JPS6023987A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は交流を余波整流して成る直流電源の電圧変動に
よる入力電力変動を補正した誘導加熱調理器に関する。

（ロ）従来技術 従来、誘導加熱調理器において、インバータ回路に負荷
電流を検知するカレントトランスを設け、その検知電流
に基いて負荷の判断を行なう構成は周知である。かかる
構成では、回路上検知する場所が限られることや、また
高圧部からの絶縁、さらに方向性を考慮しなければなら
ないこと等実用化に際し、不都合があった。またカレン
トトランス及びその検知信号の変換回路が必要であり、
コスト上昇要因となる欠点も有していた。＝念＝二また
、このような誘導加熱調理器においては交流電源を全波
整流して成る直流電源を用いてインバータ駆動していた
。↓：ｊＪｄビｈ七十光４炭昼爵ところが通常此種誘導
加熱調理器に於いては余波整流された直流電源に対して
十分な平滑処理を施さずに用いているのでこの直流電源
電圧は脈流電圧であり、しかも使用する負荷が鉄、１日
−８ステンレスより成る適性負荷であっても、上記負荷
の材質の差によって電圧変動が生じるため、インバータ
出力が不安定となる問題があった。

（ハ）発明の目的 本発明は、かかる事情を考慮してなされたもので、イン
バータ出力の一定負荷検知を同一回路で制御するもので
、したがって検知位置の制限、検知素子の絶縁対策、方
向性の配慮等の問題及び実用化に際して生じる不都合を
全て解消する新規な負荷検知回路を備え、しかも直流電
源電圧の変動Ｅζ於いてもインバータ出力の変動を低減
する回路を共用化した誘導加熱調理器の実現を目的とす
る。

に）発明の構成 本発明はダイオードの導通期間を検知する導通検出手段
と、この導通検出手段で検出されたダイオードの導通期
間に応じた電圧レベル信号を交流を余波整流した直流電
源電圧を基準レベルとして発生するレベル信号発生手段
と、で構成される。

（ホ）実施例 第１図は、インバータ回路（１）を含む主回路を示し、
（２）、（２）は交流入力端子、（３）は第１の全波整
流回路、＋４１＋５＋は各々チョークコイル、フィルタ
コンデンサ、（６）は誘導加熱コイル、（７）は共振コ
ンデンサである。この誘導加熱コイル（６）及び共振コ
ンデンサ（７）よりなる直列回路は、共振回路を構成す
る。

（８）は、共振コンデンサ（７）に並列接続された半導
体スイッチング素子例えばトランジスタＧＴＯ，（９１
は、この半導体スイッチング素子に対し、逆並列に接続
されたダイオードである。（１０は負荷となる調理器で
あって、鉄、１８−８ステンレス等の鉄系金属より成る
。ｔｍはステップダウントランスａｚを介して交流入力
端子＋２１　（２１に結ばれた第２の余波整流回路であ
り、ｅ出力端子から上記第１の余波整流回路（３）出力
の脈流電圧をステップダウンして反転した負電圧−ＶＢ
が出力される。

第２図は、インバータ回路（１）を駆動、制御する回路
ブロックを示し、０３）は、スイッチング素子（８）の
ベースにオン・オフ信号を与える駆動回路、０４）はこ
の駆動回路（１３）に発振起動を与えるスタート回路、
０５）は、スイッチング素子（８）の導通信号を可変す
るパルス幅制御回路で、オンパルス発生回ｇ　（１Ｇ＋
。

負荷検知回路αη及び入力電力検知回路０８）の制御を
受ける。ここでオンパルス発生回路（１６１は、インバ
ータ回路（１）の発振を持続させるものであり、入力電
力検知回路−は負荷ｌど加わる入力を検知するものであ
る。これらの回路については、本発明要旨とは無関係で
あり、また具体的構成も公知のものが使用できるから、
その説明は省略する。

第３図は、本発明の負荷検知回路αηの具体的回路を示
し、（ａｌは、ダイオード（９）のカソード側に連結さ
れる端子、０ωはこのダイオード（９）の導通期間にそ
のカソード端子に現われる負電圧のみを選択するダイオ
ード、（イ）（２１１は一定電圧十Ｖａｃを分割する抵
抗でその値を各々Ｒ１、Ｒ２とする。＠は、積分用コン
デンサであり、その一端は抵抗（ハ）を介して第１図に
示した第２の整流回路（１１）のｅ出力端子に結ばれる
とともにツェナーダイオード（財）を介して接地されて
いる。これによりコンデンサ器、抵抗（２３間の電圧が
定電圧−ＶＢＢに固定される。

コンデンサ器の他端すに現われる電圧信号を第４図波形
（ｂｌに示す。この端子電圧（ｂ）は−’ＶＢＢを基準
とし、ＩＪ　Ｏａ　Ｒｔ　／　８１なる最大値をとる。

（ロ）は電圧（ｂ）が抵抗（２Ｂ＠にて分割されてその
ベースに加えられるトランジスタで電圧Ｖｒｅｆに達し
たとき遮断する。■はこのトランジスタ（ハ）の、コレ
クタに接続されたツェナーダイオードであって、他端は
分割抵抗＠側を介して第１図の第２の整流回路（ｉｎの
ｅ出力端子に接続されている。尚、このツェナーダイオ
ード（２）はスレッショルド電圧ｖｔｈがｍａＸＩ　Ｗ
Ｅ−ＶＢＢ　ｌ（■ｔｈ（’Ｖｃ　ｃの範囲のものを使
用する。ｃｌ］）は分割抵抗■（イ）により分割された
トランジスタ（ハ）のコレクタ電位がベースに加えられ
るとともに、そのエミッタが第２の整流回路（１］ｌの
θ出力端子に結ばれたトランジスタを示し、上記ツェナ
ーダイオード（２８１ζこよりトランジスタ（２５１Ｏ
Ｎ時、このトランジスタ６υがＯＦＦするように補償さ
れており、そのコレクタ電位は抵抗６のコンデンサ（至
）を経てパルス幅制御回路（Ｉ５）へ加えられる。０４
１（至）は各々トランジスタ（２）Ｇυの保護用として
用いられるダイオードである。

次に第４図を用いて上記回路の動作を説明する。

端子（Ｌ）に現われる電圧は、インバータ（１）での共
振電圧（コンデンサ（７）の端子電圧）であり、その負
の領域に存在する部分がダイオード０９導通期間の電圧
に対応している。即ち、この共振電圧（ま鉄鍋等適性負
荷では、実線で示す如く浅い谷を描く力≦他方１８−８
ステンレス鍋、アルシミ鍋、銅鍋で（ま破線で示す如く
深い谷を描く。図中適性負荷及び適性電圧における波形
の包絡線を破線にて、また前述の不適性鍋負荷における
波形の包絡線及び第１の整流回路（３）からの直流電源
電圧が上昇したときの波形の包絡線を一点鎖線にて示す
。インツイータ回路（１）の発振周波数は２０数ＫＨｚ
、その包絡線信号周波数は１００／１２０Ｈ７である。

１８−８ステンレス鍋等が深い谷部を形成する理由番よ
、それらの鍋と誘導加熱コイル（６）の磁気的結合時の
等価的インダクタンス及び抵抗が小さいこと薔こよると
考えられる。また第１の整流回路（３）からの直流電源
電圧が上昇した時も同様に、深い谷部を形成する理由は
、第１図の交流入力端子＋２）　（２）に印加される電
圧が高くなるため、コンデンサ（５）の両端電圧は上昇
し、インバータ（１）での共振電圧やスイッチング素子
（８）に流れる電流も上がるためと考えられる。それ故
コンデンサーの端子すには適性負荷適正電圧の場合（イ
）に示す如く、また１８−８ステンレス等過大負荷や適
性負荷であっても直流電源電圧が上昇した時には（ロ）
に示す如き積分電圧が得られる。

波形（ロ）に示す電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下の範囲に
於いて、トランジスタ（８）はオフとなり、そのコレク
タ電位は高レベルとなる。このコレクタ電位を実線で示
す。尚、破線（低レベル）信号は（イ）に示す適性負荷
、適性電圧の場合である。これよす次段トランジスタＧ
〃のコレクタ電位は前記波形と逆となり過大負荷、適性
負荷の場合であっても直流電源電圧が上昇した場合では
、コンデンサ（ト）の端子レベルは適性負荷状態に比べ
て低下する。

また、トランジスタＧηのエミッタは第２の整流回路０
旧ど結ばれているため、第１の整流回路（３）から出力
される脈流電圧をステップ・ダウンし、反転した状態の
脈流電圧−ＶＢが与えられている。

このため、トランジスタ０υのＯＮ期間は脈流電圧−Ｖ
　Ｂを期準レベルとしてコンデンサ（ト）の放電を行う
。従って第１の整流回路（３）から出力される直流電圧
が上昇したときは−ＶＢは低下してトランジスタＱ１）
ＯＮ期間中のコンデンサ（至）の放電々流が多くなりパ
ルス幅制御回路αωへ出力される電圧レベル信号が低下
する。一方、第１の整流回路（３）から出力される直流
電圧が低下したときは−ＶＢが上昇してトランジスタｃ
ｌ］）のＯＮ期間中の放電々流が少くなり、パルス幅制
御回路０５）へ出力される電圧レベル信号上昇する。こ
のようにして、負荷及び直流電源電圧に応じて、この負
荷検知回路ｔ１７＋からの出力電圧レベル（コンデンサ
０〃の端子電圧レベル）が変動し、このレベルに応じて
次段のパルス幅制御回路０ωから出力されるスイッチン
グ素子（８）のオンパルス幅が制御される。即ち、前記
出力レベルが低下したときスイッチング素子（８）のオ
ンパルス幅が減少し、入力は低下もしくは入力変動への
低減を作用する。

次に、−実験例を示す。

適性負荷として鉄ホーロー鍋を使用し、これに１２００
Ｗの入力電力を供給した場合、スイッチング素子（８）
には約５ＯＡのピーク電流が流れる。

これに対し、１８−８ステンレス製なる鍋を置いて１２
００Ｗにセットした場合スイッチング素子（８）には約
６５Ａなるピーク電流が流れるが、本発明にかかる負荷
検知回路のはたらきによりこれを略５０Ａに減少させ入
力低下をはかることが出来た。また電源電圧の上昇を１
０％にみた場合適正負荷である鉄ホーロー鍋に於いても
適正電圧の時へ力１２００Ｗのものが約１３５０Ｗへと
上昇したが、本願発明の誘導加熱調理器を用いた場合、
そのような入力の変動は認められなかった。

（へ）発明の効果 以上述べた如く、本発明誘導加熱調理器は、ダイオード
導通期間に応じた電、圧レベル信号を交流を全波整流し
た直流電源電圧を基弗レベルとして発生し、この電圧レ
ベル信号の電圧レベルによってスイッチング素子の導通
期間を制御しているの素子の過電流による熱破壊が抑制
され、信頼性の高い誘導加熱調理器を提供することが出
来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例回路図、第２図は同ブロック図、
第６図は要部回路図、第４図は動作波形図である。 （１）・・・インバータ回路、（６）・・・誘導加熱コ
イル、（８１・・・スイッチング素子、０３１・・・駆
動回路、０小・・・スタート回路、（１５１・・・パル
ス幅制御回路、０６）・・・オンパルス発生回路、（１
７１・・・負荷検知回路、（１ｍ・・・入力電力検知回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流電源を全波整流して成る直流電源、該直流電源
   に接続された誘導加熱コイル及び共振コンデンサより成
   る共振回路、該共振回路に共振を生せしめるように設け
   られた半導体スイッチング素子、該半導体スイッチング
   素子に並列接続されたダイオード、該ダイオードの導通
   期間を検知する導通検出手段、この導通検出手段で検出
   されたダイオードの導通期間に応じた電圧レベル信号を
   上記直流電源電圧を基準レベルとして発生するレベル信
   号発生手段、を備え、上記電圧レベル信号に応じて上記
   半導体スイッチング素子の導通期間を可変することを特
   徴とする誘導加熱調理器。