JPS60220875A - 受動的測定量検出器用評価回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔童業−ヒの利用分野〕 本発明は、測定騎に関係してオーム抵抗が変化する検出
用抵抗をブリッジ回路内に有する受動的測定＠検出器用
の評価回路に関する。

〔覚来の技術〕

検出器の出力信号の平衡が平衡用抵抗の時比率変調され
た切換により行なわれ、この切換は、平衡用抵抗がクロ
ックパルスカウンタのあふれ信号により一方の切換位置
に切換えられ、また前記クロックパルスカウンタの内容
と増幅され位相判別可能な整流器により整流されかつ低
域通過フィルタにより濾波された平衡偏差信号を入力電
圧として与えられる極性判別可能な電圧−周波数変換器
の出力端に接続されているアップ−グランカウンタの内
容とを比較するディジタル比較器の出力信号により他方
の切換位置に切換えられることにより行なわれており、
検出器および平衡用抵抗が前記クロックパルスカウンタ
のあふれにより制御される転極スイッチを介して直流電
流または直流電圧源から給電されており、また前記の位
相判別可能な整流器が前記転極スイッチと同期して制御
されている評価回路はドイツ連邦共和国特許第２２６２
７５５号明細書から公知である。この明細書中でディジ
タル補償装置と呼ばれている評価回路は評価結果に受動
的測定検出器内の寄生的な熱起電力および接触電位差の
影響゛を受けてはならず、またいわゆる偏差増幅器の零
点ドリフトに無関係でなければならない。

この公知の回路に対する本発明による改良点を一層良く
理解し得るように、先ずこの公知の回路を説明し、その
問題点をあげることにする。そのために第１１図にこの
公知の回路が示されている。

第１１図で、ブリッジ回路少ら成る２つの測定量検出器
・ＤＭＳｌおよび０ＭＳ２は給電対角線に変流器Ｔｒｉ
の二次巻線から電流Ｉ　Ｓ’を供給される。測定量検出
器］）ＭＳＩおよびＤＭＳ　２の出力対角線は互いに直
列に接続されている。これらの出力対角線に生ずる和電
圧Ｕｌｎと平衡用（または補償用）抵抗ＲＫの両端の電
圧降下である平衡用（または補償用）゛−１圧ＵＫとは
互いに逆極性である。平衡用抵抗ＲＫは切換スイッチＳ
２を介して第２の変流器Ｔｒ２の二次巻線に接続可能で
あり、それにより電流ＩＳ’を流される。切換スイッチ
Ｓ２の第２の接点はもう１つの抵抗ＲＫ′　に接続され
ており、抵抗ＲＫおよびＲＫ’は切換ス・イッチＳ２に
より交互に変流器Ｔｒ２の二次電流回路に挿入され得る
。

変流ａＴ　ｒ　１および１゛ｒ２の一次巻線は互いに直
列に接続されて、転極スイッチＳ１を介して直流電源Ｕ
　ｎに接続されている。−次巻線には電流■８が流れる
。電圧ＵｍとＵＫとの間の差が導線Ｌ１およびＬ２を経
て、偏差増幅器ＮＶの前に接続されているスイッチＳ３
に与えられる。偏差増幅器の出力端子には第２の転極ス
インｙ−８４が接続されている。この転極スイッチの出
力端子は低域通過フィルタＴＰを介して電圧−周波数変
換器ＳＰＦの入力端子と接続されている。転極スイッチ
Ｓ４は転極スイッチＳノと同期して駆動されるので、接
触整流器として作用する。電圧−周波数変換器ＳＰＦの
出力端子はパルスカウンタｚ１のアップ−ダウンカウン
ト入力端と接続されている。

クロックパルスカウンタｚ２のカウント入力端が、繰返
し周波数ｆＯのパルス列を供給するクロック発振器ＴＧ
の出力端に接続されている。カウンタｚ１およびｚ２の
ｌＯ進進出端端ディジタル比較回路ＤＶの比較入力端と
接続されている。カラン）Ｚｌおよびｚ２の内容の一致
を示す比較回路ＤＶの出力パルスにはスイッチ制御用論
理回路ＬＯの第１の入力端に与えられる。スイッチ制御
用論理回路ＬＯの第２の入力端にはクロックパルスカウ
ンタｚ２の最高の１０進桁から桁上げパルスＵが与えら
れる。スイッチ制御用論理回路ｔ、。

の第３の入力端にはブリクロックカウンタｖｚの桁上げ
パルスＶが与えられる。スイッチ制御用論理回路ＬＯの
１つの出力端は同時に両転極スイッｙ−８ＩおよびＳ４
を制御し、他の２つの出力端はそれぞれスイッチＳ２ま
たはＳ３を制御する。

転極スイッチＳ１は、スイッチ制御用論理回路ｔ、ｏに
より制御されて、クロックパルスカウンタｚ２がタロツ
クパルス発生器ＴＧのクロックパルスによりその最大カ
ウント内容Ｚ　２ｍａｘまでアップカウントされて１つ
の桁上げパルスＵを発するつど、供給電圧または供給電
流の極性を反転する。

スイッチＳ２は、スイッチ側脚用論理回路り。

により制御されて、クロックパルスカウンタｚ２の内容
がカウンタｚ１の内容と一致し、従ってディジタル比較
回路ＤＶが】っのパルスｋにより両カウンタ内容の一致
をスイッチ制御用論理回路ＬＯに報知する瞬間に抵抗Ｒ
ＫＩの側に切換わる。

こうして得られる平衡用電圧Ｕｋの代数平均値Ｕｌｃは
、カウンタｚ１の瞬時カウント内容ｚ１とクロックパル
スカウンタｚ２の最大カウント内容ｚ２ｍａｘとの比に
正比例する。

スイッチ制御用論理回路ＬｏによりスイッチＳ２と同一
のｗｊ４間に供給電流の反転時点に対して時間Δｔだけ
ずらされて導通状態に切換えられる断続スイッチＳ３は
１つの切換周期 ’ｒＡ−Ｚ　２ｍａｘ　、　−Ｌ Ｏ にわたリフロックパルスカウンタｚ２の次回桁上げパル
スＵの生起時まで導通状態にとどまる。従って、スイン
ｙ−８３の後に接続されている偏差増幅器ＮＶは偏差電
圧７Ｕを受ける。

この公知の回路では、意図する成功が下記の理由から非
常に不十分にしか達成されないことが判明している。

自動的に平衡する補償装置として、第１１図に示されて
いる公知の回路はその構成の点で、制御偏差をＣきるか
ぎり選択的に増幅する制御偏差増幅器を含んでいる閉じ
られた制御ループに相当する。この制御技術における制
御偏差増幅器に相当するのが第１１図中の平衡偏着増幅
器ＮＶである。

また制御偏差に相当する平衡偏差は、それぞれ１つの切
換周期１人にわたって形成される検出器出力電圧和の代
数平均値Ｕｍと平衡用電圧の代数平均値万Ｔとの間の差 ＪＵ　−Ｕ　ｍ−Ｕ　ｋ である。転極スイッチＳ１により供給電流Ｉｓの極性が
交互に切換えられるので、ＪＵとそれ以外に偏差増幅器
Ｎｖの入力端に作用する偏差電圧ΔＵのすべての成分と
は２つの相続く切換周期ＴＡｎおよびＴ’Ａ（ｎ＋１）
　内で同一の大きさで逆の極性を有する。すなわち、Ｊ
ＵおよびＪＵは基本周波数 ｆｌ　１ ＴＶ　ＺＴＡ を有する交番電圧であり、直流成分を含んでいない。

制御ループ内の偏差増幅器には基本的に下記の特性が要
求される。− ａ）制御偏差の伝達範囲内で増幅率が大きいこと； ｂ）制御偏差の増幅の際に零点誤差ができるかぎり小さ
いこと； Ｃ）選択性および擾乱量抑圧の観点で、制御偏差の伝達
範囲の外側では増幅率ができるかぎり小さいこと、 それに対して下記の特性は要求されない：ｄ）入力＠１
１ｇ−出力振幅間のｌａ線性；ｅ）位相に関して直線的
な周波数応答特性；ｆ）増幅率の特別な安定性 特性Ｃ）により、公知の回路に使用されたような偏差増
幅器は伝ｉ幸範囲ｆくｆｗ内で低いほうの周波数に向か
ってできるかぎり急峻に下降する振幅−周波数特性を有
し、また特に周波数０すなわち直流電圧信号を伝達しな
い（高域通過フィルタの特性）。

し、かし、その結果として、ここに用いられている平衡
原理、すな、ｂち時比率変調された切換による平衡原理
では、帯で一層詳細に説明するように、切換により得ら
、ｉする方形波信号ＪＵにチルトが生じ、このチルトが
指示特性の非直線性の原因となる。

特性ｅ）を備えていないこと、すなわち偏差増幅器の伝
達範囲ｆ≧ｆｗ内で位相に関する周波数応答特性が直線
的でないことの結果として、偏差信号ΔＩＪの増幅の際
に遅延ひずみが生ずる。これらの遅延ひずみは、クロッ
ク動作転極スイッチＳ４による被増幅偏差信号ΔＵの位
相選択性整流の際に、制御偏差１■に比例しておらずま
た零点誤差をなす誤った直流電圧成分の発生の原因とな
る。

特性ｄ）、すなわち入力振幅−出力振幅間の直線性、を
備えていないと、ナ二とえこれが回転対称（偶数の湾曲
要素なし）であっても、ＪＵの電圧経過の正および負の
振幅セグメントが異なった重みで重みづけられる。この
ことは偏差信号の代数平均値ｌＵの形成の際に、同じく
零点誤差として認められる誤差の原因となる。加えて、
これらの誤差は、通常の偏差増幅器の場合がそうである
ように特性ｆ）、すなわち増幅率の特別な安定性、をも
備えていないならば、その大きさに変動を生ずる。平均
値形成の際の誤差は時比率、すなわちスイッチオン時間
と切換周期との比、ａ　＝ｔ　ｅ　／Ｔ人に関係してい
るので、ａに関係する零点誤差が追加的に直線性誤差と
して指示特性に現われる。

偏差増幅ＷＮＶの特性により惹起される欠点は、時比率
変調されてスイッチオンおよびスイッチオフされる平衡
用抵抗ＲＫに対する供給電流Ｉｓ“と測定量検出器に対
する供給電流ＩＥｒとの間の電位分離を変調器Ｔｒｌお
よびＴｒ２により行なうことにより一層尖鋭化される。

この変調器の不可避な漏れインダクタンスおよび有限な
大きさにのみ設計可能な主インダクタンスと一転極スイ
ッチＳ１に給電する直流゛電圧源の有限に小さい内部抵
抗とのために、変流器の二次側の供給交番電流■ＳＩお
よびＩｓ“は理想的な方形波形状を有し得す、第１２図
に示されているようなｅ関数の形態のチルトが生ずる。

平衡用抵抗ＩＳ　’（ｔ）−ＩＳ’　ｅ　ｒ ここで、τは変流器Ｔｒ２の漏れおよび主インダグタン
ス、直流電源の内部抵抗および平衡用抵抗の値により定
まる時定数である。第】２図中でＴＡ１１転極スイッチ
Ｓ１の１つの極性の切換周期を意味し、供給交番電流■
Ｓ／およびＩｓ“の周期はＴＷ−２・ＴＡである。

このことは、平衡回路に非直線性が存在することを意味
する。すなわち、ｉｌａ図に示されているように、それ
ぞれ１つの切換周期ＴＡにわたる平衡用電圧ＩＪｋの代
数平均値ＩＪｋは平衡用抵抗ＲＫのスイッチオン時間ｔ
。と切換周期ＴＡとの比である時比率ａ＝ｔｅ／ＴＡに
比例しておらず。

下式で表わされるａの関数である： ここでＵｋはＩ　Ｓ”・Ｒ さらに、上式中の ここでａ−ｔ＠／Ｔ□ を級数展開すると、下式が得られる。

第１３図に示されているように、上式の級表現に従って
、平衡用電圧’［Ｊｋはａ＝ｔｅ／ＴＡ＋＝比例せずに
、ａの増大と共に下方にそれる非直線性を有する。この
直線性誤差Ｆ　ｂｔｎ　は、切換周期Ｔ　Ａに比較して
チルトの時定数τが小さいほど太きい。

他方において、すべてのｎ個の測定は検出器ＤＭＳνの
出力電圧［Ｊｍν　の和Ｕｍの代数平均値Ｕｍは公知の
平衡回路により常に全切換周期ＴＡにわたって形成され
、従って下式で表わされる。

上式から下式が得られる１： ここで また ここで、Ｃνは検出器感度定数を意味する。こうして平
均値Ｕｍは検出器ＤＭＳν内の純粋にオーム性の回路網
のためにτνにより生ずる個別信号Ｕｍνのチルトにも
かかわらず各瞬間にｎ個の検出器ＤＭＳνに作用する測
定量Ｃνの和に厳密に直線的に比例する。

時比率ａ−ｔｅ／ＴＡに比例する公知の平衡回路の指示
値Ａは平衡条件 入 の平衡回路は全体としてａの増大と共に上方にそれる非
直線的な指示特性を有する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明が解決しようとする問題点は、冒頭に記載した種
類の受動的測定量検出器用の評価回路を、直線的な指示
特性が得られるように改良することである。その際、検
出器、平衡量発生装置および入力装置の寄生＋ｎな熱起
電力および接触電位差により、また増幅器の零ドリフト
：二より敏感に影響されないという公知の回路の利点は
引続き保持されなければならない。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の問題点は本発明によれば、 ａ）平衡偏差信号を増幅するため前記の位相判別可能な
整流器の前に、直流成分をも伝達しまたすべての伝達範
囲内で位相に関して直線的な周波数応答特性と入力振幅
−出力振幅間の高い直線性とを有する前置増幅器を設け
、また前記の位相判別可能な整流器の後に偏差増幅器を
設け、ｂ）少なくとも前記平衡用抵抗を前記転極スイッ
チＳＷと、直流成分に対して通過特性を有する手段を介
して結合−「ることにより達成される。

ａ）の措置は、＠１１図による公知の回路に設けられて
いる偏差増幅器ＮＶを低域通過フィルタＴＰの後に移し
、従来の偏差増幅器の場所に直接結合された前置増幅器
を挿入することである。この前置増幅器は、検出器抵抗
および平衡用抵抗ならび１；場合によっては付属の結合
要素がら成る回路網の平衡偏差電圧または平衡偏差電流
出力端に導電的に接続されたＬつの演算増幅器から成っ
ていることが目的にかなっている。この前置増幅器は周
波数０（直流成分通過性）で始まって位相に関して直線
的な周波数応答特性を写し、転極周波数ｆ　ｗ””’　
２　Ｔ　Ａ’を越えて広帯域の増幅をする。その際にそ
の振幅−周波数特性は特に平坦である必要はない。増幅
率は切換周期＋ｒＡに関して長い時間中に広い限度内で
指示精度の影響なしに変動し得る。それに対して、その
入力振幅と出力振幅との関係は伝達範囲内の各周波数に
対して厳密に直線的でなければならない。前置増幅器が
その入力側配線に静電誘導または電磁誘導により侵入す
るノイズによりまたは評価回路の平衡状態での間荷ノイ
ズ成分および零ドリフトによりそのドライブ限度を越え
てドライブされないことを保証するため、前置増幅器は
比較的わずかな増幅率のみを有することが好ましい。

ｂ）の措置は、平衡用抵抗を通って流れる電流な直流電
源の転極スイッチに直接結合することである。これは、
この電流が厳密な方形波であり、直線性誤差を惹起する
チルトをもはや有さないようにするための措置である。

これらの措置により得られる前置増幅器の伝達特性のた
めに、平衡偏差信号は、遅延ひずみによっても入力振幅
−出力振幅間の非直線性によっても後続の位相判別可能
な整流の際に正しい指示値を狂わせる直流成分が零点誤
差として生じ得ないように増幅される。

位相判別可能な整流器が正確に零点を通って延、びる厳
密に直線的な特性を有することは目的にかなっている。

このように前置増幅器による増幅の後に整流を行なうこ
とにより得られる注目すべき利点は、入力回路からのす
べての有害な直流成分、すなわち前置増幅器の零ドリフ
ト、検出器および平衡用抵抗回路網ならびに入力側配線
の熱起電力および接触電位差が位相判別可能な整流器内
でインバータの基本周波数ｆｗの方形波電圧に変換され
ることである。それらは周波数０からの大きな周波数間
隔のために容易に後段の低域通過フィルタ内で効果的に
除去され得る。

他方において、ノイズ成分は復調過程ですべて±ｆｗ　
（ここでｆｗはインバータ周波数）だけ周波数シフトを
受ける。それにより簡単な半導体増幅器入力段の非常に
有害な低周波ノイズ成分、いわゆるポツプコーンまたは
Ｔノイズ、がインバータ周波数ｆｗのすぐ隣にシフトさ
れ、同じく効果的に後段の低域通過フィルタにより抑圧
され得る。

従って、いわゆる白色雑音のみが本発明による評価回路
の本来の分解能限界となる。

転極スイッチによる位相判別可能な整流器の同期制御に
よって増幅された平衡偏差信号内の前記の有害な直流成
分の一層十分な抑圧が達成される。

なぜならば、それによって選択性整流器も厳密な時間対
称性をもって制御されるからである。

高い周波数のパルス列を発生ずる発振器が水晶により安
定化されていることは目的にかなっている。

位相判別可能な整流器の３つの枝路の接地点に対する対
称性が１つのポテンショメータにより調節可能にされる
ことは有利である。

検出器ブリッジ回路が平衡用抵抗とならんで転極スイッ
チと導電的に結合されていることは有利である。

検出器ブリッジ回路および（または）平衡用抵抗が転極
スイッチと演算増幅器またはフォトカップラを介して結
合されていることも同様に有利である。

本発明の１つの好ましい実施例では、給電対角線で転極
スイッチと導電的に結合されている検出器ブリッジ回路
がその出力もしくは給電対角線の１つの節のところで隣
合う２つのブリッジ辺の間を開放され、そこに平衡用抵
抗が挿入されており、この平衡用抵抗を前記２つのブリ
ッジ辺に交互に編入するように時比率変調された切換を
行なう切換スイッチの共通側端子が前記対角線の節を代
替しており、また前置増幅器の入力端子が検出器ブリッ
ジ回路の出力対角線に接続されている。

他の実施例では、検出器ブリッジ回路の給電対角線が転
極スイッチへ導電的に結合されており。

入力側でこの給電対角線と並列に接続されている第１の
演算増幅器の出力端子と接地点との間に平衡用抵抗が接
続されており、入力側で検出器ブリッジ回路の出力対角
線に接続されている第２の演算増幅器の出力端子が一方
では１つの接続を介して接地点にまた他方では前置増幅
器の一方の入力端子に接続されており、その他方の入力
端子が時比率変調された切換を行なう切換スイッチの共
通側端子に接続されており、その一方の切換位置では前
記＠１の演算増幅器の出力端に、また他方の切換位置で
は接地点に接続される。

さらに他の実施例では、検出器ブリッジ回路の給電対角
線が転極スイッチと導電的に結合されており、入力側で
この給電対角線と並列に接続されている第】の演算増幅
器の出力端子と時比率変調された切換を行なう切換スイ
ッチの共通側端子との間に平衡用抵抗が接続されており
、切換スイッチの一方の切換位置では平衡用抵抗と接地
点との間の接続が、また他方の切換位置では平衡用抵抗
と前置増幅器の一方の入力端子どの間の接続が形成され
、また入力側で検出器ブリッジ回路の出力対角線に接続
されている第２の演算増幅器の出力端子が１つの抵抗を
介して前置増幅器の前記一方の入力端子に接続されてお
り、その他方の入力端子は接地点に接続されている。

別の実施例では、検出器ブリッジ回路に給電および出力
対角線側で、抵抗から成る１つの平衡用ブリッジ回路並
列接続されており、この平衡用ブリッジ回路がその出力
対角線の１つの節のところで隣合う２つのブリッジ辺の
間を開放され、そこに平衡用抵抗が挿入されており、こ
の平衡用抵抗を前記２つのブリッジ辺に交互に編入する
ように時比率変調された切換を行なう切換スイッチの共
通側端子が前記対角線の節を代替しており、また前記前
置増幅器の入力端子が両ブリッジ回路の並列接続された
出力対角線に接続されている。

上記平衡用ブリッジ回路の代わを月二、平衡用抵抗を中
間に挿入された２つの抵抗から成る半ブリッジが設けら
れていてよい。

さらに別の実施例では検出器ブリッジ回路に給電および
出力対角線側で、抵抗から成る１つの平衡用ブリッジ回
路が並列接続されており、この平衡用ブリッジ回路がそ
の給電対角線の１つの節のところで隣合う２つのブリッ
ジ辺の間を開放されており、これらのブリッジ辺を給電
対角線に交互に接続するように時比率変調された切換を
行なう切換スイッチの共通側端子が前記対角線の節を代
替しており、また前置増幅器の入力端子が両ブリッジ回
路の並列接続された出力対角線に接続されている。

本発明の最後の実施例では、時比率変調された切換を行
なう切換スイッチｌ二より平衡用抵抗が、１つの対角線
の節に対して対称に位置する検出器ブリッジ回路の２つ
の抵抗に交互に並列接続され得ることかでき前置増幅器
の入力端子が出力対角線に接続されている。

切換周期Ｉｌ１人とインバータおよび整流器のクロック
動作の周期Ｔｗとの比は゛整数比（たとえば１：２．２
：３．３：５など）に選定される。

〔実施例〕

第】図ないし＄１０図により本発明の詳細な説明する。

第１図では、好ましくは接地点に対して対称な電圧源Ｓ
Ｑが、１つの転極スイッチまたはインバータＳＷを形成
するスイッチング素子Ｔｐｔ・・・Ｔ、４を介して、４
つの可変抵抗＆・・・氏を有する測定ブリッジとして示
されている測定頃検出器Ｇと接続されている。スイッチ
ング素子Ｔ。ＩおよびＴ。２を介して測定ブリッジ抵抗
Ｒ，またはＲ２に対して交互に１つの平衡用抵抗ＲＫが
並列接続される。転極スイッチまたはインバータのスイ
ッチング素子゛ｒ、１　・・・ＴＰ４は１つノフリツブ
フロツプＦＦ、の出力信号により制御される。

フリップフロップＦＦＩ　のダイナミック入力端は、ク
ロック発振器ＴＧのクロックパルスを与えられているカ
ウンタ２のあふれ信号ＵＺの出力端に接続されている。

クロックパルスカウンタＺのビット出力端はディジタル
比較器Ｖの相応の入力端と接続されており、その比較ビ
ット入力端は指示カウンタＡのビット出力端に接続され
ている。カウンタ２およびＡのカウント内容の一致時に
信号を生ずる比較器Ｖの出力端は第２のフリップフロッ
プＦＦ、の制御入力端の一方と接続されている。

フリップフロップＦＦ２の他方の制御入力端はカウンタ
２のあふれ信号ｉｚの出力端に接続されている。フリッ
プフロップＦＦ、の両出力端はそれぞれスイッチング素
子”０１　またはＴ。、の制御入力端と接続されている
。

検出器Ｇの出力対角線は前置増幅器ｖｖの入力端に接続
されている。この前置増幅器ｖｖの出力端は、主として
スイッチング素子“ｒｏ、およびＴＧｔから成る位相判
別可能な整流器Ｇの入力端に接続されている。スイッチ
ング素子Ｉｌｌ　ｃｉｌおよびＴａｔ　の制御入力端は
フリップフロップＦＦ、の２つの互いに反転された信号
を生ずる出力端に接続されており、これらの出力端は同
時に転極スイッチまたはインバータＳＷのスイッチング
素子をも制御する。位相判別可能な整流器りの両枝路は
、両枝路を接続する１つのポテンショメータを介して、
接地点に対する対称性を調節され得る。位相判別可能な
整流器りの出力端は第１の低域通過フィルタＴ１を介し
て、直流電圧−偏差増幅器として作用する後置増幅器Ｎ
Ｖの入力端に接続されており、その出力端は第２の低域
通過フィルタＴ２を介して電圧−周波数変換器ＵＦの入
力端と接続さ八ている。電圧−周波数変換器の入力電圧
の極性に応じて電圧−周波数変換器の２つの出力端のい
ずれかが信号を生ずる。両出力端は指示カウンタＡのア
ップおよびダウンカウント用の相応の入力端と接続され
Ｃいる。指示カウンタＡのビット出力端は数字指示器Ｚ
Ａの相応の入力端に接続されている。

次に、この回路の作動の仕方を説明する。

転極スイッチまたはインバータＳＷのスイッチング素子
Ｔ　・・・ＴＰ４により評価回路の電子モ１ ジュール用の電圧源ＳＱの、接地点に対して対称であり
また短時間の電圧変動に対してのみ安定化されている供
給電圧±ＵＢから測定通検出器Ｇへの給電のための正確
な断続比１：】を有する方形波状の供給電圧Ｕ８が導き
出される。この供給電圧Ｕ８は、インバータのスイッチ
ング素子ＴＰ１０．・ＴＰ４における電圧降下を無視す
れば、２ＵＢの振幅およびＴｗ−２ＴＡの周期を有する
。ここでＴＡは、短時間安定性を有するクロック発振器
ＴＧから供給される繰返し周波数ｆｊのパルスによりク
ロックパルスカウンタ２を０からその最大値ｚ　ｍａｘ
までアップカウントするために必要とされる時間である
。カウンタ２のフルカウントの後にカウンタ２から供給
されるあふれパルスＵＺがクロックパルスカウンタＺ自
体を再び０”にセットし、また同時にフリップフロップ
ＦＦ、のダイナミツク入力端に作用し、フリップフロッ
プＦＦＩはそれにより時間１人の経過のっどその状態を
反転する。それによりそ几ぞれ交互にｎ番目の時間ＴＡ
ｎの間はインバニタまたは転極スイッチＳＷのスイッチ
ング素子”ＰＩおよびＴｐＨが、また（ｎ＋１）番目の
時間ｙｐ　Ａ（ｎ＋１　）の間はスイッチング素子Ｔ　
およびＴＰ４が導通状態に２ 制御されるので、測定量検出器Ｇの給電対角線に必要な
正確な断続比１：１を有する方形波電圧Ｕ８が辱えられ
る。インバータのスイッチング素子Ｔ　・・・ＴＰ４と
観察に位相同期して、フリＩ ツブノロツブＦＦ、のそのつどの切換状態により交互に
時間的１人の継続中、位相判別可能な整流器りのスイッ
チング素子Ｔ。ＩおよびＴ。２も導通状態に制御される
。位相判別可能な整流器りはその際に前置増幅器ＶＶの
出力電圧を復調する。

前置増幅器ＶＶは測定量検出器Ｇの出力対角線と直流結
合されており、また周波数０を含む広い周波数帯域で位
（目に関して直線的な周波数応答待る広帯域増幅器とし
て作動する。従って、前置増幅器ＶＶは、熱起電力およ
び接触電位差から成る望ましくない直流成分とならんで
専ら基本周波数ｆ　Ｗ−Ｔ＝ｉワ の基本波およびその高調波から成る交流成分を増幅する
。さらに前置増幅器ｖ■は、前置増幅器ｖｖ目体の電流
および電圧零ドリフトにより生ずる望ましくない直流成
分を増幅する。これらの零ドリフトの作用は検出器およ
び平衡回路網の熱起電力および接触電位差と一緒に等値
電圧Ｕ。とじて一括されている。加えて、前置増幅器Ｖ
ｖは、主として前置増幅器ｖｖの入力段で発生されるが
白色抵抗雑音として検出器および平衡回路網内でも１発
生されるすべてのノイズ電圧成分をも増幅する。

すべての有害な直流成分は厳密な対称性および高度な直
線性を有Ｔる位相判別可能な整流器り内で基本周波数ｆ
ｗの方形波電圧に変換され、それらは周波数０からの大
きな周波数間隔のために容易に後段の低域通過フィルタ
Ｔ１およびＴ２内で、それらの比較的高い限界周波数に
もかかわらず。

効果的に除去され得る。

同じく本発明による回路の利点として、前置増幅器Ｖｖ
の出力信号のノイズ成分は復調過程ですべて±ｆｗだけ
周波数シフトを受ける。それにより、特に簡単な半導体
増幅器入力段のさもなければ非常に有害な低周波ノイズ
成分、いわゆるポツプコーンまたはＴノイズ、がインバ
ータ周波数ｆｗのすぐ隣にシフトされ、従って同じく効
果的に後段の低域通過フィルタＴ、およびＴ２により抑
圧され得る。いわゆる自己雑音の桁違いに小さいノイズ
成分は抑圧されない。従って、この種類のノイズのみが
本発明による評価回路の本来の分解能限界となり、この
限界に非常に安価な演算増幅器によっても実際上任意に
接近することができる。たとえば、この限界は、測定量
検出器の内部抵抗および低域通過フィルタの限界周波数
に応じて、１０ないし３ｏｎＶである。

測定量検出器の測定量に関係する不平衡度により生ずる
ｕｒｎ中の測定電圧成分は、振幅ｂ′’Ｒｍａｘ ｂｕｍ−−Ｕｓ を有する方形波電圧であり、その位相は純郊にオーム性
の抵抗から成る検出器および平衡回路網の構成のために
Ｕｓと正確に一致している。ここで、した際に生ずる測
定ブリッジの不平衡度である。

また係数すは測定範囲の最大値に対する測定量の値の比
であり、測定範囲の最大値を１として０と１との間の値
をとり得る。方形波状電圧ｂ−ｕｍは前置増幅器ｖｖに
よる増幅の後に位相判別可能な整流器りにより正しい極
性で比例的な直流電圧に変換され、この直流電圧は低域
通過フィルタＴＩ　を通過し１次いで後置増幅器ＮＶに
よる増幅の後に低域通過フィルタＴ、をも減衰なしに通
過し、次いで電圧−周波数変換器ＵＦにより測定量検出
器のそのつどの不平衡度に比例する繰返し周波数のパル
ス列、直流電圧の、極性に応じてＺ　Ｉ　ａｕｆまたは
Ｚｒａｂ　、に変換される。

これらのパルス列は、この実施例では、４つの１０進桁
Ａ　Ｔ　＊　Ａ　Ｈｔ　Ａ　ＺおよびＡＤを有する指示
カウンタＡの瞬時カウント内容を、ｂの値に応じて平衡
状態になった測定ブリッジを再び平衡させるべくアップ
またはダウン方向に変更する役割をする。

既に述べたように、評価回路の指示特性の直線性および
長時間安定性を得るため前置増幅器ｖ■が少なくとも周
波数範囲ｆＷ　””　ｆｄｙｎｍａｘ　ないしｆｗ　＋
　ｆｄｙｎｍａｘ内で入力振幅−出力振幅間の厳密な直
線性を有することは決定的に重要であるが、前置増幅器
■ｖが長時間安定性を有する必要はなく、また位相判別
可能な整流器りは厳密に対−称（ｒ′：Ｊにかつ同じく
高度に直線的に作動Ｔる必要がある。従って、位相判別
可能な整流器りにおいて、その対称性の微細調節が１つ
のトリム・ポテンショメータＰＬにより可能にされてい
ることは目的にかなっている。逆に、もし検出器特性が
偶数の湾曲要素を有する場合には、位相判別可能な整流
器りに上記の調節可能性により意図的に非対称性を持た
せることも可能である。このようにして測定量検出器お
よび評価回路の共同作用により非常・に簡単でしかも効
果的な直線性補正が行なわれ得る。このような直線性補
正は、評価回路が第１図に示されている４つの１０進桁
よりも多数の１０進桁な有しそれにより、一層高いディ
ジタル測定値分解能を有する場合に特に推奨に値する。

こんにち可能なディジタル回路技術では１０“ないし１
０’の分解能が得られるので、５ないし６個の１０進桁
な設けることは有意義である。

分解能が高められている場合には、前置増幅器ｖｖの遅
延時間変動と平衡用抵抗ＲＫを切換えるスイッチング素
子の有限の切換時間および充放電効果との影響を消去す
るように第１図の実施例に変形を加えることも有意義で
ある。

そのためには、相応の制御の追加によって１つのあふれ
信号ＵＺの生起後にその直前に導通していたインバータ
・スイッチング素子”ＰＩ、ＴＰｓまたはＴＰ！、ＴＰ
４の遮断により検出器供給電圧Ｕ８が短い時間ｔｉｉｔ
　の間″０”にセットされる。この無電圧状態でｔ６１
の経過後にスイッチング素子Ｔ。１またはＴ。２による
平衡用抵抗ＲＫの切換および位相別可能な整流器りの転
極が行なわれる。

その後に別の短い時間ｔη２の経過後に初めて供給電圧
ＵＳが再び相補性のインバータ・スイッチング素子を介
して１反転された極性でスイッチオンされる。

なお言及すべきこととして、第１図に示されている実施
例において個々の回路要素により行なわれるカウント、
比較および制御機能は場合によっては、他の目的に必要
とされる既存のマイクロプロセッサによっても行なわれ
得る。それにより評価回路の目的に固有の部分はかなり
減ぜられ得る。

それによって、有意義な積分を非常にフレキシブルに構
成可能なユーザ回路内で行なうことも可能になる。

第２図の波形図ａには、測定量検出器の供給電圧Ｕ８が
時間ｔを横軸にとって示されている。転極により発生さ
れる方形波状交番電圧の振幅は２ＵＢである。交番電圧
の周期は２ＴＡである。

半周期′ｒＡはカウンタ２の最大内容ＺｍａＸ　をカウ
ンタ２に与えられるカウントパルスの繰返し周波数ｆｊ
で除算した値である。

第２図の波形図すには、検出器および平衡用抵抗から成
る回路網の出力電圧ｕｍの波形が、その理解を容易にす
るため、測定量による検出器ブリＴ人に等しいスイッチ
オン時間ｔ。の間の平衡用抵抗ＲＫの切換によりまさに
正確に補償され、そのために必要な平衡過程が終了とし
ている状態で示されている。この平衡状態では、検出器
供給電圧ＵＳの極性に関係なく、各切換周期ＴＡの間に
、 で表わされるように、スイッチオンの瞬間ｊＡｎｆａｎ
ｇから１つの切換周期＋［Ａにわたる測定ブリッジ出力
電圧ｕｌ’１１の定積分を切換周期ＴＡにより除算した
算術平均値ｕｍｏはもはや直流分を有していない。先ず
前置増幅器Ｖｖが理想的な増幅器であると仮定して、前
置増幅器ｖｖにより増幅された電圧ｕｍは、同じく制卸
される転極スイッチとして作用する位相判別可能な整流
器りによりそれぞれ正確に時点ｔ　Ａ　ｎｆａｎｇ　で
転極されるので、こうして形成される整流器りの出力電
圧ｕＢももはや直流分を有していない。もし整流器りが
正確にｔＡｎｆａｎｇ　と一致しない時点で転極された
とすれば、出力電圧ｕｇに直流分が含まれることになり
、その直流分が低域通過フィルタＴ１およびＴ２を通過
して評価回路の平衡値に誤差を惹起するであろう。この
ことが、供給電圧の転極スイッチとの特に正確な位相同
期のもとに整流器りの転極スイッチを転極させることが
必要とされる理由である。

第２図の波形図Ｃには、実際的な場合として、前置増幅
器ＶＶの入力側で波形図すに相当する測定ブリッジ出力
電圧ｕｍ（ｔ）に前置増幅器ＶＶの零ドリフトならびに
側内回路内の熱起電力および接触電位差による直流成分
Ｕ。が重畳している場合の整流器りの出力電圧ｕａが示
されている。両成分ｕ　ｍ（ｔｌおよびＵ。は増幅率Ｖ
、の増幅を受けて前置増幅器の出力側に現われる。　、
＼しかじ、波形図Ｃかられかるように、直流成分は１つ
の交番電圧周期Ｔｗの前半の半周期ＴＡではそのままの
極性で、また後半の半周期ＴＡでは反転された極性で整
流器りの出力側に現われるので、整流器りの出力電圧ｕ
ａは平衡状態で平衡値に影響するような直流成分をもは
や■していない。

そのための前提条件は、整流器りが正確に零点を通って
延びる厳密に直線的な特性を有していることである。

第３図には、第１図の実施例を変形した実施例が示され
ている。電圧２ＵＢを仔する供給電圧源ＳＱに転極スイ
ッチＳＷが接続されており、それを介して測定量検出器
Ｇの給電対角線に方形波電圧ＵＳが供給される。測定Ｉ
検出器Ｇは測定Ｉに応じて変化する４つの抵抗Ｒ１・・
・Ｒ６のブリッジ回路から成っている。このブリッジ回
路の節点は符号１・・・　４を付されている。第１図に
よる回路と異なり、測定量検出器Ｇの出力信号の不平衡
補償を行なう１つの平衡用抵抗ＲＫ６は出力対角線の１
つの節点ではなく給電対角線の１つの節点１に固定的に
接続されている。１つの切換スインｙ−８Ｕｏにより平
衡用抵抗ＲＫ６は交互に出力対角線の両節点２または３
に接続され、従ってまたブリッジ抵抗Ｒ，またはＲ３に
並列に接続され得る。この切換により時比率ａが、測定
量検出器Ｇのブリッジ回路に測定量に応じて生ずる不平
衡度」が時間的平均値としてブリッジ回路の逆向きの不
平衡によりまさに０にされるように制御される。ブリッ
ジ回路の瞬時不平衡により出力対角線に生ずる電圧ｕｍ
ｏは、電圧源ＳＱがら動作電圧を与えられている前・置
増幅器ｖｖにより増幅される。前置増幅器ｖｖの出力端
には、対称化の役割をする２つの抵抗ＲＧと一緒に位相
判別可能な整流器または復調器りを形成するもう１つの
切換スイッチＳ、が接続されている。整流器りの出力電
圧Ｕ、は第１図の実施例の場合と同様にその後の処理を
される。切換スインｙ−８ｗ、ＳＵ０およびＳ、は第１
図に半導体スイッチたとえばＭＯＳ−ＦＥＴ　）ランジ
スタとして示されているスイッチング素子Ｔ　・・・Ｔ
　、Ｔ　およびＴ。２ＰＩ　Ｐ４　０１ またはＴ。ＩおよびＴ。２と同一の仕方で制御される。

測定量検出器、前置増幅器および位相判別可能な整流器
が付属の切換スイッチおよび１つの平衡用抵抗と組合わ
されているもう１つの実施例が第４図に示されている。

第３図による回路の構成要素と機能的に同一の構成要素
には第３図中の符号と同一の符号が付されている。測定
量検出器Ｇは同じく１つのホイートストン・ブリッジ回
路として接続された４つの抵抗Ｒ５・・・Ｒ２からなっ
ており、その給電対角線の節点１および４の間に与えら
れる供給電圧Ｕ８は周期的に切換可能な転極スインｆｓ
ｗを介して、直流電圧２ＵＢを有する電圧源ＳＱに接続
されている。ブリッジ回路は出力対角線の１つの節点３
のところで隣合う２つのブリッジ辺の間を開放され、開
放点３ａと３ｂとの間に１つの平衡用抵抗ＲＫ７が挿入
されている。

測定量検出器Ｇはここでは全ブリッジ回路として示され
ているが、四半ブリッジ回路または半ブリツジ回路も用
いられ得ることは自明である。平衡用抵抗ＲＫ７が接続
されている開放点３ａおよび３ｂは交互に１つの切換ス
イッチＳＵ７により前置増幅器ｖＶの一方の入力端に接
続され得る。その他方の入力端はブリッジ回路の出力対
角線の他方の節点２と接続されている。平衡用抵抗ＲＫ
７の両端の電圧降下 が時比率ａ　−ｔ　ｅ　／　Ｔ　ＡでのＳＵ７の切換に
よりブリッジ出力電圧ｕｍに電圧平衡の原理で逆向きに
与えられる。

位相判別可能な整流器りの出力電圧の評価および切換ス
イッチの制御のための図示されていない回路は第１図中
に詳細に示されているものと同様である。

第４図による回路と広範囲に一致する回路が第５図に示
されている。第４図による回路との相違点として、ブリ
ッジ回路は給電対角線の１つの節点１のところで隣合う
２つのブリッジ辺の間を開放され、開放点１ａと１ｂと
の間に１つの平衡用抵抗Ｒ□が挿入されている。平衡用
抵抗Ｒ□が接続されている開放点】ａおよび１ｂは交互
にｊつの切換スイッチＳ。８により転極スイッチＳＷの
出力電圧Ｕ８に接続され得る。第５図による回路も電圧
補償の原理によっている。前置増幅器ノ入力電圧ＵＤは
ｕ　Ｄ−Ｕｔ　−Ｕｔ　−ａ”　ｕＫ口ｕｍ−ａ−ｕＫ
である。

第６図には、電圧平衡の原理によるもう１つの実施例が
示されている。この場合、測定量検出器Ｇの出力対角線
の電圧ｕＩＴｌは１つの演算増幅器ｖ１，２を介して増
幅される。１つの平衡用抵抗ＲＫＱがもう１つの演算増
幅器”ＴＩ　を介して転極スイッチＳｗの出力電圧Ｕｓ
に接続されている。

前置増幅器ＶＶの入力端子の一方は演算増幅器ｖＴ２の
出力端に接続されており、他方の入力端子は切換スイッ
チＳＩＪ、を介して交互に平衡用抵抗Ｒ□における電圧
降下ｕ）（および接地電位を与えられる。前置増幅器■
ｖの入力電圧はＵＤ−γ”ｕｍａ’ｕＫ であり、ここでｒは演算増幅器ＶＴ　１１の増幅率を意
味−「る。

第７図には、電流平衡の原理による１つの実施例が示さ
れている。この場合、測定量検出器のブリッジ回路Ｇと
４つの抵抗Ｒ１／・・・Ｒ４Ｆおよび１つの平衡用抵抗
ＲＫ　Ｈａから成る平衡用ブリッジ回路にとがそれらの
給電対角線および出力対角線で並列に接続されている。

給電側で両ブリッジ回路は転極スインｆ−８ｗに、従っ
てまたその出力電圧Ｕ８に接続されている。平衡用ブリ
ッジ回路には出力対角線の１つの節点のところで隣合う
２つのブリッジ辺の間を開放され、開放点の間に１つの
平衡用抵抗ＲＫ１ｏが挿入されている。平衡用抵抗ＲＫ
ｌ。が接続されている２つの開放点は交互に１つの切換
スイッチにより前置増幅器ＶＶの一方の入力端に接続さ
れ得る。前置増幅器ｖＶの他方の入力端は両ブリッジ回
路ＧおよびＫの出力対角線の互いに接続された節点３に
接続されている。この回路構成では、測定ブリッジ回路
Ｇの出力対角線電流を平衡用ブリッジ回路の出力対角線
電流が補償する。測定ブリッジ回路への反作用を小さく
するため、また電圧源ＳＱの負荷を小さくするため、平
衡用ブリッジ回路のすべてのブリッジ抵抗は高抵抗に設
計されている。

第７図による回路の１つの変形例が第８図に示されてい
る。この場合、ブリッジ回路Ｋが平衡用抵抗ＲＫ、、を
中間に挿入された２つの抵抗Ｒ８／およびＲｌＩから成
る半ブリッジに減ぜられている。

この変形例は第７図による回路の抵抗Ｒ７ＩおよびＲ７
′が無限大にされたものと考えることができる。

平衡用ブリッジ回路を用いた電流平衡の原理によるもう
１つの実施例が＠９図に示されている。

この図には、第７図との相違点として、抵抗１１ｊ、／
・・・Ｒ，／から成る平衡用ブリッジ回路にとその測定
ブリッジ回路Ｇ（抵抗Ｒ３およびＲ４から成る辺のみを
示されている）との接続が示されている。

切換スイッチ５Ｕｌｌが平衡用ブリッジ回路Ｋを時比率
ａ−ｔｅ／’ｌ”人で供給電圧に接続するように切換動
作をする。

第１０図には、検出器出力電流に対する電流平場合、測
定ブリッジ回路Ｇの出力対角線節点２および３が１つの
演算増幅器ｖＴ４の両入力端に接続されており、その出
力端が抵抗Ｒ１３を介して前置増幅器ｖｖの一方の入力
端に接続されている。

周期的に転極される供給電圧［Ｊ　ｓはもう１つの演算
増幅器ｖＴｊの入力端に接続されており、その圧力端が
１つの平衡用抵抗ＲＫ　および１つの切電３ 換スイッチ５ＵＩＡとを介して交互に接地点および前置
増幅器ｖｖの前記一方の入力端に接続され得゛る。前置
増幅器ｖｖの他方の入力端は接地点に接続されている。

図示されている実施例はすべて、測定量検出器および平
衡回路網と転極スイッチＳｗとの結合が直流電圧に関し
て通過性の結合であるという特徴を有する。平衡を行な
うための図示されている方法は例示に過ぎない。ここに
説明された基本的方法から、同じく本発明の基礎となっ
ている措置が応用される種々の混合回路を構成すること
ができ

【図面の簡単な説明】

第１図はブリッジ平衡原理を用いた本発明の実施例の接
続図、第２図は第１図による回路の作動を説明するため
に重要な３つの回路点における電圧波形を示す線図、第
３図は第１図による回路を変形した実施例の部分的接続
図、第４図ないし第６図はそれぞれ電流平衡原理を用い
た本発明の。 実施例の部分的接続図、第７図ないし第１０図はそれぞ
れ電流平衡原理を用いた本発明の実施例の部分的接続図
、第１１図は公知の評価回路の接続図、第１２図は第１
１図による公知の評価回路の問題点を説明するための電
圧波形因、第１３図は第１１図による公知の評価回路の
問題点を説明するための特性曲線図である。 Ａ・・・指示カウンタ、　Ｄ・・・位相判別可能な整流
器、　ＦＦ・・・フリップフロップ、　Ｇ・・・測定Ｉ
検出器の測定ブリッジ、　Ｋ・・・平衡用ブリッジ、Ｎ
Ｖ・・・偏差増幅器、ＰＬ・・・ポテンシオメータ、　
ｐｕ・・・時比率変調される切換スイッチ、　ＲＫ・・
・平衡用抵抗、　ＳＱ・・・直流電圧源、　Ｓｗ・・・
転極スイッチ（インバータ）、　Ｔ、、Ｔ、・・・低域
通過フィルタ、　Ｔｏｔ、Ｔｏａ　・・・時比率変調さ
れる切換スイッチ。 ＴＧ・・・クロック発振器、　ＴＰ・・・転極スイッチ
（インバータ）、　ＵＦ・・・電圧−周波数変換器、　
■・・・比較器、　ＶＴ・・・演算増幅器、ＶＶ・・・
前置増幅器、　２・・・クロックパルスカウンタ、　Ｚ
Ａ・・・数字式指示器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）測定量に関係してオーム抵抗が変化する検出用抵抗
   をブリッジ回路内に有する受動的側定損検出器用の評価
   回路であって、検出器の出力信号の平衡が平衡用抵抗の
   時比率変調された切換により行なわれ、この切換は、平
   衡用抵抗がクロックパルスカウンタのあふれ信号により
   一方の切換位置に切換えられ、また前記クロックパルス
   カウンタの内容と増幅され位相判別可能な整流器により
   整流されかつ低域通過フィルタにより濾波された平衡偏
   差信号を入力電圧として与えられる極性判別可能な電圧
   −周波数変換器の出力端に接続されているアツプーグク
   ンカクンタの内容とを比較するディジタル比較器の出力
   信号により他方の切換位置に切換えられることにより行
   なわれており、検出器および平衡用抵抗が前記クロック
   パルスカウンタのあふれにより制御される転極スイッチ
   を介して直流電流または直流電圧源から給電されており
   、また前記の位相判別可能な整流器が前記転極スイッチ
   と同期して制御されている評価回路において、ａ）　平
   衡偏差信号を増幅するため前記の位相判別可能な整流器
   ＣＤ）の前に、直流成分をも伝達しまたすべての伝達範
   囲内で位相に関して直線的な周波数応答特性と入力振幅
   −出力振幅間の高い直線性とを有する前置増幅器（ＶＶ
   ）が設けられ、また前記の位相判別可能な整流器（Ｄ）
   の後に偏差増幅器（Ｎｖ）が設けられており、 ｂ）　少なくとも前記平衡用抵抗が前記転極スイッチ（
   Ｓｗ）と、直流成分に対して通過特性を有する手段を介
   して結合されていることを特徴とする受動的測定量検出
   器用評価回路。 ２）前記の位相判別可能な整流器（Ｄ）が正確に零点を
   通って延びる厳密に直線的な特性を有することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の評価回路。　′ ３）前記検出器ブリッジ回路ＣＧ）および（または）前
   記平衡用抵抗（Ｒｘ　）が前記転極スイッチ（ＳＷ）と
   導電的に結合されていることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の評価回路。 ４）前記検出器ブリッジ回路（Ｇ）ｉｔよび（または）
   前記平衡用抵抗（ＲＫ）が前記転極スイッチ（ＳＷ）と
   演算増幅器を介して結合されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の評価回路。 ５）前記検出器ブリッジ回路ＣＧ）および（または・）
   前記平衡用抵抗（ＲＫ　）が前記転極スイッチ（Ｓｗｌ
   とフォトカップラを介して結合されていることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の評価回路。 ６）給電対角線で前記転極スイッチ（Ｓｗ）と導電的に
   結合されている前記検出器ブリッジ回路（Ｇ）がその出
   力もしくは給電対角線の１つの節（３または］）のとこ
   ろで隣合う２つのブリッジ辺の間を開放され、そこに平
   衡用抵抗（ＲＫ７またはＲＫ８　）が挿入されており、
   この平衡用抵抗を前記２つのブリッジ辺に交互に編入す
   るように時比率変調された切換を行なう切換スイッチ（
   ”’ＩＪＩ　またはＳＵ８　）の共通側端子が前記対角
   線の節を代替しており、また前記前置増幅器（ＶＶ）の
   入力端子が前記検出器ブリッジ回路ＣＧ）の出力対角線
   に接続されていることを特徴とする特許請求の範囲第３
   項記載の評価回路。 ７）前記検出器ブリッジ回路（Ｃ，）の給電対角線が前
   記転極スイッチ（Ｓｗ）と導電的に結合されており、入
   力側でこの給電対角線と並列に接続されている第１の演
   算増幅器（ＶＴ、＞の出力端子と接地点との間に平衡用
   抵抗（ＲＫ、）が接続されており、入力側で前記検出器
   ブリッジ回路（（、）の出力対角線に接続されている第
   ２の演算増幅器（Ｖ□）の出力端子が一方では１つの抵
   抗を介して接地点に、また他方では前記前置増幅器（Ｖ
   Ｖ）の一方の入力端子に接続されており、その他方の入
   力端子が時比率変調された切換を行なう切換スイッチ（
   ＳＵ、）の共通側端子に接続されており、その一方の切
   換位置では前記第１の演算増幅器（ｖＴｌ　）の出力端
   に、また他方の切換位置では接地点に接続されることを
   特徴とする特許請求の範囲第４項記載の評価回路。 ８）前記検出器ブリッジ回路（Ｇ）の給電対角線が前記
   転極スイッチ（Ｓｗｌと導電的に結合されており、入力
   側でこの給電対角線と並列に接続されているｉｌの演算
   増幅器（ＶＴ、）の出力端子と時比率変調された切換を
   行なう切換スイッチ（ＳＵｌｓ）の共通側端子との間に
   平衡用抵抗（ＲＫ１３）が接続されており、前記切換ス
   イッチの一方の切換位置では平衡用抵抗と接地点との間
   の接続が、また他方の切換位置では平衡用抵抗と前記前
   置増幅器（ｖＶ）の一方の入力端子との間の接続が形成
   され、また入力側で前記検出器ブリッジ回路（Ｇ）の出
   力対角線に接続されている第２の演算増幅器（ＶＴ、）
   の出力端子が１つの抵抗（Ｒ＋ｓ）を介して前記前置増
   幅器（■ｖ）の前記一方の入力端子に接続されており、
   その他方の入力端子は接地点に接続されていることを特
   徴とする特許請求の範囲第４項記載の評価回路。 ９）検出器ブリッジ回路ＣＧ）に給電および出力対角線
   側で、抵抗から成る１つの平衡用ブリッジ回路（Ｋ）が
   並列接続されており、この平衡用ブリッジ回路（Ｋ）が
   その出力対角線の１つの節のところで隣合う２つのブリ
   ッジ辺の間を開放され、そこに平衡用抵抗（ＲＫｌｏ）
   が挿入されており、この平衡用抵抗を前記２つのブリッ
   ジ辺に交互に編入するように時比率変調された切換を行
   なう切換スイッチ（５ＩＪＩ。）の共通側端子が前記対
   角線の節を代替しており、また前記前置増幅器（ＶＶＩ
   の入力端子が両ブリッジ回路（Ｇ、Ｋ）の並列接続され
   た出力対角線に接続されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第３項記載の評価回路。 】Ｏ）＠記平衡用ブリッジ回路（Ｋ）の代わりに、平衡
   用抵抗（ＲＫｌｌ”中間に挿入された２一つの抵抗［Ｒ
   ｓ　、Ｒ４’　）つ・ら成る半ブリッジが設けられてい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の評価回
   路。 １１）検出器ブリッジ回路（Ｇ）に給電および出力対角
   線…りで、抵抗から成る１つの平衡用ブリッジ回路（ｉ
   （）が並列接続されており、この平衡用ブリッジ回路（
   Ｋ）がその給電対角線の１つの節のところで隣合う２つ
   のプリン辺を給電対角線に交互に接続するように時比率
   変調された切換を行なう切換スイッチ（ＳＩＪＩＪ）の
   共通側端子が前記対角線の節を代替しており、また前記
   前置増幅器（ＶＶ）の入力端子が両ブリッジ回路ＣＧ、
   Ｋ）の並列接続された出力対角線に接続されていること
   を特徴とする特許請求の範囲第３項記載の評価回路。 １２３　時比率変調された切換を行なう切換スイッチ（
   Ｔ　０１１　Ｔ　）により平衡用抵抗（ＲＫ２ ）が、１つの対角線の節に対して対称に位置する検出器
   ブリッジ回路ＣＧ）の２つの抵抗に交互に並列接続され
   ることができ、前記前置増幅器（ＶＶＩの入力端子が出
   力対角線に接続されていることを特徴とする特許請求の
   範囲第３項記載の評価回路。 １３）高い周波数のパルス列を発生−［る発振器（ＴＧ
   ）が水晶により安定ｆヒされていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の評価回路。 １４）前記の位相判別可能な整流器（ｐ）の２つの枝路
   の接地点に対する対称性が１・っのポテンショメータ（
   ＰＬ）−二より調節可能であることを特徴とする特許請
   求の荀囲第２項記載の評価回路。