JPS592347B2 - 可変電流源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は可変電流源、特に制御電圧に正比例した出力電
流を得る定電流回路、或は電圧一電流変換回路に関する
。

従来、種々の定電流電源回路が提案されているが、出力
電流が制御電圧に正確に比例しなかつたり、多数の高精
度抵抗器を必要とするため構成が大規模で複雑高価とな
つたりするという、以下に説明するような種々の欠点を
有していた。

以下、第１〜４図に基づいて、従来の定電流回路を説明
し、次いで、本発明の実施例を第５〜１１図に基づいて
説明する。

なお、簡単のため各図の対応部分には同一符号を附して
ある。第１図で電圧Ｖ１が端子１４及び抵抗器１２（抵
抗値Ｒ１）を介してトランジスタ１０のエミツタに印加
される。一方電圧Ｖ２が端子１６を介してベースに印加
され、コレクターからは定電流１。ｕｔが端子１８に流
れる。ここでＩ。ｕｔ＋（１−２）／Ｒ１となり、Ｖ１
−Ｖ２が充分大きければ出力電流１０ｕｔはＶ，−Ｖ２
に正比例し、かつ、Ｒ１に正確に反比例して広範囲に変
化する。しかし、実際には、エミッタ電流及び温度の変
化によりベース・エミツタ間電圧ＶＢＯが変化し、出力
電流１。ｕｔは必ずしもＶ１−Ｖ２に正確に正比例しな
いという欠点を有する。更に、エミツタ電流が数ＭＡ程
度の大きさの場合には良好に動作するが、エミツタ電流
が微少のときには斯るトランジスタ１０のベース電流が
無視できなくなり温度によりＩ。ｕｔが変化するという
不都合がある。第２図の従来例では、演算増巾器２０を
所謂ボルテージ・ホロワとして用い、エミツタ電圧をＶ
２に維持し、第１図の従来例の欠点を償つている。

図示の如く、新たに複数のエミツタ抵抗器１２ａ，１２
ｂ，１２ｃ，・・・，１２ｘがそれぞれスイツチ（電子
スイツチ又は機械スイツチ）を介して並列に接続され、
さらに抵抗器１２に並列接続されている。ここで並列接
続された全エミツタ抵抗の合成抵抗値をＲ１′とすれば
、出力電流１。ｕｔは、１０ｕｔ＝（，−Ｖ２）／Ｒ，
′となる。そこで、エミツタ抵抗器１２ａ，１２ｂ，１
２ｃ，・・・，１２ｘをそれぞれに直列接続されたスイ
ツチで選択的に回路に挿入すれば、出力電流１。ｕｔは
例えば１ｍＡ，２ｍＡ，５ｍＡ，１０ｍＡ，２０ｍＡ，
・・・の如く校正した（即ち既知の）所定のステツプで
複数の値に変化せしめることができる。しかし、第２図
の従来例では、多数の高精度（誤差０．１％程度）の抵
抗器とスイツチを必要とするので、構成が複雑となり高
価となる欠点がある。更に、これらステツプ間の電流を
連続的に得るには、電圧Ｖ，或はＶ２を変化させる必要
があるが、出力電流１。ｕｔは電圧Ｖ１−Ｖ２に比例す
るのでＶ１或はＶ２の一方のみにより佼正された出力を
得ることが出来ないという欠点を有する。第３図は、制
御電圧に略比例した任意の出力電流を得る電流源回路の
従来例を示している。

この回路では演算増巾器２０及び２２はボルテージ・ホ
ロワとして用いられ、他の演算増巾器２４は、抵抗器３
２，３３及び３４の抵抗値を等しくして、利得−１の反
転増巾器として用いられている。まず、ポテンシヨ・メ
ータ２８の出力電圧（制御電圧）Ｖ２がＯのとき電圧−
Ｖ３の電源（図示せず）に端子３６を介して接続された
ポテンシヨ●メータ３０の出力電圧を−Ｖ１となるよう
調整しておく。したがつて、制御電圧２がＯのときは、
演算増巾器２４の出力電圧はＶ１であり、トランジスタ
１０のエミツタ電圧も同じくＶ１となる。ここで、制御
電圧Ｖ２を上げていくと、該演算増巾器２４の出力端に
はＶ１−Ｖ２の電圧が発生する。したがつて、実質的に
、ヱミツタ抵抗器１２の両端にＶ２の電位差が生じたこ
とになる。つまり、出力電流をＩ。ｕｔとすると、ＩＯ
Ｕｔ＋Ｖ２／Ｒ１となる。換言すれば出力電流１。ｕｔ
は制御電圧Ｖ２に略比例した値となる。しかし、第３図
の従来例では次の様な欠点がある。即ち、（１）制御電
圧２を１にまで上げると、トランジスタ１０のベース・
コレクタ電圧ＶＢＣはＯとなるので負荷電圧が生じない
用途に限定される。

そこで一般にはＶ２《Ｖ１としなければならないので、
出力電流１。ｕｔの線形可変範囲（つまり可変比）が制
限される。（２）制御電圧Ｖ２がＯに近づくと、エミツ
タ電圧がＶ，ＩＩＣ．近づく結果、エミツタ抵抗１２で
の電圧降下及び出力電流もＯに近づくので演算増巾器２
０の反転入力端子への電流（素子によりバラツキがある
が約０．５μＡ以下）のために、出力電流変化が非線形
となる。

更にこのような場合には、演算増巾器２０の正常な動作
を困難とする。（３）演算増巾器が３個、高精度抵抗、
ポテンシヨ・メータ２個が必要であり、正電源（電圧＋
１）だけでなく負電源（電圧−，）が必要であり、さら
に回路構成及び調整が単純でなく、かつ、高価となる。

以上が第３図の従来回路の短所であるが、第２，３図の
従来回路の欠点である演算増巾器の反転入力端子への電
流による非直線性を改善する従来例として第４図の回路
がある。

この回路では新たにトランジスタ３８を加え、ベースは
他のトランジスタ１０のベースに直結され、コレクタは
抵抗器４０を介して端子１４に接続されている。なお、
抵抗器４０の抵抗値は抵抗器１２のそれに等しくしてあ
る。この従来例はトランジスタ３８のエミツタは演算増
巾器２０の反転入力端子に接続されていないので、抵抗
器４０に流れる電流は反転入力端に分流されず、第２，
３図の従来例の欠点の一つは解消される。しかし、他の
欠点は未解決のまＸであり、しかも特性の揃つた一対の
トランジスタ１０，３８が必要となるという別の欠点が
ある。なお、第４図の従来例は実開昭４９−４１２２１
の明細書に開示されている。

本発明は上述の従来例の欠点を有しない新規の可変電流
源を提供するもので、以下、図面に沿つて本発明の実施
例を説明する。

第５図は本発明の第１の実施例であり、従来例で説明し
たように、ポテンシヨ・メータ２８からの出力電圧Ｖ２
と等しい電圧がトランジスタ１０のエミツタ端子に生ず
る。

したがつて、抵抗器１２（抵抗値Ｒ１）を流れる電流１
１は常に（Ｖ１−Ｖ２）／Ｒ１で決まる一定値である。
一方、ポテンシヨ・メータ４６の出力電圧Ｖ４（制御電
圧として用いる）は、ボルテージ・ホロワとして用いら
れている演算増巾器４４の非反転入力端子に印加される
ので当該演算増巾器４４の出力電圧は同じくＶ４であり
、抵抗器（抵抗値Ｒ２）を矢印の向きに流れる電流１２
は（Ｖ２−Ｖ４）／Ｒ２となる。したがつて、トランジ
スタ１０のコレクタ電流、即ち出力電流。Ｕｔは両電流
１１，ｉ２の差に等しく次のようになる。の条件を満足
するようにＲｌ，Ｒ２，Ｖｌ，Ｖ２を選定すると、とな
り、出力電流は制御電圧Ｖ４に正比例し、Ｒ２に反比例
する。

抵抗値Ｒ２の抵抗器４２に高精度抵抗器を用いれば、制
御電圧４の変化に応じて出力電流１０ｕｔをＯから４／
Ｒ２までの広範に亘り極めて直線的に可変とすることが
できる。この様子は第８図に示されている。本実施例に
よれば、特に第３図の従来例について述べた欠点は殆ん
ど解消する。即ち、（１）トランジスタ１０のベース電
圧は略々２で−定であり、該トランジスタ１０はそのコ
レクタと接地間に挿入した充電コンデンサに大振巾出力
電圧を発生させても線形動作が可能である。

また、制御電圧Ｖ４はＯからＶ１まで可変可能なので可
変範囲が極めて広い。（２） トランジスタ１０のエミ
ツタ電流は制御電圧Ｖ４及び出力電流１。

ｕｔに無関係に一定値（ｌ−Ｖ２）／Ｒｌ．又はｌ／（
Ｒ１＋Ｒ２）であるので、この値を演算増巾器２０の制
御入力電流より充分大きく選定しておけば動作上の影響
は無視できる。よつて、Ｖ４が０に近づく附近でも出力
電流１。ｕｔの直線性は良好である。（３）使用部品は
少なく、且つ単一電線（電圧１）で動作できるので構成
が簡単で安価である。第６図は、ＰＮＰ型トランジスタ
１０の代りにＮＰＮ型トランジスタ４１を用いた電流シ
ンク方式の場合であり、その他の構成は電源電圧が負と
なつている点を除き、第５図の実施例と同一である。し
たがつて、第６図の実施例の動作説明は省略する。第７
図は、第５図の実施例に制御電圧Ｖ４用の粗及び微調整
手段を設けた回路を示している。

即ち、粗調整用ポテンシヨ・メータ５４と微調整用ポテ
ンシヨ・メータ５６がアースと負電圧源（例えば電圧−
Ｖ，）の間に並列接続され、ポテンシヨ・メータ５４及
び５６の出力電圧は夫々抵抗器５０，５２を介して演算
増巾器４４の反転入力端子に印加されている。ここで抵
抗器５０，５２の抵抗値の比を、例えば１：１００に設
定すれば制御電圧Ｖ４を粗及び微調整することができる
。この制御電圧Ｖ４をデイジタル電圧計（ＤＭＶ）で測
定すれば前記３式からＩ。ｕｔが容易に求められる。第
９図は、本発明の他の実施例であり、電流ソース方式と
電流シンク方式を組合せた電流源回路を示している。

この回路は第５図の回路と、第６図の回路の変形を組合
せてあるので、変形部分についてのみ説明する。なお第
９図の回路素子で第６図の素子と対応するものには符号
にダツシユを附してある。

さて抵抗器６２及び６４の抵抗値を等しくすれば演算増
巾器６０は利得が−１の増巾器として動作する。したが
つて、次段の演算増巾器２『の非反転入力端子への印加
電圧は一２となり、第６図の実施例の場合と同様となる
。一方、ポテンシヨ・メータ４６の出力電圧Ｖ４は抵抗
器６６を介して演算増巾器４４Ｉの反転入力端子に印加
される。抵抗器６８の抵抗値を抵抗器６６のそれと等し
くすれば演算増巾器４４′の出力端には−Ｖ４の電圧が
生ずることになる。この電圧は、第６図の演算増巾器４
４の出力端電圧と等しい。したがつて、第９図の実施例
では、トランジスタ１０及び４１５から、それぞれ流出
・流入する電流に注目すれば電流ソース及び電流シンク
方式の組合せ電流源回路となることが判る。第１０図は
、本発明に係る、電流ソースと電流シンク方式の組合せ
電流源回路の他の実施例を示している。第９図の実施例
との主な相違点は（１）演算増巾器２０及び６０への入
力電圧が抵抗器２８ａ，２８ｂで分圧された１／２であ
り、（２）トランジスタ１０と４１１のコレクタが直結
され、その接続点に負荷６８の一端が接続され、（３）
第９図の演算増巾器４４″、抵抗器４２″，６６，６８
等が除かれていることである。なお、本実施例の電流一
電圧特性が第１１図に示されている。さて、演算増巾器
２０及び６０への印加電圧がＶ１／２であるのでトラン
ジスタ１０及び４１１のエミツタ電圧は夫々Ｖ１／２及
び−Ｖ１／２に維持される。したがつて、トランジスタ
４１１のエミツタ電流は抵抗器１２″の抵抗値をＲとす
ればＶ，／２Ｒで一定となる。一方、抵抗器１２と４２
の抵抗値を共にＲとすれば前述の（３）式の条件は満足
されることが判る。ここで、制御電圧４を０にすれば抵
抗器１２を流れる電流は全て抵抗器４２を流れるので負
荷側から図示のＩ。ｕｔと逆向きの電流１／２Ｒがトラ
ンジスタ４１Ｉのコレクタ、エミツタそして抵抗器１２
″を通つて流れることになる。一方、制御電圧Ｖ４がＶ
１／２のときは、トランジスタ１０のコレクタ、エミツ
タを流れる電流Ｖ１／２Ｒは全てトランジスタ４１′の
コレクタ、エミツタを流れるのでＩ。ｕｔはＯである。
さらに、制御電圧Ｖ４がＶ，のときはトランジスタ１０
のコレクタ・エミツタを流れる電流Ｖ１／Ｒは負荷６８
側とトランジスタ４１′側とに２分されるのでＶ，／２
Ｒとなる。説明の便宜上、制御電圧Ｖ４を上記の３点に
ついて考察したが、トランジスタ１０のコレクタ電流は
、制御電圧Ｖ４をＯからＶ１まで変化させれば、Ｏから
Ｖ１／Ｒまで連続して可変にすることができるので、負
荷６８へ流入し又は流出する電流１。ｕｔは第１１図に
示すようになる。尚、抵抗器１２，１２′及び４２の抵
抗値が等しいことは必須要件ではない、しかし、抵抗器
１２５の抵抗器１２５の抵抗値はＶ４＝Ｖ１／２のとき
トランジスタ１０，１『のＩ。ｕｔが等しくなるように
選定すれば第１１図に示す特性が得られる。さらに、第
９図及び第１０図の実施例に於いても第６図の実施例の
如く、粗及び微調整手段を付加し得ることは明白である
。又演算増巾器６０の代りに抵抗分圧器を使用すること
ができる。なお、実験の結果によれば、出力電流１。

ｕｔの線形可変化は、従来回路の１０〜３０に比して１
００乃至１０００以上（例えば、１０μＡ〜１０ｍＡ）
の極めて良好な特性であることが判明した。よつて、オ
シロスコープ用掃引発生器、電圧制御型発振器、関数発
生器等の各種の用途がある。尚、出力電流１。ｕｔの表
示は、ポテンシヨ・メータとしてバーニア付き多回転型
のものを使用し、ダイヤル目盛から直読することができ
る。しかし、制御電圧Ｖ３を直接デイジタル電圧計（Ｄ
ＶＭ）で測定することによりＬＥＤ（発光ダイオード）
、ＬＣＤ（液晶表示装置）等にデイジタル的に表示する
こともできる。好適な一実施例としては、Ｖ１：５０ボ
ルト、Ｖ２：１０ボルト、Ｒ１：２０ＫΩ、Ｒ２：５Ｋ
Ωである。

この場合には、勿論前記（２）式の条件を満足し、出力
電流１。ｕｔはＯから１００まで変化する。尚、ＤＭＶ
を使用する場合には、通常、電圧測定と共用できるよう
、Ｒ１は１ＫΩ、１０ＫΩのように１０ｎＫΩ（ｎ＝１
，２，３，・・・）に選定すると便利である。また上記
（２）式の条件は第８図のようにＩ。ｕｔをＯ→３／Ｒ
２に変化するためには必要であるが、（２）式を満足し
なくとも第８図の直線が上下方向に移動するのみ（但し
、ＩＯｕｔ》０）であるので、そのような用途には（２
）式が満足されなくてもよい。以上説明した如く、本発
明に係わる可変電流源によれば、トランジスタのエミツ
タに一端を接続した２個の抵抗器の一方の他端に固定電
圧を、他方の他端に制御電圧を加えるという簡単な回路
構成で制御電圧に正確に正比例した可変範囲が極めて広
い出力電流を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１〜４図は夫々従来の電流源回路を示し、第５〜７図
は夫々本発明に係る実施例を示し、第８図は第５図の実
施例の動作説明図、第９，１０図は夫々本発明に係る他
の実施例を示し、第１１図は第１０図の動作説明図であ
る。 １０，１『，４１，４１′・・・トランジスタ、１２，
１２″ ，３３，３４，４０，４２，４２″，４８，６
４，６６・・・抵抗器、２０，２２，２４，４４，４４
１，６０・・・演算増巾器、２８，３０，４６，５６・
・・ポテンシヨ・メータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エミッタに一定電圧を加えたトランジスタと、該ト
   ランジスタのエミッタに夫々一端を接続した第１及び第
   ２抵抗器と、該第１及び第２抵抗器の他端に夫々接続し
   た電圧源及び制御電圧源とを具備し、該制御電圧源の電
   圧の変化に応じて変化する出力電流を上記トランジスタ
   のコレクタから得る可変電流源。 ２ 上記トランジスタのエミッタ電圧を、上記第２抵抗
   器の抵抗と上記電圧源との積を上記第１及び第２抵抗器
   の抵抗値の和で除した値に等しくしたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の可変電流源。 ３ 上記制御電圧源を０乃至上記第１抵抗器の一端に接
   続した上記電圧源の電圧まで変化するようにしたことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載の可変
   電流源。 ４ 上記制御電圧源に粗及び微調整手段を設けたことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の可変電流源。 ５ エミッタに一定電圧を加えた第１トランジスタと、
   該第１トランジスタのエミッタに夫々一端を接続した第
   １及び第２抵抗器と、該第１及び第２抵抗器の他端に夫
   々接続した第１電圧源及び第１制御電圧源と、エミッタ
   に一定電圧を加えた第２トランジスタと、該第２トラン
   ジスタのエミッタに夫々一端を接続した第３及び第４抵
   抗器と、該第３抵抗器の他端に接続した、第１電圧源と
   逆極性の第２電圧源と、上記第４の抵抗器の他端に接続
   した第２制御電圧源とを具備し、上記第１及び第２制御
   電圧源の電圧の変化に応じて変化する入出力電流を上記
   第１及び第２トランジスタのコレクタから得る可変電流
   源。 ６ 上記第１トランジスタのエミッタ電圧を上記第２抵
   抗器の抵抗値と上記第１電圧源との積を上記第１及び第
   ２抵抗器の抵抗値の和で除した値に等しくし、かつ、上
   記第２トランジスタのエミッタ電圧を、上記第４抵抗器
   の抵抗値と上記第２電圧源との積を上記第３及び第４抵
   抗器の抵抗値の和で除した値に等しく選定したことを特
   徴とする特許請求第５項記載の可変電流源。 ７ 上記第１及び第２制御電圧源を夫々０乃至上記第１
   及び第２電圧源の電圧まで変化するようにしたことを特
   徴とする特許請求の範囲第５項又は第６項記載の可変電
   流源。 ８ 上記第１及び第２制御電圧源の夫々に粗及び微調整
   手段を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第５項記
   載の可変電流源。 ９ 上記第１及び第２制御電圧源を単一制御手段で制御
   するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第５項
   記載の可変電流源。 １０ エミッタに一定電圧を加えた第１トランジスタと
   、該第１トランジスタのエミッタに夫々一端を接続した
   第１及び第２抵抗器と、該第１及び第２抵抗器の他端に
   夫々接続した第１電圧源及び制御電圧源と、コレクタを
   上記第１トランジスタのコレクタに接続しエミッタに一
   定電圧を加えた第２トランジスタと該第２トランジスタ
   のエミッタに一端を接続した第３抵抗器と、該第３抵抗
   器の他端に接続した、第１電圧源と逆極性の第２電圧源
   と第１及び第２トランジスタのコレクタの接続点に一端
   を接続した負荷とを具備し、上記制御電圧の電圧の変化
   に応じて変化する、上記負荷への入力電流又は上記負荷
   からの出力電流を得る可変電流源。 １１ 上記第１トランジスタのエミッタ電圧を上記第２
   抵抗器の抵抗値と上記第１電圧源との積を上記第１及び
   第２抵抗器の抵抗値の和で除した値に等しくしたことを
   特徴とする特許請求の範囲第９項記載の可変電流源。 １２ 上記第１制御電圧源を０乃至上記第１電圧源の電
   圧まで変化するようにしたことを特徴とする特許請求の
   範囲第９項又は第１０項記載の可変電流源。 １３ 上記制御電圧源に粗及び微調整手段を設けたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第９項記載の可変電流源。 １４ 上記第１及び第２抵抗器の抵抗値を等しく、且つ
   上記第１及び第２トランジスタのエミッタ電圧をそれぞ
   れ上記第１及び第２電圧源の電圧の半分に選定したこと
   を特徴とする特許請求の範囲第９項記載の可変電流源。