JPS5923158B2 - マルチチヤンネルレコ−ド復調用フエ−ズ・ロツクド・ル−プ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチチャンネルレコード復調用フェーズ・ロ
ツクド・ループに係り、フェーズ、ロツクド・ループ（
以下ＰＬＬという）を構成する電圧制御発振器（以下Ｖ
ＣＯという）の入力制御電圧中、ＶＣＯの自走発振周波
数と略同一周波数成分を減衰若しくは除去することによ
り、ループを構成するのに必要な信号対雑音比としての
Ｓ／Ｎを向上し、ＶＣＯの直線性の改善を行い、もつて
復調信号の歪率を改善しうるＰＬＬを提供することを目
的とする。

第１図は従来のマルチチャンネルレコード復調用ＰＬＬ
の一例のブロック系統図を示す。

マルチチャンネルのオーディオ信号が無変調の直接波信
号と被角度変調波信号とされ、これらが多重されて記録
されているマルチチャンネルレコードより、ピックアッ
プカートリッジにより再生された上記の多重信号から高
域フィルタ又は帯域フィルタにより分離濾波された上記
被角度変調波信号は、第１図に１で示す入力端子を経て
位相比較器（以下ＰＣという）２に供給され、ここで自
走発振周波数がこの入力被角度変調波信号のキャリア周
波数と同一周波数に選定されているＶＣＯ４よりの信号
と位相比較される。このＰＣ２より上記の両信号の位相
差に応じて、レベルが異なる位相比較誤差電圧が取り出
され、該電圧は低域フィルタ３でその不要高周波成分を
減衰された後、上記ＶＣ０４に制御電圧として印加され
、その出力発振周波数を制御する一方、出力端子５より
被角度変調波信号の復調信号として出力される。

このような被角度変調波信号の復調動作を行うＰＬＬに
おいて、ＰＣ２は実際の回路構成では通常掛算器（マル
チプライヤ）が使用される。

従つて、入力被角度変調波信号のキャリア周波数が例え
ば３０ｋＨ２の場合、ＶＣＯ４の自走発振周波数も３０
ｋＨ２に選定されるから、ＰＣ２の出力信号周波数は後
述する如く、３０ｋＨ２±３０ｋＨ２となる。ところで
、マルチチャンネルレコードは現在の一速でカッティン
グされているが、その場合のキャリア周波数の２次高調
波のクロストーク及びピツクアツプカートリツジではキ
ヤリア周波数の第２次高調波６０ｋＨｚのクロストーク
が悪いために、再生された信号には他チャンネルのクロ
ストーク分が存在する。

加えて自己のチヤンネルの第２次高調波歪も発生する。
ＰＬＬの入力側にはこれらの不要成分と直接波信号とを
除去又は減衰させるために高域フイルタ又は帯域フイル
タを使用するが、理想的な回路を実現するのは難しく、
高域フイルタの場合はもちろん、帯域フイルタの場合で
も位相特性がベースバンドに与える影響を考えて設計さ
れるために、第２図Ａに示す如きロールオフの切れが悪
い特性あるいは同図Ｂに示す如きサイドロープを有する
特性となり、従つて上記第２次高調波成分（ここでは６
０ｋＨｚ）及びその近傍周波数成分は十分に減衰せずに
そのままＰＬＬに印加されてしまう。そして、この場合
には上記のようにマルチプライヤで構成されているＰＣ
２の出力信号周波数は、ＶＣＯ４の自走発振周波数が３
０ｋＨｚであるから、６０ｋＨｚ±３０ｋＨｚとなるが
、これらの信号は、理想的な状態では低域フイルタ３で
減衰されて必要な信号のみがＣＯ４に供給される。

ここで、上記の低域フイルタ３は、従来第３図に示す如
く、入力端子６と出力端子７との間に接続された抵抗Ｒ
１、出力端子７と接地間に直列に接続された抵抗Ｒ２と
コンデンサＣ１とよりなるラグリード型低域フイルタが
使用されていた。このフイルタ３の周波数特性は、第４
図に示す如く、コンデンサＣ，の容量値と抵抗Ｒ，の抵
抗値とにより決まる周波数Ｆ，とコンデンサＣ１の容量
値と抵抗Ｒ２の抵抗値とにより決まる周波数Ｆ２間での
み６ｄＢ／０ｃｔで減衰し、周波数ｆ１以下及びＦ２以
上では平坦な特性となる。低域フイルタ３は直接信号帯
域（２０ｋＨｚ未満）に近接している帯域２０〜４５ｋ
Ｈｚの被角度変調波の復調信号への位相歪の影響を防止
するため、及びループの過渡応答特性を考慮してロール
オフの急峻な特性が避けられており、周波数ｆ１として
例えば１５ｋＨｚ程度に選定されている。従つて、低域
フイルタ３で復調信号以上の高域周波数を減衰させても
３０ｋＨｚ成分はそれほど減衰せず、２倍の６０ｋＨｚ
の場合において比較的良好な減衰特性が得られるだけで
ある。従つで、上記高調波成分を含んでいない理想的な
被角度変調波信号がＰＬＬに入力された場合は、ＰＣ２
の出力には問題はないが、被角度変調波信号に高調波成
分が多く含まれている場合で、特に他チヤンネルよりの
第２次高調波成分が含まれている場合は、この成分がＰ
Ｃ２の出力として前述したように６０ｋＨｚ±３０ｋＨ
ｚとなり、このうち３０ｋＨｚ成分は低域フイルタ３に
より十分に減衰されないでＶＣＯ４に印加されることに
なる。

然るに、この３０ｋＨｚ成分は復調すべき信号には不要
であり、しかもＶＣＯ４に印加するためにも不要である
。ＶＣＯ４には本来変調信号のみが印加され、これによ
り、その発振周波数が変化されることが必要であるから
である。従つて、従来のＰＬＬは他チヤンネルよりの被
角度変調波信号の第２次高調波成分とＶＣＯ４の出力発
振周波数とのビードにより発生した成分、換言すれば、
ＶＣＯ４の自走発振周波数と略同一周波数成分がＶＣＯ
４に印加されてしまうことがあり、この場合にはループ
を動作させるのに必要な信号に対するノイズの割合（こ
れをループのＳ／Ｎという）が低下し、これにより復調
信号の歪率が悪化するという欠点があつた。

本発明は上記の欠点を除去したものであり、以下第５図
乃至第８図と共にその一実施例について説明する。

第５図は本発明になるマルチチャンネルレコード復調用
ＰＬＬの一実施例のプロツク系統図を示す。

同図中、第１図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。８はトラツブ回路で、第６図に示す如く
、前記ＶＣＯ４の自走発振周波数と同一周波数Ｆ。

で少なくとも復調信号帯域と比べて２０ｄＢ程度以上の
減衰極を有し、かつ、復調信号の伝送帯域の位相に影響
を与えないように周波数Ｆ。付近のみに限つてトラツプ
させる特性とされる。このトラツプ回路８の出力信号は
低域フイルタ３を経てＶＣＯ４に印加される。トラツプ
回路８と低域フイルタ３とを組合せたフイルタプロツク
９は、第７図Ａ又はＢに示す如き回路構成とされる。同
図Ａ，Ｂ中、第３図と同一部分には同一符号を付してあ
る。第７図Ａに示すフイルタプロツク９１は抵抗Ｒ１と
コンデンサＣ１及び出力端子１１１の接続点との間にコ
ンデンサＣ２及びコイルＬ１よりなる並列共振回路を直
列接続したもので、コンデンサＣ２及びコイルＬ１がト
ラツプ回路８１を構成している。また、第７図Ｂに示す
フイルタプロツク９２は、ラグリード型低域フイルタを
構成するコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２の直列回路とコン
デンサＣ３及びコイルＬ２よりなる直列共振回路とを並
列接続したもので、コンデンサＣ３及びコイルＬ２がト
ラツプ回路８２を構成している。なお、１１２は出力端
子である。上記のフイルタプロツク９（９１又は９２）
より取り出されＶＣＯ４に印加される信号は、トラツプ
回路８（８１又は８２）により前記他チヤンネルからの
被角度変調波信号の第２次高調波成分とＶＣＯ４の出力
信号とのビードにより発生する信号成分中、ＶＣＯ４の
自走発振周波数と略等しい周波数付近のみが減衰又は除
去され、更に低域フイルタ３により復調信号以上の高域
周波数成分が減衰されるため、主としてベースバンド信
号のみとなり、ＶＣＯの出力発振周波数を制御する。

この場合、上記第２次高調波成分の影響は、復調信号と
比較的離れており、著しい影響はない。次に本発明につ
き更に詳細に説明する。いま、マルチチヤンネルレコー
ドに記録されるべき左（０チヤンネルの被角度変調波信
号をＶｄｔ）、右（５）チヤンネルの被角度変調波信号
をＶＲ（ｔ）とすると、これらの信号は夫々次式で表わ
される。

ＶＬ；左チヤンネルの被角度変調波信号の振幅ω。；キ
ヤリア角周波数θＬ（ｔ）；左チヤンネルの変調信号 ＶＲ；右チヤンネルの被角度変調波信号の振幅θＲ（ｔ
）；右チヤンネルの変調信号ところで、（１）、（２）
式で表示され夫々の信号の第２次高調波成分ＶＬ６Ｏ（
ｔ）、ＶＲ６Ｏ（ｔ）は（３）式で表示できる。

ここで （ｋ；定数）、ψ１（ｔ）、φ１″（ｔ）；位相変化分
である。

次に、この信号（高次歪のうちＲチヤンネルよりＬチヤ
ンネルへのクロストーク分による成分）ＶＲ６Ｏ（ｔ）
のカツタ及びピツクアツプ．カートリツジのクロストー
クの悪さから生ずるＲチヤンネルからＬチヤンネルへの
妨害信号ＶｎＲ（ｔ）は、振幅をＬ倍、位相変化分をφ
２（ｔ）として（４）式で表示できる。ＶｎＲ（ｔ）−
ＬＶＲ６ＯＳｉｎ｛２ωＣｔ＋θｎ（ｔ）｝ （４）た
だし、θｎ（ｔ） ２θＲ（０＋φ１（ｔ）＋φ２（ｔ） 従つて、ＰＬＬに印加されるＬチヤンネルの入力信号は
、これをＶｉＬ（ｔ）とすると次式で表わされる。

ＶｉＬ（ｔ）−ＶＬ（ｔ）＋ＶｎＲ（ｔ）（５） ただし、この場合本発明に関係のある信号分のみを採用
し他については省略する。

ところで、ＶＣＯ４からの発振周波数出力をＶＯ（ｔ）
、ＶＣＯ４の入力変調信号をθ。

（ｔ）とすると、Ｖｃ（ｔ）＝ＶｃｃＯｓ｛ωＣｔ＋θ
ｃ（ｔ）｝ （６）となる。

通常、ＰＣ２は前述したようにマルチプライヤで構成さ
れており、その変換ゲインをＫｐｃとすると、その出力
信号Ｖｐｃ（ｔ）は（１）、（４）．（５）及び（６）
式よりとなる。

この信号Ｖｐｃ（ｔ）は低域フイルタ３により２ωｃ、
及び３ωｃの各信号成分が十分減衰されるが、ωｃなる
信号成分は前述したように十分減衰されずにそのまま通
過してしまうため、（７）式中右辺第３項、第４項は比
較的大きな影響はなく、直接的な影響としては第２項が
重要となる。ところで、ＶＣＯ４の出力周波数のωｃか
らの変化分は、時間関数で表わしたＶＣＯ４の入力誤【
差電圧をＶ。（ｔ）、ＶＣＯ４の変換利得をＫｃとする
と、次式で表示できる。また、上記Ｖ。

（ｔ）は低域フイルタ３のインパルス・レスポンスをｆ
（ｔ）とすると（７）式によりとなる。通常の動作をし
ている状態ではＰＬＬは線形動作をしており、従つてラ
プラス変換形で表示できる。

すなわち、θｃ（ｓ）をθｃ（ｔ）のラプラス変換形と
すると、（８）〜Ｑω式よりとなる。

ところで、ａυ式を時間領域で解くためには、低域フイ
ルタの具体的な形がわからないと解けない。ただし、本
発明では個々の低域フイルタの具体的な形における歪を
あげるのではなく一般的な場合を考える。（７）式を次
のような形式に変換する。

さらに（９）式を書き換えて、 ただし、 従つて、個々の場合に、ａｌ）式を適用すると次式が得
られる。

いま、ここであらためてθｃ（ｔ）を次式のように置き
換える。

ただし、ここでは（自）式の逆ラプラス変換形を求め、
時間領域に変換して（自）式を求めた。

この場合０６）式が存在する場合を考える。（７）式を
改めて書き換えると、となる。

（自）式中、右辺第１項に着目する。

一般的にθ（ｔ）が小さいときは次式が成立する。Ｓｉ
ｎ｛θ（ｔ）｝Ｚθ（ｔ） ０８） 従つて、このとき（１７）式中の右辺第１項は単に信号
分と妨害波との加算となる。

この出力を復調出力に接続される低域フイルタにより取
り除けば高次歪は取り除かれるため復調歪は殆ど生じな
い。しかし、上記第１項の位相分、すなわち信号分が大
のときには、（自）式が近似的に成立せず、当然第１項
の中カツコ内の第２項が大きく作用し、前記（７）式に
おける影響の大きい第２項がない場合と比べて本来の（
７）式の右辺第１項における位相θＬ（ｔ）−θｃ（ｔ
）とは相違することになる。すなわち、これが復調歪と
なつて発生する。当然、復調出力に接続された低域フイ
ルタではこの歪は取り除けない。この現象は特に、θＬ
（ｔ）、θＲ（ｔ）が大きい場合に主として発生する。
これを第８図と共に説明すると、同図中θ１は前記（７
）式の右辺第２項がない場合の位相角（このときの信号
分はｏ１（ｔ））で、△θは（７）式の右辺第２項の影
響による位相歪（このときの信号分はＶ。ｌ′（ｔ））
でＶＯ，（ｔ）からＶ。／（ｔ）まで位相変化に対する
信号出力は変化する。従つて、（７）式における右辺第
２項を取り除く必要がある。そこで、本発明はできるだ
け復調信号に位相歪の影響を与えないように、前述のト
ラツプ回路８（８１、又は８２）を構成し、ＶＣＯ４の
自走発振周波数と略同一周波数の周波数帯域のみを減衰
させ、かつ、復調信号帯域とのレベル差を少くとも２０
ｄＢ程度若しくはそれ以上減衰させるようにしたもので
ある。

このことにより、他チャンネルよりのクロストークの悪
さに起因するもれ成分の発生のうち、最も大きい影響を
もつキャリアの第２次高調波成分により生ずる上記ＶＣ
Ｏ４の自走発振周波数と略同一周波数のＣＯ入力は、復
調信号に位相歪発生の影響をできるだけ与えないよう構
成したトラツプ回路８の挿入により除去される。

なお、この場合、他チヤンネルよりの２次高調波歪のク
ロストークのみを考えたが、前述した如く自己のチャン
ネルの２次高調波歪の６０ｋＨｚ成分がＰＬＬに印加さ
れた場合でもＶＣＯの自走発振周波数と同一周波数のト
ラツプにより、同様の効果が得られる。

この場合には、（５）式の右辺第２項に自己の高次歪項
Ｌ６Ｏ（ｔ）を代入することにより、同様にしてＰＣ２
の出力に３０ｋＨｚ成分の不要項が発生する。以上述べ
たように、この方法により、復調信号とは別の不要な混
入高調波歪成分が除去され、さらに所謂ループのＳ／Ｎ
を向上させ、ＶＣＯ４変化の復調信号による忠実性を増
加し、ＰＬＬの非直線性の関係あるＶＣＯ４出力のデユ
ーテイサイクルのずれ、ＰＣ２のリミツタ動作領域での
位相比較動作、ＰＣ２のオフセツトのある場合なども含
めて、これらに起因する復調歪発生要因となる原因を取
り除き、結果として復調信号の低歪率化が達成される。

なお、上記の説明ではＬチヤンネルの場合について説明
したが、Ｒチヤンネルの場合も上記と全く同様に説明で
き、第５図と同一構成のＰＬＬを必要とする。

また、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、
トラツプ回路８は低域フイルタ３とＶＣＯ４との間に挿
入接続してもよく、要はＰＣ２の出力側からＶＣＯ４の
入力側に至る伝送経路中に挿入接続すればよい。

また、被角度変調波信号のキヤリア周波数を３０ｋＨｚ
として説明したが、他の周波数でもよく、この場合もＶ
ＣＯ４の自走発振周波数と略同一周波数をＰＣ２出力か
ら除去することにより、同様の効果が得られることは勿
論である。

上述の如く、本発明になるマルチチャンネルレコード復
調用フエーズ・ロツクド・ループは、マルチチャンネル
のオーデイオ信号が直接波信号と被角度変調波信号とさ
れ、これらが多重されて記録されているマルチチャンネ
ルレコードより再生した上記被角度変調波信号を復調す
るフエーズ・ロツクド・ループにおいて、マルチプライ
ヤで構成された位相比較器の出力側より自走発振周波数
が上記被角度変調波信号のキャリア周波数と同一周波数
に選定された電圧制御発振器の入力側に至る伝送路中に
、上記自走発振周波数と同一周波数及びその近傍周波数
のみを所定量以上減衰又は除去するトラツプ回路を挿入
接続したため、他チヤンネルよりの被角度変調波信号の
第２次高調波成分と電圧制御発振器の出力信号とのビー
ドにより発生し上記電圧制御発振器に加えられる不要周
波数成分を除去でき、これによりループを動作させるの
に必要な信号に対するノイズの割合（ループのＳ／Ｎ）
を更に向上することができ、また変調信号に対する電圧
制御発振器の出力変化の忠実度が増加し（直線性の改善
）、結果として変調信号の歪率を改善することができる
等の特性を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のマルチチヤンネルレコード復調用フエー
ズ・ロツクド・ループの一例のプロツク系統図、第２図
Ａ，Ｂは第１図の入力側に設けられる帯域フイルタの各
周波数特性を示す図、第３図は第１図の低域フイルタの
一例の具体的回路図、第４図は第３図の一例の周波数特
性を示す図、第５図は本発明になるマルチチヤンネルレ
コード復調用フエーズ・ロツクド・ループの一実施例の
プロツク系統図、第６図は第５図の要部の周波数特性を
示す図、第７図Ａ，Ｂは夫々第５図の要部の各実施例の
具体的回路を示す図、第８図は本発明を説明するための
位相歪発性を示すベクトル図である。 １・・・・・・被角度変調波信号入力端子、２・・・・
・・位相比較器、３・・・・・・低域フイルタ、４・・
・・・・電圧制御発振器、５・・・・・・復調信号出力
端子、８，８１，８２・・・・・・トラツプ回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ マルチチャンネルのオーディオ信号が、直接波信号
   と被角度変調波信号とされこれらが多重されて記録され
   ているマルチチャンネルレコードより再生した上記被角
   度変調波信号を復調するフェーズ・ロツクド・ループに
   おいて、マルチプライヤで構成された位相比較器の出力
   側より自走発振周波数が上記被角度変調波信号のキャリ
   ア周波数と同一周波数に選定された電圧制御発振器の入
   力側に至る伝送路中に、該自走発振周波数と同一周波数
   及びその近傍周波数を所定量以上減衰又は除去するトラ
   ップ回路を挿入接続したことを特徴とするマルチチャン
   ネルレコード復調用フェーズ・ロツクド・ループ。