが入力となり、時ｊ：’ｄ　２　Ｔの８１固のｑｈ瓜
要牲ｌ）２〜Ｄ２の各データが周期２Ｔ＝Ｖ２ｆＳで伝
送される。そした各遅延出力が乗算器ｍ２〜町および加
４器Ａ２Ｖｃおいてフィルタ係数ｂ１＋ｂ３・・・・・
・ｂ１３．ｂ１５と和、暮、パＪロ庫されるノ嶋合と、
フィルタ係数す、２＋　　ｂ４・・・・・・ｂ＋４＋ｂ
１６　と乗停、加算される場合とが）到１切Ｔ　＝　１
／！　ｒ　ｓで２許し、を票本ｒヒ周波数４ｆＳの出力
Ｚが与られる。フィルタ係数ば、第１および第２のディ
ジタルのフィルタがそれぞれ第２１凶（ａ）　、　（ｂ
）の特注１．ｉｆをもつように設定されているものでち
る。

この方式を処際にｃＤと同様の標本ｆヒ周波牧ｆ　Ｓ　
〜４４．１　ＫＨｚ　、アナログ１言号のｊ５　／文数
ｆＡ中２０ＫＨ７，の凸肝に適用すると、第↑のディジ
タルフィルタは８０次で阻止帯域減衰９０ｄＢがＯＴ能
となり、第２のディジタルフィルタは１６次で１１君上
帝域哀欲７０ｄＢが可能となる。つまり、総計で９６次
で、これは従来方式と変わらないものである。これは、
上記式（１）からも導き出されるもので、第１のディジ
タルフィルタＤＦＩにおいて通過帯域リップルを±Ｑ、
１ｄＢとしたとき、上記式（１１Ｋ基づいて、第１のデ
ィジタルフィルタＤＦ１のフィルタ次叙Ｎと阻止帯域減
衰、Ｐ　Ａとの関係を算出したみると、第４図の直、１
寝１．のようＶ（なる。これから、阻止帯域減衰量を９
０ｄＢとするにはフィルタ次数は７７次以上であればよ
いことがわかる ’！　ｆｃｉ２のディジタルフィルタＤＦ２において通
ｓ；Ａ　ｉ域すップルを±０．０１ｄＢとしンｔとき、
上記式（１）Ｋ基づいて、第２のディジタルフィルタＤ
Ｆ２のフィルタ次数Ｎと阻止帯域減衰量Ａとの関係を算
出したみると、第４図の直線ｔ２のようＫなる。これか
ら、阻止帯域減衰量を７０ｄＢとするにはフィルタ次数
は１６次以上であればよいことがわかる。

第４南の直線ｔ３は、第２のディジタルフィルタも９０
　ｄＢとしたときの［１、＄２のディジタルフィルタに
おけるフィルタ次数の総計を４考とした示しである。

ここで、第１のディジタルフィルタＤＦ１’ｉ８０次、
第２のディジタルフィルタＤＦ２″ｆ：１６仄としたと
きの、徳今特注を耳５１Ａに示す。これは、１７６．４
ＫＨｚ以ドしたついてさると、２０　ＫＨｚ以下は通４
　’ｒＷ域でろジ、２４．１　ＫＪ（ｚ　〜１５２．３
Ｋ　Ｈｚ　Ｊｈ阻止帯域でるる。こＤ阻止Ｊ域に、ｌｄ
Ｂ以下のところと７０ｄＢのところ；４’＋ｉあるが、
実際にディジタルフィルタ′ｆ、使用する場合には、哨
６図に示すような特性のアナログフィルタをＤ−Ａ変換
器の麦に付加することＶｌより、１５Ｌ５ＫＨｚ以上の
折・尾し成分を９０　ｄＢ以上に減衰するとと１）Ｋ１
勺６　＆　２　ＫＨ２〜１１　Ｇ、　３　Ｋ１１ｚの部
分も９０ｄＢ以上Ｋ　ｉｅｔ　ｆするので、第２のディ
ジタルフィルタはＤＦ２は７０　ｄＢ　ｃ（４ζわない
のである。

な赴、アナログフィルタを用いる際には、第６４のよう
に、２０　ＫＨｚ以下の、ｆ域の位相時性の線形性を損
わない；うに、５０ＫＨｚ以上で誠衰侍性をもつような
フィルタ（１収にすると、本発明による４倍の１；ス本
化周波！：！、変換嘘１１ヒ全もつディジタルフィルタ
の・夛杉位相が犬さく活かされ、群遅延ひずみもなく、
十分に折区し雑音が減衰さ７″Ｌ之・・Ｄを実現できる
。

ところで、・π３図の：：’；ｊ　Ｆｌ″ｉ、は、ｇｌ
のディジタルフィルタＤ　Ｆ　１　　と第２のディジタ
ルフィルタＤＦ２がとも１て・耳１種ナイキスト条件（
標本点でのフィルタ係数が零とを９、符号量干渉が零で
あること）を満足しないフィルタ係敞全もつ場合に適用
されるｔのであり、一般的Ｋ　ｔｄ、この構成となる。

ところがｌ減衰・′特性が＋！　ｒｌ　ｎ　ｖｃ示すよ
うにゆるやかな＄　２のディジタルフィルタＤＦ２では
、この（１櫃ナイキスト条件を満足するフィルタ係数を
も几せることが可能であり、第７図のような構成にする
ことができる。この列では、第１のディジタルフィルタ
ＤＦについて・ｉま男３図の実施列と同様で、時間４Ｔ
の３９Ｍ１の遅延要素Ｄ３〜Ｄ３０乗算器ｍ３〜ｍ３お
よび加′ｔｌ器Ａ３からなる。第２のディジタルフィル
タＤＦ２は、時間２Ｔの８個の遅延紮子Ｄ４〜Ｄ４、乗
算器ｍ４〜ｍ４、力り算ａ　Ａ　４および周期τ＝　Ｊ
／４　ｆ　Ｂで切り潴わるスイッチング回路Ｓとからな
る。

以上の構成において、各遅延要素Ｄ４〜Ｄ４の出力とフ
ィルタ係ｉ：ｌ　ｂ　＋　−ｂｓとの乗算、加６．にＬ
・　　ｔ）得られる出力ｚ１と、遅延要素列の中心から
とり出したデータｚ２とをスイッチング１可路Ｓによっ
て周期Ｔ＝１１４ｆＳで切ｌ）換えて、出力Ｚを得るも
のごある。

こ、？１［よれば、第２のディジタルフィルタＤＦ２に
おける乗算回数が８回と、先の実施例の半分ですむ。

このフィルタの総合特性は、第５図で示した、先の実）
１例のものと同様でちる。

この例においては、第２のディジタルフィルタＤＦ、が
第１櫨ナイキスト条件全満足するものであるので、その
時性■は、第２図ｆｂ）の実線で示し定時性に限られる
。つまり、周波数２ｆＳ以ドについてのみみｔ場合に、
通過帯域遮断周波数が５ｆＳ／２に限られるものである
。

但し、第５図の＋（−ＩＪにおいては、・；１過帯域遮
断周１皮数は周波数ｆＡと周波数ｒｓ／２の間であれば
工く、阻止帯域遮断周波数は周波数６ｔａ／２と周波数
（２ｆＳ−ｆＡ）の間であればよい。

さて、ここで４４．１　ＫＨｚの１・到胡内の必要乗算
回故につ一へで、完工的と本考案の各実施例と金比′・
文したみる。まず、従来のものにおける必要乗算回数と
阻止・；１テ域峨裂シ１との関係は第８図の直線ｔ４で
示される。これかられかる也り、９０　ｄ１３の減衰峡
を必要とすると・】には約１５２回の乗１２γがち安で
ある。これに対した１．窮６図の実施列では、第１のデ
ィジタルフィルタＤＦ１では８０回・耳２のディ・ンタ
ルフィルタＤ　Ｆ２テｆｄ　１６Ｘ２＝３２回の乗算が
必要で、聡廿１１２回の乗３″Ｊ、ですみ、従来のもの
と比べてはるかに少なくなっている。

ま之・π７目の実施例では、第２のディジタルフィルタ
ＤＦ２Ｋｔ−ける東算回奴が８回ですむｔ２す、全針９
６回ですむものでちる。

第８図の直線１５．１６は、それぞれ第３図１．、およ
び第７図の実施列しζおいて第１．第２のディジタルフ
ィルタの減衰寸を同じくした場合の、必要乗算回数と、
岐艮：凄との理論上の１刈係を示したものである。例え
ば、第３図の実施例において、第１゜第２のディジタル
フィルタ全ともに９０ｄＢＫする場合ＶＣは、理論上で
は約１１２回の乗算ですみ、第７図の実施例では約９４
回ですむこ七がわかる。

但し、実際に製品化する場合は、余裕をもって設計する
ため上記理論値、ｌニジは多くなる。

なお上記の説明では−ｃＤの再生装置に用いた場合につ
いて述べｆｃが、これに限るものではなく、４倍の今本
化周波数変換を必要とするもの、ま几標本化されｔディ
ジタルデータから標本化さ几る前のアナログ信号を再生
する装置一般に有効である。特に、デイジメルオーディ
オ分野では、ディジタルオーディオテープ、循星放送等
の再生装置にも広く使用できる。

〔効果〕

本発明ＫＪ：れ：よ、２倍の頌本比周波数変換機能を有
する位岨線形な・汀限インパルス応答型の第１および第
２のディジタルフィルタを縦続接続し、しかも、第１の
ディジタルフィルタの減衰特性を比紋的急吠に、第２の
ディジタルフィルタ次数を増大させることなく１阻止帯
域減衰量を十分大きくとれ、折返し雑音を十分減衰させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

号１図は本発明の構成金示したブロック図、第２　′９
＋−１Ｊ　Ｉ　図の各ディジタルフィルタおよび總金的
なフィルタ特注を示した特性図、第３図は本発明゛の一
実宅列を示し定ブロック図、第４図は本発明によるフィ
ルタ次数と用土帯域減衰１との関係を示し九特性図、第
５・国は本発明の一実施ド４による減貨特性を示し定特
性図、第６図は後役に接読されるアナログフィルタ６特
佳の一例を示した特注図、第７図は本宅明の他の実幡ガ
を示したブロック図、第８図は乗算ｌｏｌ数と減衰１の
浬鷹上のＩＡ係を示した特注図、・耳９、凶（ａ）　、
　（ｂ）はそれぞルアナログ信号波形図およびスペクト
ル分布図、第１０図（１）　、　（ｂ）はそれぞれ標本
ｆヒ周波数ｆＳでＯインパルス系列およびそのスペクト
ル分布図、第１１図（ａ）　、　（ｂ）はそれぞれ標本
化周波数２ｆ８でのインパルス系列およびそのスペクト
ル分布図、第１２図（ａ）　、　（ｂ）はそれ−どれ標
本ｆヒ周波数４ｆＥＩでのインパルス系列およびそのス
ペクトル分布図、第１３図は従来の４陪の標本化周波奴
変換用デイジタルフィルタを示したブロック図、第１４
図は４倍の標本北回波数変換に必妥な減衰特性を示し之
特性図、第１５図は従来溝底によるフィルタ次数と減衰
量との関係を示し几特性・４である。 ＤＦｌ・・・第１のディジタルフィルタＤＦ２・・・第
２のディジタルフィルタＤ１％Ｄ１・・・遅延要素　　
ｎ１１１〜ｍｌ・・・乗算器Ａｌ・・・加算器　　　　
　ｍ２〜ｍ２・・・乗算器Ａ２・・・加算器　　　　　
Ｄ３〜Ｄ３・・・遅延要素ｍ３〜ｍ３・・・乗算器　　
　Ａ３・・・加算器Ｄ４〜Ｄ４・・・遅延要素　　ｍ４
〜ｍ４・・・乗算器Ａ４・・・加算器　　　　　Ｓ・・
・スイッチング回路以　　　上 出頌入　日本プレシジョン・ サーキツツ株式会社 第２図 （Ｃ） 第３図 第４図 阻止ＩＦｔ成滅褒ｔＡ（ｄＢ） 第５図 第７図 阻に畢１（弐亥量Ａ　（ｄ　Ｂ） 第９図 （ａ）　　　　　　　　　　　　　　　（ｂ）第１１図 （Ｑ　）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（ｂ
）第１８図 （ｂ） 第１４図 阻止帯酸５威麦）Ａ（ｄＢ）’

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 周波数ｆ＿Ａ以下のアナログ信号を標本化周波数ｆ＿Ｓ
   （但し、ｆ＿Ｓ＞２ｆ＿Ａ）で標本化した２進コードデ
   ィジタルデータ列を入力とし、周波数ｆ＿Ｓ以下につい
   てのみフィルタ特注をみた場合に、周波数ｆ＿Ａ以下で
   通過帯域、周波数（ｆ＿Ｓ−ｆ＿Ａ）以上で阻止帯域、
   周波数ｆ＿Ａから周波数（ｆ＿Ｓ−ｆ＿Ａ）の間で一定
   勾配の転移周波数帯域となるフィルタ係数をもつ２倍の
   標本化周波数変換機能を有する位相線形な有限インパル
   ス応答型の第１のディジタルフィルタと、 標本化周波数２ｆ＿Ｓとなつた第１のディジタルフィル
   タの出力を入力し、周波数２ｆ＿Ｓ以下についてのみフ
   ィルタ特性をみた場合に、通過帯域遮断周波数が周波数
   ｆ＿Ａと周波数ｆ＿Ｓ／２との間にあり、阻止帯域遮断
   周波数が周波数３ｆ＿Ｓ／２と周波数（２ｆ＿Ｓ−ｆ＿
   Ａ）との間にあり、上記通過帯域遮断周波数と上記阻上
   帯域遮断周波数との間で一定勾配の転移周波数帯域とな
   るフィルタ特注をもつ２倍の標本化周波数変換機能を有
   する位相線形な有限インパルス応答型の第２のディジタ
   ルフィルタとからなり、 第１のディジタルフィルタと第２のディジタルフィルタ
   とを継続接続したことを特徴とする標本化周波数変換用
   ディジタルフィルタ。