JPS6084992A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、誘導電動機を変換装置により制御する方法に
係シ、特に、速度検出器を用いることなく電動機を高速
応答高精度に速度制御するだめの制御方法に関する。

〔発明のＮ景〕

誘導電動機全周ｅ数変換器あるいはインバータを用いて
速度制御する装置において、高速応答高精度な？１ｊｌ
Ｉ御を可能にするベクトル制御は周知である。しかし、
従来からのものは、すベシ周波数制御方式を基本として
電動機のすベシ周波数及び電動機電流の大きさと位相全
制御する方式であるため、変換器出力周波数金制何する
に際して、電動°機の速度検出信号（または回転角検出
信号）が必要であり、そのため、速度検出器（または回
転位置検出器）並びに検出器と変換装置間の信号ケーブ
ルが必要であって装置が複雑になる欠点があった。この
不具合を解決するため、電動機磁束を検出し、電動機の
電流と周波数を制御する方法が提案されているが、磁束
検出のための積分器（電動機電圧信号全積分する）にド
リフトの問題があり、そのため、特に、低周波運転時に
、十分な検出精度が得られず、安定な運転が行なえない
という不具合があった。また、たとえ磁束検出の問題が
ないとしても、提案された方法はトルク変化時に、磁束
変動が大となる特性をもち、そのため、磁束減少時に磁
束検出精度が下りやはシ安定した運転が行なえないとい
う不具合があった。

さらに従来方法は、正弦波の電流指令パターン信号と実
電流検出信号（交流）との偏差に応じてインバータのＰ
ＷＭ（パルス幅変調）信号全発生する方式のため、その
′こ光制御ループに非常に高速の演算制御が要求され、
それをマイクロコンピュータで実行しようとすれば、そ
の負荷率が増大し、経済性に欠ける問題があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、速度検出器を用いることなく高速応答
高精度な速度制御が行なえる制御方法を提供するにある
。

〔発明の概要〕

本発明の特徴は、変換器出力電圧の各相位相基準に対し
て９０度位相差の電動機各相電圧の成分を励磁電流指令
に比例するように制御し、また、各相位相基準に対して
同位相（又は逆位相）の電動機各相電流の成分をトルク
成分電流指令（トルク指令）に比例するように制御する
構成の制御装置において、各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相電圧の成分と回転速度指令
との偏差に応じて、変換器出力電流を制御する第１手法
、各相位相基準に対して９０度位相差の電動機各相電圧
の成分に応じて変換器出力周波数を制御する第２手法金
偏え、電動機の速度制御を行なうことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例金示すＰＷＭインバータ装置
の回路構成図を示す。１はＧＴＯ（ＧａｔｅＴｕｒｎ−
ｏｆｆ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　）あるいは、トランジス
タ等の自己消弧素子及びダイオードなどで構成されるＰ
ＷＭインバータ、２は誘導電動機、３は回転速度指令回
路、４は速度指令信号の変化率を制限するための、変化
率制限器、５は速度指令信号と速度検出信号の偏差を増
幅する速度（捕差増幅器、６は電動機電圧の検出用変圧
器、７は変換器出力電圧の各相位相基準に対して同位相
（又は逆位相）の電動機各相′電圧の成分全検出するた
めの電圧成分検出器、８は前述の各相位相基準に対して
９０度位相差の各相電圧成分全検出するための電圧成分
検出器、９は電圧成分検出器８及び変化率制限器４の出
力信号を加算し周波数指令信号全出力する加算器、１０
は周波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を
出力する発振器、１１は電動機の励磁電流を指令する１
励磁電流指令回路、１２けインバータ出力＠流を検出す
るための′電流検出器、１３は前述の各相位相基準に対
して９０度位相差の電動機各相電流の成分ｉ、全検出す
るだめの電流成分検出器、１４は前述の各相位相基準に
対して同位相（又は逆位相）の＜動機各相電に弦６）１
号、会、讐、６±令由−トス４広ｊ）〜を漆ζ１りへ捧
由」巳１５は励磁電流指令と電流成分検出器１３の出力
信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１６は増幅器５
からのトルク成分電流指令ｉｔ＊と電流成分検出器１４
の出力信号の偏差を増幅する電流偏差増幅器、１７は増
幅器１５及び１６からの電圧成分指令信号ｅｄ＊、ｅ、
＊及び発１辰器１０の出力信号に基づいて三相の電圧指
令パターン信号ｅｕ’ｋ。

ｅｖ＊、　ｅｗ”　’ｃ比出力る座標変換器、１８はイ
ンバータ１ｔＰＷＭ制御するだめの三角波の搬送波信号
を出力する発振器、１９は電圧指令パターン信号と搬送
波信号を比較し、インバータのＧ’Ｉ’０をオン、オフ
制御するためのＰＷＭ信号を出力する比較器、２０はＧ
ＴＯにゲート信号全供給するためのゲートアンプである
。なお、１９．２０はけ相に対応した回路であシ、Ｖ相
及びＷ相のそれぞれに対応しては同様の回路があるが、
それらは図示全省略しである。

次に、回路の動作を説明する。先ず、本発明の原理につ
いて述べる。誘導電動機全高速応答に制御する方法とし
てベクトル制御は周知であるが、その制御原理は次のよ
うである。ｆなわち、直交回転磁界座標系の１つの軸全
ｄ軸、それに直交する軸全ｑ軸と仮定し、１次電流のｄ
、ｑ軸成分ｊ＋ａ　＋　ｊｔｑ　ｋ次式の関係に制御す
れば、ｉＩｄは励磁電流１１に、またｉｌ、はトルク成
分電流ｉｔに対応させて制御することができる。

＋＊＋＋＝Ｊ−７〒〒藷　・・・・・・・・・・・・（
１）１ｑ θ＝ｊａｎ−１−＝−・・・・・・・・・・・・・・・
（３）＋１に こに、ｉ、Ｈ１１次電 流８　：すベシ角周波数 Ｔ２　：電動機２次時定数 θ：ｄ軸に対する１次′心流の位相 すなわち、電＋１？！！嵌１次電流の太ささを（１）式
に従い制御し、電動機周波数音すベシ周波数が（２）式
を満足するように制御し、かつ、１次電流の位相を（３
）式に関係して制御するならば、ｉ＋ａに応じて磁束φ
を、寸だ、ｉＩｑに応じてトルクＴを、それぞれ、独立
に＋ｆｆ１Ｊ御することができる。このとき、トルクＴ
は次式のように’Ｉｑに対して応答遅れなしに制御され
る。

Ｔ＝］（φ・ｌＩｑ　・・・・・・・・・・・・（４）
ここに、ｋ：比例定数 （１）〜（３）式の制卸条件を速度検出器を用いること
なしに実現し、高速応答の速度制御が行なえるようにす
る。以下、第１図の回路動作につき説明する。

先ず、１次′覗流が（１）及び（３）式に従い制御され
る動作について述べる。発掘器１０は加算器９からの周
波数指令信号に比例した周波数の二相正弦波信号を出力
する。これらの信号は互いに９０度の位相差金もち、Ｃ
ｏＳωＩ　ｔ＊　５１０ω１ｔで示される。

座標変換器１７で、これらの信号と′鑞圧指令信号ｅｄ
＊及びｅ、１ｋに基づいて、次式の演算を行ない、三相
の′重圧指令パターン信号ｅＵ＊〜ｅｗ本が取シ出され
る。

このとき　６　ｕ　傘〜ｅｗ＊　は次式のように表せる
。

ωｌ　：発振器１０の出力信号の角周波数なお、信号ｅ
Ｕ傘〜ｅｗ＊は（５）（６）式の関係（直交座標変換）
によらずとも（７）（８）式に基づいて極座標変換によ
り直接取シ出すこともできる。

（７）式で、δ＝０（ｅｄ亭＝０）における各相電圧位
相−ｓｉ＋ω、ｔ、５ｉｎ（ωＩｔ　ａπ）及び一５ｉ
ｎ　（ω＋　を十ａπ）は前述の発振器１０の出力信号
ｃｏｓω１を及びｓｉｎω、１と一定した関係にあるが
、これら各相電圧位相をここで改めて変換器出力電圧の
各相位相基準と定義する。

インバーターの各相出力電圧（基本枝分）は比較器１９
の動作に従い、各電圧指令パクーン信号ＣＵ本〜ｅｗ＊
に比例するように制御される。

この結果、電＠機には次式の電流ｉυ〜！Ｗが流れる。

！ｗ＝　Ｂｓ１ｏ（ωｌｔ＋−π−δ−ψ）７・ここに
、Ｂ：ｆｉ流の大きさ ψ：力率角 そして電流成分検出器１３．１４で次式に従い、電流成
分’ｌｄ　＋　ｉｌ９が検出される。

ここに、１ａ＝ｉＵ このとき、’ｌｄ及びｉｌ、は次式のように表せる。

増幅器１５及び１６において、励磁電流指令１、、＊と
信号１１６、また、トルク成分電流指令ｉｔ本と信号１
厘、の偏差が増幅され、信号ｅｄ＊及びｅ、ネが取シ出
され、ｉ、ｄはｉ−に、また、１８．はｉ、ヤに一致す
るよう１ム１］御される。電流Ｉ　Ｕ　□　ｌ　ｗは次
式のように表せる。

ｉυ＝　１３ｃｏｓ　（（ＩＪ、　ｊ十〇）　へｒｗ＝
ｆ３ｃｏｓ（ωＨｔ＋−ｙｒ＋ｔ）　）　／ここに、Ｂ
　”　Ｖ”　Ｈｄ２＋１１　ｑ　”　・・・・・・用α
Ｑθ＝−一（δ＋ψ） 従って、（１）及び（３）式の関係は（至）及びαく式
よシ満足される。

次に（２）式全満足させる動作原理について説明する。

もし、（１）〜（３）式の関係が保たれるならば、ｄ軸
は磁束軸に一致し、磁束に関し、次式が成立する。

ここに翫　φｄ、φ９：各軸の磁束成分φ：２次鎖交磁
束 従って、逆にφｄ及びφ、が上式の値となるように１次
周彼奴全制御するならば、（２）式の関係が満足される
。φは誘導起電力とじて検出できるため、それに応じて
１次周波数を制御すれば、（温式の関係が得られる。次
に詳しくこの動作について説明する。

第２図は、各電流指令’ｍ”　（”　３１　ｄ　）及び
ｊ、＋ｋ（＝ｊｌｑ）が一定と仮定した場合における、
すべり角周波数ωＳに対する電動機磁束の変化を示す。

φｄ及びφ、はｄ軸及びｑ軸の各磁束成分、φはφ、及
びφ、のベクトル合成磁束である。第２図（ａ）はｉ−
が正の定格（［（電動運転）、第２図（ｂ）はｉ−が零
（無負荷）第２図（Ｃンはｉｔ＊が負の定格値（回生運
転）の各場合を示す。

（ａ）において、Ｘ印がφｄ−φ（基準値）及びφ９＝
０金、勇足する正規の動作点である。この動作点よシす
ベク角周波教ωＢが変動すると、φ９キＯとなり、正規
動作点を境にして極性が変化する。そこで、φ、〉０の
ときは一次周波数ｆ＋　全上げ、φｑ＜ｏのときは下げ
るようにしてφ、に応じてωＳを修正制御すれば動作点
は正規の状態に還る。すなわち（２）式を満足するよう
な運転が行なえる。（ｂ）及び（Ｃ）でも上述した制御
により同様に所期の運転が行なえる。

以上が（２）式を満足させるだめの動作原理であるが、
次に第１図の回路における上記関係の動作につき説明す
る。

電圧成分検出シ３７及び８で、次式に従い電動機電圧の
２軸数分、すなわち、前述の各相位相基準に対して９０
度位相差の成分ｅ、及び同位相（又は逆位相）の成分ｅ
、全各々検出する。

ここに、ｖａ＝ｖＵ ｅ６：検出器８の出力信号 ｅｑ：検出器７の出力信号 ＶＤ−Ｖｗ：電動機各相′６圧 ｅｄ及びｅ、は電動機の漏れインピーダンス降下の影響
全無視すれば、前述しだφ４及びφ、とａ′Ｉ）式の関
係がある。

なお、漏れインピーダンス降下分の補正は、例えば電流
検出器１２からの電流検出信号に基づいてインピーダン
ス降下分を演算検出し、電圧信号ｖ　ｕ　””’　ｖ　
ｗ　、または、Ｖａ及びＶβからその降下分を差し引く
か、あるいは、００式の演算後に電流成分指令信号ｉ−
及びｉ−１あるいは、電流成分検出信号１１６及び１１
．に基づいて、インピーダンス降下の各軸成分全演算し
、検出器７及び８の出力信号からそれら全差し引くこと
によシ行なうことができる。

すなわち、ｅｄによシφ、相当の信号が、また、ｅ、に
よりφｄ相当の信号がそれぞれ検出される。

信号ｅｄは変化率制限器４の出力信号と共に加算器９に
加えられる。このとき、ｅｄが負（φ、〉０に相当）の
場合は、加算器９の出力信号が大、すなわち、インバー
タ出力周波数ｆ＋が上昇する極性で加算される。このよ
うにして、前述した原理に従い、常にｅａ＝０（φ、＝
０）となるようにｆｌが１１ｊ８御され、そして、すベ
シ角周波数ω８は正規動作点の値に制御される。

一方、逆出信号ｅ、は、α９式に示すように、φｄ及び
角周波数ω１に比例するが、正規動作点における磁束φ
６は励磁電流指令ｌ−に比例することから　ｉ　、＊が
一定であればｅ、はω１に比例する。

さらに、すべり角円波数ω８は（２）式の関係から１−
（＝：　１ｌｑ）に比例するため、速度信号ω１は次式
の関係に従い検出できる。この演算は加算点２１で行な
われる。

ωｒ　”　ｋ、ｅｑｋ２１　ｔ”　・・・・・１団・α
椋ここに、ｋＩ　＋　ｋ２　：比例定数 そして増幅器５において、変化率制限ａ４からの速度指
令信号と信号ω１のＢＭが増幅され、トルク成分７す５
流指令ｉ、＊が取シ出される。トルクＴは（４）式の関
係より、ｉ、”（＝ｉｌ、）に比例するので、回転速度
は指令に応じて制御される。

本発明によれば、速度検出器を用いることなく、従来の
ベクトル制御と同様に、高速応答の速度制御が行なえる
制御方法を提供することができる。

実施例では、信号ｉ−は指令回路１１によシ設定される
が、その設定にはｅ、が所定値となるよう初期調節が必
要である。それ全省略できる？）′にしたものが、第３
図に示すものである。２２は加算器９からの周波数指令
信号ω１と信号ｅ、の偏差に応じて励磁電流指令の補正
信号Δｉｎ”を出力する増幅器、２３は励磁電流指令の
基準値ｉ工＊ネ全出力する励磁電流設定回路、２４は基
準値ｉｏ峠と補正信号Δｉ−を加算する加算器である。

ｅ、（σφｄ）とｉ−は比例関係にあるため、もし、ｅ
、が所定１直よシ小であれば１ノを増加方向に、逆の場
合は減少方向に変化させることＫより、ｅｑを所定値に
制御できる。

増幅器２２で、信号ω１と信号ｅ、を突き合わせ、その
１扁差が零となるように制御することがら、ｋ１ω、＝
ｅ、　・・・・・・山・・・・・・・・・０すすなわち
、 ｅ、／ωＩ−ｋｌ　・・・・・・・・ｎ１・・・・・・
（ＩＩ’ここに、ｋｌ　：比例定数 φ、１（：ｅ、／ω１）を自動的に所定値に保つことが
でき、実施例におけるような！−の初期調節は不要であ
る。さらに磁束φ、全全トルク変化時どを含め常に所定
値に保持できるため、磁束の減少による磁束（電圧）検
出精度並びにトルクの低下が起こらず、安定な運転が行
なえる。

前記実施例は、ｃｄ及びｅｑｆ検出し前述した制御を行
なうものであったが、第３Ａ図に示すように増幅器１５
及び１６の出力信号ｅｄ＊及びｅ−ｋｅｄ及びｅ、の代
シに用いても同様の制御を行なわせることができる。な
ぜなら、電動機電圧ｅυ〜ｅｗは信号ｅｄ＊及びｅｑ”
を座標変換して得られた電圧指令パターン信号ｅＵ＊〜
ｅ−に比例して制御されるが、電圧成分検出器７及び８
は電動機電圧ｅＵ−ｅＶから前述の逆変換を行ないｅｄ
及びｅ９を検出するものであるため、ｃｄ傘とｅ。

及びｅ、＊とｅ、は略一致するからである。このように
して、信号ｅｄ＊及びｅ　＋＋”　ｆ−用いれば電圧成
分検出器７及び８′ｆ：省略できるため、回路構成（制
御演算内容）が大幅に簡素化される。

第３図の実施例全マイクロプロセッサを用いて実現した
ものを第５図に示す。５０は電圧指令値の振幅Ａ　（ｎ
）　、δ（ｎ）、及び角周波数指令ωｓ　”　（ｎ）よ
り（７）式の電圧指令に相当した信号を演算し、さらに
、搬送波信号との比較によｊＯＰＷＭパルス金発生する
ＰＷＭ発生回路、５１は角周波数指令ω＋”（ｎ）と電
流検出器１２で検出される（９）式の電流とよシ、０９
式で示されるｄ輔、ｑ軸電流成分ｉＩｄ＊　ｉＩｑを検
出する電流成分検出器、５２はω−（ｎ）と電圧検出用
変圧器で検出する電動機各相電圧ｖ、、ｖ、。

ｖ、とよシミＱ式で示すｄ軸、ｑｉｉ１１１電圧成分ｃ
ｄ。

ｅ、全検出する′電圧成分検出器、５３はマイクロプロ
セッサ、５４はプログラム及びデータを記憶するメモリ
、５５は速度指令などの指令及び電流、速度などのアン
サーバック信号を上記とインタフェースするインタフェ
ース回路である。

第６図は、マイクロプロセッサで本発明を実施するフロ
ーチャート例である。才ず、演算される速度帰還値ω、
（ｎ）がＯに初期設定されている、割込みにより、演算
が起動され、５において、速度指令ω、”（ｎ）及び励
磁電流指令ｉ　、、＊　＊（Ｈ）　を取シ込む、次に、
１０で帰還ｉｉＭ　ｉ＋　ｑ　（ｎ）及びｉ、ｄ（ｎ）
を電流成分検出器よ、！ｌ）、ｅｄ（１１）ｎ及びｅ　
、（ｎ）　を電圧成分検出器より取シ込む、次に、１５
で角周波数指令ω、”（ｎ）全５で取シ込んだ速度指令
ω−（ｎ）と１０で取り込んだｅ、（ｎ）　よシ演算す
る。次に、励磁電流ｉ　、、”（ｎ）を１５で演算した
ω、”（ｎ）と１０で取シ込んだｅ　、（ｎ）より演算
する。次に、２５で５で取シ込んだ速度指令ω、”（ｎ
）と速度帰還値ω、＋１）　（但し、初期はω冷１−〇
）とよシトルク電流指令ｉ　、＊（ｎ）を演算する。

速度帰還値ω、（ｎ）は１０で取り込んでｅ、（ｎ）と
トルク電流指令ｉ、”（−）より３０において演算し、
励磁′電流指令ｉ、＊（ｎ）とｄ軸成分電流検出ｉ、ｄ
（ｎ）とよ５ｄ軸軸数電圧指令ｅ＋”（”）’ｌｉ＝、
）ルク電流指令ｉ　、＊（Ｈ）とｑ軸成分電流検出’ｔ
ｑ（ｎ）とよシｑ軸成分電圧指令ｅｑ”（ｎ）ｅ　３５
で演算する。この演算結果より、’ＰＷＭパルス発生回
路５０に与える電圧指令値の畳幅Ａ（ｎ）及びδ０）全
演算する。以上の演算結果よりＰＷＭパルス回路５０に
はＡ（ｎ）、　δ（ｎ）及びω、”（ｎ）が出力され、
電流成分検出器５１、電圧成分検出器５２にはωｔ”（
ｎ）が出力され、第３図と同様の制御を行なうことがで
きる。

前記実施例では、ｅｄ及びｅｑｆｆｉ検出しφ、が零と
なるように、また、φｄは所定値となるように周波数及
び励磁電流を制御したが、磁束成分φｄ及びφ、を直接
検出し同様の制御を行なうものであっても同様の効果が
得られる。第４図はその実施例の回路構成図である。磁
束検出器２５は次式に従い電動機電圧を二相交流信号ｖ
ａ及びＶβに変換し、それらを積分することによシ磁束
φ、及びφβを検出する。

ここで、ｒｌ及びｘｉは磁束の検出精度金高めるために
電動機の漏れインピーダンス降下を電動機電流を用いて
、ｆ１旧賞していること金示す。

゛　磁束成分検出器２６及び２７は、次式に従い磁束成
分φ、及びφ９全検出する。

信号φ、は加算器３０に加えられ、それが正のとき加算
器３０の出力信号が上昇する極性関係にて加算される。

φ９とｅｄは０９式の関係があることから、前記実施例
と同様の動作が行なわれる。

咬だ、磁束量差増幅器２９は磁束指令回路２８からの磁
束指令信号と信号φｄの偏差を増幅して励磁電流指令の
補正信号Δ１　、、＊ｆ比出力る。そして、前記実施例
と同様にφ４は所定値に制御される。

また、速度信号ω１は加算点２１において加算器３０か
らの周波数指令信号ωｌから前記実施例と同様にしてす
べり周波数分を差し引いて検出し、前述と同様に速度制
御を行なう。このようにして第３図の実施例と同様の効
果が得られる。

なお、磁束成分φｄと磁束φ（＝　し了り〒７７）は第
２図に示す関係にあるため、φ全検出しφｄの代シに用
いても同様の動作が行える。同様にφに比例するｅ　（
−ｍ　）、を検出いｄの代シに用いてもよい。なお、ｅ
は電動機電圧の基本疲労の振幅値を、また、φは電動機
電圧を積分して得た磁束信号の振幅値全検出することに
よシ得られる。

なお、以上の実施例では、ＰＷＭ（パルス幅変調）イン
バータへの適用例について述べたが、他の種類のインバ
ータであってもその出力周波数及び出力電圧（電流）が
制御可能なものであれば本発明を適用することができる
。

〔発明の効果〕

本発明によれば、磁束検出のために積分器全使用しない
ためドリフトの問題がなく、また、電動機電圧ｅ、に応
じて励磁電流を制御するため、さらに急峻に変化する実
電動機電流全直接フィードバック制御する電流制御ルー
プをもたないためマイクロコンピュータ使用時における
その負荷率が軽減する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すインバータ装置の回路
図、第２図は本発明の詳細な説明するたガー曳し　に めの特性図、第３図７第４図は本発明の他の実施、例の
インバータ装置の回路図である。 １・・・インバータ、２・・・訪導寛動機、３・・・速
度指令回路、５・・・速度偏差増幅器、７，８・−・電
圧成分検出器、１０・・・発掘器、１３．１４・・・電
流成分検出器、１５．１６・・・電流偏差増幅器。 代理人　弁理士　高橋明夫 ′＄　２厘 （Ｃ） 贋 第　５　図 ■　ｚ　菌

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．８４電動機と、この誘導電動機に可変周波数の交流
   を供給する変換器、この変換器の出力電圧及び周波数を
   制御するだめの制御装置からなる電動（良制御装置にお
   いて、 変換器出力′電圧の各相位相基準に対して９０度位相差
   の電動機各相電流の成分全励磁電流指令に比例するよう
   に制御し、また、前記各相位相基準に対して同位相の竜
   ！４１Ｉ機各相電流の成分全トルク成分電流指令に比例
   するように制御する構成の制御装置を備え、Ｔ’ａ＋動
   磯゛硯圧検出信号、あるいは、変換器の出力周波数指令
   と回転速度指令との篩差に応じて変換器出力電流を制御
   する第１手法、変換器出力？ワ：圧の各相位相基準に対
   して９０度位相差の゛成４ｒｈ機各相電圧の成分あるい
   は前記各相位相基準に対して同位相（又は逆位相）の電
   動機各相鎖交磁束に応じて変換器出力周波数を制御する
   第２手法を備え、電動機の速度制御を行うようにしたこ
   とを特徴とする誘導電動機の制御方法。