JPS596584B2 - 一石式コンバ−タ - Google Patents
一石式コンバ−タInfo
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- JPS596584B2 JPS596584B2 JP54116210A JP11621079A JPS596584B2 JP S596584 B2 JPS596584 B2 JP S596584B2 JP 54116210 A JP54116210 A JP 54116210A JP 11621079 A JP11621079 A JP 11621079A JP S596584 B2 JPS596584 B2 JP S596584B2
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- JP
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- transformer
- magnetic flux
- circuit
- capacitor
- transistor
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- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 30
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 11
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- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一石式コンバータに関するもので、特に出力変
換用トランスの磁束リセット回路の改良に係る。
換用トランスの磁束リセット回路の改良に係る。
第１図は従来の一石式コンバータの回路例を示すもので
、図において１は出力変換用トランス（以下単にトラン
スと云う）、Ｉａ及びＩｂはその入力及び出力巻線、２
は半導体スイッチ（以下トランジスタと云う）、３は該
トランジスタ２の駆動回路、４は出力整流用のダイオー
ド、５は負荷を含む２端子回路網で、この２端子回路網
５は平滑用チョークコイル５１、コンデンサ５２、負荷
５３及びフリーホィールダイオード５４等により構成さ
れている。
、図において１は出力変換用トランス（以下単にトラン
スと云う）、Ｉａ及びＩｂはその入力及び出力巻線、２
は半導体スイッチ（以下トランジスタと云う）、３は該
トランジスタ２の駆動回路、４は出力整流用のダイオー
ド、５は負荷を含む２端子回路網で、この２端子回路網
５は平滑用チョークコイル５１、コンデンサ５２、負荷
５３及びフリーホィールダイオード５４等により構成さ
れている。
６はトランス１の磁束リセット回路でダイオード６１、
抵抗６２及びコンディサ６３等により構成されている。
抵抗６２及びコンディサ６３等により構成されている。
しかして、この回路の動作は駆動回路３の動作によりト
ランジスタ２がＯＮ（導通）すると直流電源Ｅ１よりト
ランス１の入力巻線１ａに電流が流れる。これに伴い出
力巻線Ｉｂに発生した電圧を整流用ダイオード４を介し
て整流して２端子回路網５に直流を給電する。一方、該
トランジスタ２がＯＦＦ（非導通）すると該トランス１
の入力（１次）巻線側に逆起電力が生じるが、これをリ
セット回路６のダイオード６１で整流し抵抗６２及びコ
ンデンサ６３で充放電することによつて該トランス１の
磁束リセットを行う。
ランジスタ２がＯＮ（導通）すると直流電源Ｅ１よりト
ランス１の入力巻線１ａに電流が流れる。これに伴い出
力巻線Ｉｂに発生した電圧を整流用ダイオード４を介し
て整流して２端子回路網５に直流を給電する。一方、該
トランジスタ２がＯＦＦ（非導通）すると該トランス１
の入力（１次）巻線側に逆起電力が生じるが、これをリ
セット回路６のダイオード６１で整流し抵抗６２及びコ
ンデンサ６３で充放電することによつて該トランス１の
磁束リセットを行う。
しかしながら、このような従来回路は磁束リセット時（
トランジスタＯＦＦ時）にコンデンサ６３に蓄積された
エネルギーを抵抗６２を介して放電しこれを消費せしめ
ているために損失（ロス）が発生して効率低下を来たし
、又損失による装置全体の温度上昇を来たし他の部品等
に悪影響を及ぼすのみならず、装置の小型化阻害の原因
となつていた。更にトランス（鉄心）の磁束密度の使用
領域をＢ−Ｈ特性曲線上保磁力Ｈの片側（＋側）のみし
か使用できず、又残留磁束密度Ｂの高い鉄心ではギャッ
プを設けて該残留磁束密度を低下せしめて使用するため
に効率低下の原因となる等の欠点があつた。本発明は叙
上の点を鑑み、トランスの磁束リセットを無効電流にて
行い、該トランスの磁束エネルギーは次のサイクルにお
いてトランジスタＯＮ時に２端子回路網（負荷側）に放
出するようにして従来回路の欠点を一挙に解決し、効率
向上，部品点数の消減及び温度上昇が少く小型化された
一石式コンバータを提供することを目的としたもので、
以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。
トランジスタＯＦＦ時）にコンデンサ６３に蓄積された
エネルギーを抵抗６２を介して放電しこれを消費せしめ
ているために損失（ロス）が発生して効率低下を来たし
、又損失による装置全体の温度上昇を来たし他の部品等
に悪影響を及ぼすのみならず、装置の小型化阻害の原因
となつていた。更にトランス（鉄心）の磁束密度の使用
領域をＢ−Ｈ特性曲線上保磁力Ｈの片側（＋側）のみし
か使用できず、又残留磁束密度Ｂの高い鉄心ではギャッ
プを設けて該残留磁束密度を低下せしめて使用するため
に効率低下の原因となる等の欠点があつた。本発明は叙
上の点を鑑み、トランスの磁束リセットを無効電流にて
行い、該トランスの磁束エネルギーは次のサイクルにお
いてトランジスタＯＮ時に２端子回路網（負荷側）に放
出するようにして従来回路の欠点を一挙に解決し、効率
向上，部品点数の消減及び温度上昇が少く小型化された
一石式コンバータを提供することを目的としたもので、
以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図で従来例と同一
符号は同等部分を示す。すなわち、本発明は従来回路の
りセツト回洛６を除去し、これに代えて整流用ダイオー
ド４の両端にコＺｂサ７１を設けると共に、該コンデン
サ７１の容量をトランス１の磁束りセツト時（トランジ
スタ２の０ＦＦ時）終期に放電が完了するように選定し
た磁束りセツト回路７を設けたことを特徴とするもので
あるＯ次に本発明の回路動作について第３図，第４図及
び第５図を参照しつつ説明する。
符号は同等部分を示す。すなわち、本発明は従来回路の
りセツト回洛６を除去し、これに代えて整流用ダイオー
ド４の両端にコＺｂサ７１を設けると共に、該コンデン
サ７１の容量をトランス１の磁束りセツト時（トランジ
スタ２の０ＦＦ時）終期に放電が完了するように選定し
た磁束りセツト回路７を設けたことを特徴とするもので
あるＯ次に本発明の回路動作について第３図，第４図及
び第５図を参照しつつ説明する。
第３図は本発明回路の動作モード及びタイミング説明図
、第４図は各部動作波形図、第５図はトランスのＢ−Ｈ
の特性図である。しかして、いまモードＯ（トランジス
タ０Ｎ）タイミングＴ。
、第４図は各部動作波形図、第５図はトランスのＢ−Ｈ
の特性図である。しかして、いまモードＯ（トランジス
タ０Ｎ）タイミングＴ。
に卦いてトランジスタ２が０Ｎするとトランス１の出力
巻線１６の両端６６間に第４図イの如く電圧が発生し、
これを整流用ダイオード４で整流して２端子回路網５に
給電する。モード１（りセツトその１）タイミングｔ１
においてトランジスタ２が０ＦＦするとトランス１の磁
気エネルギー（逆起電力）による電流は先ずトランス出
力巻線端子５→２端子回路網５→［有］点→コンデンサ
７１→端子Ｇの経路で流れてコンデンサ７１を充電する
。
巻線１６の両端６６間に第４図イの如く電圧が発生し、
これを整流用ダイオード４で整流して２端子回路網５に
給電する。モード１（りセツトその１）タイミングｔ１
においてトランジスタ２が０ＦＦするとトランス１の磁
気エネルギー（逆起電力）による電流は先ずトランス出
力巻線端子５→２端子回路網５→［有］点→コンデンサ
７１→端子Ｇの経路で流れてコンデンサ７１を充電する
。
（但しこの電流はトランス１の入力巻線１ａのインダク
タンスＬとコンデンサ７１のキヤパシタンスＣ＜７）Ｌ
Ｃによる自由振動で流れる。）モード２（りセツトその
２） タイミングＴ２においてコンデンサ７１は放電しモード
１と同様に自由振動により該モード１と反対経路で放電
々流が流れる。
タンスＬとコンデンサ７１のキヤパシタンスＣ＜７）Ｌ
Ｃによる自由振動で流れる。）モード２（りセツトその
２） タイミングＴ２においてコンデンサ７１は放電しモード
１と同様に自由振動により該モード１と反対経路で放電
々流が流れる。
（第４図口，ハ参照）。モード３（トランス電位反転）
前記モード２に訃いてコンデンサ７１の放電が完了して
タイミングＴ３に卦いて該コンデンサ７１の電位が反転
し（コンデンサ７１の左側が（４）電位となる）、その
電圧が整流用ダイオード４のスレシヨルドレベルに達す
ると該整流用ダイオード４は導通してトランス１の磁気
エネルギーを２端子回路網５に流しつづける。
前記モード２に訃いてコンデンサ７１の放電が完了して
タイミングＴ３に卦いて該コンデンサ７１の電位が反転
し（コンデンサ７１の左側が（４）電位となる）、その
電圧が整流用ダイオード４のスレシヨルドレベルに達す
ると該整流用ダイオード４は導通してトランス１の磁気
エネルギーを２端子回路網５に流しつづける。
（な卦、モード３はトランス（鉄心）に対し磁束セツト
状態であるがその電圧時間積は小さく磁束の変化は小さ
い。）モード４（トランジスタ０Ｎ） タイミングＴ４においてトランジスタ２が０Ｎするとモ
ードＯと同様に電源Ｅ，の電力を２端子回路網５に給電
する。
状態であるがその電圧時間積は小さく磁束の変化は小さ
い。）モード４（トランジスタ０Ｎ） タイミングＴ４においてトランジスタ２が０Ｎするとモ
ードＯと同様に電源Ｅ，の電力を２端子回路網５に給電
する。
この時トランス１の出力巻線１ｂの電圧は電源Ｅ１の入
出力巻数比に対応した電圧となり上記モード３に｝いて
トランス１に蓄積された磁気エネルギーは負荷側に放出
される。そしてこのエネルギー放出はトランス１の保磁
力Ｈが零Ｔ５になるまで継続する。第５図Ｂは上記モー
ドＯ乃至モード４におけるトランス１のＢ−Ｈ特性を示
し、図中Ｔ。
出力巻数比に対応した電圧となり上記モード３に｝いて
トランス１に蓄積された磁気エネルギーは負荷側に放出
される。そしてこのエネルギー放出はトランス１の保磁
力Ｈが零Ｔ５になるまで継続する。第５図Ｂは上記モー
ドＯ乃至モード４におけるトランス１のＢ−Ｈ特性を示
し、図中Ｔ。
−Ｔ４は夫々モードのタイミングを示すものであり、又
Ｔ５は保持力Ｈが零となる時期を示すものである。即ち
本発明によればトランス１の磁束セツト時（モードＯ又
は４及びモード３）の電圧時間積と磁束りセツト時（モ
ード１及び２）の電圧時間積は等しく動作するのでトラ
ンスの磁束をりセツトすることができ、この間保磁力Ｈ
は（４）側及び←准１領賊で利用できる。な訃、第５図
Ａは従来回路のトランス１のＢ一Ｈ特性図で、図面から
明らかなように第１図に示した従来回路に卦いてはトラ
ンス１は保磁力Ｈは（４）側のみしか利用できない。
Ｔ５は保持力Ｈが零となる時期を示すものである。即ち
本発明によればトランス１の磁束セツト時（モードＯ又
は４及びモード３）の電圧時間積と磁束りセツト時（モ
ード１及び２）の電圧時間積は等しく動作するのでトラ
ンスの磁束をりセツトすることができ、この間保磁力Ｈ
は（４）側及び←准１領賊で利用できる。な訃、第５図
Ａは従来回路のトランス１のＢ一Ｈ特性図で、図面から
明らかなように第１図に示した従来回路に卦いてはトラ
ンス１は保磁力Ｈは（４）側のみしか利用できない。
以上の通り本発明によれば、整流用ダイオードの両端に
、容量を半導体スイツチの０ＦＦ時に放電が完了するよ
うに選定したコンデンサからなる磁束りセツト回路を接
続し、半導体スイツチの０ＦＦ時に２端子回路網を介し
トランスの磁束りセツト電流せしめるよう構成されてお
り、（１）磁束りセツト回路に抵抗器を使用しないので
ロスの発生が零に近く効率の高いコンバータが提供でき
る。
、容量を半導体スイツチの０ＦＦ時に放電が完了するよ
うに選定したコンデンサからなる磁束りセツト回路を接
続し、半導体スイツチの０ＦＦ時に２端子回路網を介し
トランスの磁束りセツト電流せしめるよう構成されてお
り、（１）磁束りセツト回路に抵抗器を使用しないので
ロスの発生が零に近く効率の高いコンバータが提供でき
る。
（２）部品数が減少し、しかもロスが減少するために温
度上昇が少なくなり装置（ユニツト）の小型化及び経済
化が達成できる。
度上昇が少なくなり装置（ユニツト）の小型化及び経済
化が達成できる。
（３）トランス（鉄心）の磁束密度の領域は（ト）側及
び（ニ）側の両領域で使用されるので、１飽和磁束密度
までの余裕が大きくなり、又磁束密度を高く設計できる
のでトランスが小型化できる。
び（ニ）側の両領域で使用されるので、１飽和磁束密度
までの余裕が大きくなり、又磁束密度を高く設計できる
のでトランスが小型化できる。
＠ 従来回路に比べ保磁力Ｈが（ト），（ハ）にシフト
するのでトランジスタのスイツチ０Ｎ，０ＦＦ時の電流
がシフトした分に対応して減少するために効率が向上す
る。
するのでトランジスタのスイツチ０Ｎ，０ＦＦ時の電流
がシフトした分に対応して減少するために効率が向上す
る。
◎ 従来回路に卦いて残留磁束密度の高い鉄心を使用す
る場合にはコアギヤツプを設けて鉄心励磁電流を増加さ
せて使用した為に磁束りセツト回路の損失を大きくして
いたが本発明によればこの必要はなく、又損失もなくな
る。
る場合にはコアギヤツプを設けて鉄心励磁電流を増加さ
せて使用した為に磁束りセツト回路の損失を大きくして
いたが本発明によればこの必要はなく、又損失もなくな
る。
Ｏ従来回路と同一磁束密度の使い方ではトランス（鉄心
）のヒステリシス損失が少くなる。（４）特性的に整流
用ダイオードにサージ抑制用のコンデンサ及び抵抗器が
必要な場合にコンデンサ７１によつてこの機能を兼用せ
しめることがきる等の効果を有する。因みに入力（直流
）４８Ｖ，直流出力２５Ｖ，３Ａ（７５Ｗ）のコンバー
タにおいて、サイズＥＩ４Ｏ，材質ＨＣ７ｃｌ（ＴＤＫ
）磁束密度２３００ガウスのトランスを使用し駆動周波
数４４．８ＫＨ，で実験した結果、従来回路の効率（．
？〒宥ぃ）は８５．４２％，損失は１２．８Ｗであつた
が本発明回路においては効率及び損失は夫々８７，４１
％及び１０，８Ｗとな縦来回路を比較して効率に訃いて
約２％上昇し又損失は２Ｗ（１５．６％）減少すること
が確認された。
）のヒステリシス損失が少くなる。（４）特性的に整流
用ダイオードにサージ抑制用のコンデンサ及び抵抗器が
必要な場合にコンデンサ７１によつてこの機能を兼用せ
しめることがきる等の効果を有する。因みに入力（直流
）４８Ｖ，直流出力２５Ｖ，３Ａ（７５Ｗ）のコンバー
タにおいて、サイズＥＩ４Ｏ，材質ＨＣ７ｃｌ（ＴＤＫ
）磁束密度２３００ガウスのトランスを使用し駆動周波
数４４．８ＫＨ，で実験した結果、従来回路の効率（．
？〒宥ぃ）は８５．４２％，損失は１２．８Ｗであつた
が本発明回路においては効率及び損失は夫々８７，４１
％及び１０，８Ｗとな縦来回路を比較して効率に訃いて
約２％上昇し又損失は２Ｗ（１５．６％）減少すること
が確認された。
な｝、従来回路に訃いてりセツト回路６の抵抗器６２の
抵抗値を３。８３，８ＫΩに設定してこの抵抗による損
失を測定レ所約１．２Ｗであつた。
抵抗値を３。８３，８ＫΩに設定してこの抵抗による損
失を測定レ所約１．２Ｗであつた。
従つて上記の減少した損失（２Ｗ）のうち０．８Ｗ分は
トランスの損失減少分域はトランジスタのスイツチング
時の損失減少分と考えられる。以上の説明から明らかな
ように本発明によれば高効率、小型、かつ経済的なコン
バータが提供できるので実用上の効果は極めて大きいＯ
トランスの損失減少分域はトランジスタのスイツチング
時の損失減少分と考えられる。以上の説明から明らかな
ように本発明によれば高効率、小型、かつ経済的なコン
バータが提供できるので実用上の効果は極めて大きいＯ
第１図は従来回路、第２図は本発明の一実施例を示す回
路、第３図及び第４図は本発明回路の動作（モード，タ
イミング）説明図及び各部動作波形図、第５図Ａ及びＢ
は夫々従来回路及び本発明回路に卦けるトランスのＢ−
Ｈ特性図である。 １・・・出力変換用トランス、１ａ，１ｂ・・・入力巻
線及び出力巻線、２・・・半導体スイツチ（トランジス
タ入３・・・駆動回路、４・・・整流用ダイオード、５
・・・２端子回路網、５３・・・負荷、７・・・磁束り
セツト回路、７１・・・コンデンサ、Ｂ・・・磁束密度
、Ｈ・・・保磁力。
路、第３図及び第４図は本発明回路の動作（モード，タ
イミング）説明図及び各部動作波形図、第５図Ａ及びＢ
は夫々従来回路及び本発明回路に卦けるトランスのＢ−
Ｈ特性図である。 １・・・出力変換用トランス、１ａ，１ｂ・・・入力巻
線及び出力巻線、２・・・半導体スイツチ（トランジス
タ入３・・・駆動回路、４・・・整流用ダイオード、５
・・・２端子回路網、５３・・・負荷、７・・・磁束り
セツト回路、７１・・・コンデンサ、Ｂ・・・磁束密度
、Ｈ・・・保磁力。
Claims (1)
- １ トランスの入力巻線側に接続された半導体スイッチ
のＯＮ．ＯＦＦ動作によつて該トランスの出力巻線側に
接続された整流用ダイオードを介して負荷を含む２端子
回路網に直流出力を給電するように構成された一石式コ
ンバータにおいて、該整流用ダイオードの両端に接続し
たコンデンサを備え、半導体スイッチのＯＦＦ時に該２
端子回路網を介して該トランスの磁束リセット電流を還
流せしめると共に該コンデンサの容量を該半導体スイッ
チのＯＦＦ時に放電が完了するように選定したことを特
徴とする一石式コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54116210A JPS596584B2 (ja) | 1979-09-12 | 1979-09-12 | 一石式コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54116210A JPS596584B2 (ja) | 1979-09-12 | 1979-09-12 | 一石式コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5641769A JPS5641769A (en) | 1981-04-18 |
| JPS596584B2 true JPS596584B2 (ja) | 1984-02-13 |
Family
ID=14681558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54116210A Expired JPS596584B2 (ja) | 1979-09-12 | 1979-09-12 | 一石式コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS596584B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4561046A (en) * | 1983-12-22 | 1985-12-24 | Gte Automatic Electric Incorporated | Single transistor forward converter with lossless magnetic core reset and snubber network |
| US4688160A (en) * | 1985-12-19 | 1987-08-18 | American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs | Single ended forward converter with resonant commutation of magnetizing current |
| DE3619352A1 (de) * | 1986-06-09 | 1987-12-10 | Philips Patentverwaltung | Eintaktdurchflusswandler |
| JPH0455093Y2 (ja) * | 1986-12-12 | 1992-12-24 | ||
| CN111682750B (zh) * | 2020-06-02 | 2022-12-30 | 西安摩达芯电子科技有限公司 | 一种副边并联lcd实现正反激能量传输的正激变换器 |
| CN111682777B (zh) * | 2020-06-02 | 2022-12-09 | 西安科技大学 | 一种可避免储能电容反向充电的副边并联lcd正激变换器 |
| CN111682775B (zh) * | 2020-06-02 | 2022-12-09 | 西安科技大学 | 一种副边串联lcd实现励磁能量转移的正激变换器 |
-
1979
- 1979-09-12 JP JP54116210A patent/JPS596584B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5641769A (en) | 1981-04-18 |
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