JPS59153493A - 交流電動機の可変速システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は周波数変換器によシ制御される交流電動機の電
圧検出方法に関する。

〔発明の背景〕

ＰＷＭインバータなどの周波数変換器によって誘導電動
機や同期電動機を駆動することは広く採用されている。

周波数変換器によって交流電動機を駆動する際、交流電
動機の電動機電圧（端子電圧、誘導起電力）の基本波成
分の大きさを検出することを必要とすることが多くある
。電動機電圧仝 を所定値に精度亥制御すると変流電動機の制御性を良く
できる。そのためには交流電動機の電動機電圧（基本波
成分）の大きさを高精度で検出することが要求される。

従来、電動機電圧の検出は変圧器などで検出した端子電
圧をダイオード整流回路により全波整流して直流信号と
して取シ出す方法が用いられている。しかし、周波数変
換器はオン、オフ動作を行うものであり、検出電圧に高
調波成分が含まれるため、基本波成分を精度良く検出で
きない。特に、交流電動機の低速時には誘導起電力が小
さいので高調波成分の割合が犬きくなシ、基本波成分の
検出精度が低下する。

このことを解決するには検出した端子電圧をフィルタで
平滑した後にダイオード整流回路によって整流すること
が考えられる。フィルタの時定数を大きくすれば高調波
を除去できる。ところが、端子電圧の周波数は交流電動
機の回転速度によって変化し、フィルタのゲイン特性や
位相特性も変化する。結局、誘導起電力を精度良く検出
することはできない。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは電動機電圧の基本波成分の大きさを精度良
く検出できる交流電動機の電圧検出方法を提供すること
にある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは交流電動機の端子電圧を検
出し、この端子電圧と周波数変換器の出力周波数に同期
した正弦波信号とを乗算し、電動機電圧の大きさを直流
信号として検出するようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、誘導電動機２はＰＷＭインバータ１に
よシ駆動される。ＰＷＭインバータ１は例えばゲートタ
ーンオフサイリスタとダイオードとで構成される。誘導
電動機２の端子電圧ｖａ。

ｖｖ、ｖ、は変圧器１２で検出され相数変換回路１３に
加えられる。相数変換回路１３は３相電圧検出信号ｖ、
、ｖ、、ｖ、を２相の電圧検出信号ｙａ。

Ｖβに変換する。基本波成分検出回路１４Ａ。

１４Ｂは電圧検出信号Ｖａ、Ｖβと発振器６の２相正弦
波信号を人力し基本波電圧ｅの２構成分’ｌｌ’ｄ＋ｅ
、を演算する。基本波電圧検出回路１５は電圧成分ｅａ
、ｅ、によシ基本波電圧ｅの大きさに比例した基本波電
圧検出信号（直流信号）■を検出する。周波数指令回路
３はインバータｌの出力周波数を指令する周波数指令信
号ωｔを電圧指令回路４と発振器６に加える。電圧指令
回路４は周波数指令信号ωｒに比例した電圧指令信号Ｖ
率を出力する。また、発振器６は周波数指令信号ωｒに
比例した周波数で９０°位相差の２相正弦波信号ｐｂ（
ｓｉｎωｆｔ）、　ｐｍ　（ｃｏｓｃｕｒｔ）を発生す
る。ＩＣ電圧偏差増幅器は電圧指令信号ｖ中と電圧検出
信号Ｖを人力し、両者の偏差に比例した電圧制御信号Ｖ
＊を出力する。座標変換回路７は電圧制御信号ｖ１と２
相正弦波信号５ＩＩＩｃｕｔｔ、ｃＯ５ｃｕｒｔノソレ
ソれと乗算した２相の電圧指令パターン信号Ｖ％Ｉ。

ｖ’ｌｓを発生し相数変換回路８に人力する。相数変換
回路８は電圧指令パターン信号Ｖ％、　ｖＭに基づいて
３相の電圧指令パターン信号ｖｇ、　ＶＴｒ、　ｖ斉を
出力する。比較器ｌＯは電圧指令パターン信号ｖｌ）と
搬送波信号発生器９の搬送波信号を比較し、インバータ
１のスイッチング素子をオン、オフ制御するためのＰＷ
Ｍ信号を出力する。ゲート回路１１はＰＷＭ信号に応じ
てスイッチング素子にゲート信号を供給する。１６はロ
ーパスフィルタである。

なお、比較器１０とゲート回路１１はＵ相分のみを示し
、■相分とＷ相分については図示を省略しである。

第２図に発振器６、相数変換回路１３および基本波成分
検出回路１４Ａ、１４Ｂの一例詳細構成図を示す。

第２図において、発振器６は周波数指令信号ωｆに比例
する周波数のパルス信号を出力する電圧−周波数変換器
（Ｖ／Ｆ変換器）２０、パルス信号をカウントするアッ
プダウンカウンタ２１およびＲＯＭ２２．２３から構成
される。相数変換回路１３は端子電圧検出信号ｖ１を電
圧検出信号ｖａとして直接出力すると共に端子電圧検出
信号ｖｖ　ｅ　Ｖ　ｖを加算器２４でベクトル加算して
電圧検出信号Ｖβとして出力する。基本波成分検出回路
１４ＡはＤ／Ａ変換器２５．２６と加算器２７により構
成され、また基本波成分検出回路１４ＢはＤ／Ａ変換器
２８．２９と加算器３０によ多構成される。

次に動作を説明する。

電圧指令回路４は周波数指令信号ωｔに比例した電圧指
令信号Ｖ＊を出力し電圧偏差増幅器５に図示の極性で加
える。電圧偏差増幅器５は電圧指令信号７本と後述する
ようにして検出される電圧検出信号Ｖを比較し、両者の
偏差に比例した眠圧制御信号ｖ率を出力する。

一方、発振器６は次のようにして２相の正弦波信号Ｐａ
ｓ　ｐｂを発生する。

Ｖ／Ｆ変換器２０は周波数指令信号ωｔに比例した周波
数のパルス信号を発生する。カウンタ２１は誘導電動機
２が正転のときアップカウントし逆転のときダウンカウ
ントする。カウンタ２１のカウント方向は周波数指令信
号ωｒの極性によって切換えられる。カウンタ２１はパ
ルス信号を計数するがオーバー７０−するとリセットさ
れたことと等価になシ、カウント値が零になる。カウン
ト値が零（カウンタ出力が全部６０”レベル）のときを
電気角の０６とし、カウンタ出力が総て″″ＩＨＩＨレ
ベルを電気角の３６０°に対応させる。ＲＯＭ２２には
余弦特性が記憶されておシ、ＲＯＭ２３には正弦特性が
記憶されている。カウンタ２１のカウント直を電気角の
０°〜３６０゜に対応させているので、ＲＯＭ２２．２
３はカウント値をアドレス信号として該当アドレスのデ
ータｐ−＋　ｐｂを出力する。Ｖ／Ｆ変換器２０のパル
ス周波数が周波数指令信号ｗｒに比例して変化するので
、ＲＯＭ２２，２３の出力ｐｍｔ　ｐｂも周波数指令信
号ωｔに比例して変わることになる。

したがって、ＲＯＭ２２．２３からは次式のような正弦
波信号ｐａ＋　ｐｂが得られる。

ｐＨ＝ｃｏｓｃｕｆ　ｔ ｐ　ｂ　＝　ｓｉｎ　Ｃｕｆ　ｔ　　　　　　　　・・
・・・・・・・（１１座標変換回路７、電圧指令信号Ｖ
＊及び発振器６の出力信号ｐａｍｐｂに基づいて次式の
演算を行い、２相の電圧指令パターン信号ｖ：、ｖｌを
出力する。

ｖａ　　＝−ｖ＊５ｉｎｔｕデ　ｔ ｖｉ＝ｖ”ｃｏｓω７１　　　　　−・・・−・・Φ・
（２）相数変換回路８は２相信号ｖ：、ｖｉからＵ。

ｖ、Ｗ各相の電圧指令パターン信号Ｖも〜ｖＩ＝を次式
に従い求める。

のように表わされる。

ｖｙ＊＝−ｖ本５ｉｎ（ｕｌ”ｔ ■”　”　　’　”　５１（１（Ｃｕ　ｔ−一π）ｙｗ
＊＝−ｖ”ｓｉｎ　（ωτ＋−π）　　　　　−・−・
・−＋４１相数変換回路８から得られるＵ相の電圧指令
パターン信号Ｖ：と信号発生器９の搬送波信号とを比較
器１０で比較しＰＷＭ信号を得る。■相とＷ相について
も図示しない比較器によってＰＷＭ信号を得る。このよ
うにして得た各相のＰＷＭ信号によってＰＷＭインバー
タ１のスイッチング素子をオン、オフ制御することによ
り、インバータ１の各相電圧の基本渡分は電圧指令パタ
ーン信号ｖ：　ＨＶＺ　ｐ　ｖ：に一致するように制御
される。その結果、誘導電動機２の１次周波数は周波数
指令信号ωｒに一致するように制御される。

さて、以上のようにしてＰＷＭインバータ１を制御して
誘導電動機２を駆動するのであるが、電動機電圧の基本
波成分は次のようにして検出される。

変圧器１２で検出した各相電圧”　＃　ｖＩＴ　ｙ　Ｖ
ｗは相数変換回路１３に人力される。相数変換回路１３
は電圧ｖ１を電圧検出信号ｖａとして出力し、また電圧
ｖ７とｖ、を加算器２４でベクトル加算して電圧検出信
号Ｖβを出力する。電圧検出信号ｖａ、ｖβは次式のよ
うになる。

■α＝ｖ１１ Ｖβ＝−（ｖ、　−ｖ、、　）　　　　　＝−（５）Ｖ
丁 電圧検出信号ｙｔは基本波成分検出回路１４Ａ。

１４ＢのＤ／Ａ変換器２５．２８に基準入力信号として
加えられ、また、電圧検出信号■βはＤ／Ａ変換器２６
．２９に基準入力信号として加えられる。Ｄ／Ａ変換器
２５，２６，２８．２９は発振器６の正弦波信号ｐ、あ
るいはｐｂをアナログ信号に変換するが、その出力の最
大値が基準人力信号によって決まる掛算器方式のもので
ある。Ｄ／Ａ変換ａ２ｓ、２６．２８．２９は電圧検出
信号ｖａあるいはＶβと正弦波信号ｐ、あるいはｐｂを
乗算して次式の関係の出力ｐ、〜ｐ、を生じる。

ｐｍ＝ｐ、・ｖＬｘ＝ｖａｃＯ５ｃｌＪｒｔｐａ　＝ｐ
ｂ　　暢Ｖｆｉ＝Ｖβ５ｉｎｃｕ７ｔｐｅ　”　ｐｂ　
’　Ｖ　’　＝　Ｖ　”５Ｌｌｌωｆｔｐ　ｔ　”　ｐ
　ｍ　’　Ｖβ＝ｙ　ｐｃｏｓｃｕｆｔ　　　　　＝ｆ
６）Ｄ／Ａ変換器２５．２６の出力信号ｐ−＋　ｐａは
加算器２７において図示の極性で加算され、また、Ｄ／
Ａ変換器２８．２９の出力信号ｐｍ＋ｐｔは加算器３０
において図示の極性で加算される。

加算器２７．３０の出力が基本波成分検出回路１４Ａ、
１４Ｂの基本波電圧成分検出信号ｅｄ。

ｅ、となる。

基本波成分検出回路１４Ａ、１４Ｂの検出信号ｅｄ、ｅ
、は次式で表わされる。

電圧成分検出信号ｅｄ、ｅｑは電圧検出回路１５に加え
られ、次式に従い電動機電圧の基本渡分の大きさが検出
される。

ｅ＝Ｖ−■〒石Ｔ　　　　　・・・・・・・・・（８）
（８）式の直流信号ｅか電圧検出信号Ｖとしてローパス
フィルタ１６を介して電圧偏差増幅器５に帰還される。

このようにして電動＋ｉ＆電圧を検出するのであるが、
基本波成分を高精度に検出できる理由を次に説明する。

電動機電圧Ｖは次式にて表わされる。

ｖ　＝　ＡＨｓｉｎω１　ｔ＋Σ　Ａ＋＋ｓｉｎ　　（
ｎｃｕｌ　ｔ−Ｑ＋ｎ　　）　　　　・・−−−・−−
−（７）ここにＡＩ　＝基本波成分の振巾値 ωｌ　：基本波成分の角周波数 Ａ、：高調波成分の振巾値 ψ勤　：高調波成分の位相 ｎ　：高調波次数 さて、基本波成分検出回路１４Ａ、１４Ｂの検出信号ｅ
４．ｅ、は（７）式よシ次式のように表わされる。

ｅａ　＝ｖａａｒｓｃ４　ｔ＋ｖ　ｆｉｓｉｎωｆｔｅ
ｑ　　＝ｖ’（−ｓｉｎｃｕｆｔ）＋ｖｆｉｃｏｓｃｕ
ｆｔ　　　　　、、、、、、、、、（１（ｙ）インバー
ターの出力周波数が発振器６の発振周波数と一致してお
ればωｔ＝ω１となるので、ｃ９）式を０９式に代入し
て整理すると次式のようになる。

ｅａ＝−Ａｌｓｉｎω１ｉｃＯ３ω１　ｔ＋ΣＡｍ５ｉ
ｎ（ｎω１　ｔ＋９）、）ＣＯ５ｃｌＪ１　ｔ−）−Ａ
ｔＣＯ５ωｔ　ｔ　５ｉｌｌ（ｔｌｌ　ｔ＋ΣＡｍ　ｓ
ｉｎ　（ｎ　ｃｕ１ｔ＋ψ、＋ｎ　−）ｓｉｎｃｑ　ｔ
ｅｑ　　＝Ａ１ｓｉｎ”１　　ｔ　＋ΣＡｌｌ　５Ｌｌ
ｌ　（ｎ　（ｔｌｌ　ｔ＋ψｍ　）　Ｓｉｎ　”１１十
ＡｌＣＯ３”ωｌｔ＋ΣＡ＋＋　ｓｌｎ　（ｎ　（１７
１ｔ　＋　９ｍ　＋　ｎ−沖Ｓωｌｔ・・…・…（／／
］ 基本波成分についてみると、検出信号ｅａは零であるが
検出信号ｅ、は ｅ　Ｑ　　＝ＡＩ　　（ｓｉｎ′ω　ｔ　−）−ｃｏｓ
”　ｔｏｌ　リ＝Ａ１　　　　　　　−−−参・・　・
争・　（／２）となり、基本波成分の大きさを直流信号
として検出できる。

（７２）式の検出信号ｅ、には（７９式に示す如く高調
渡分も含まれているがローパスフィルタ１６によシ除去
することによシミ圧側差増幅器５には電動機電圧Ｖの基
本波成分に比例した大きさの電圧検出信号Ｖが帰還され
る。なお、電圧偏差増幅器５が積分動作を行うものであ
ればローパスフィルタ１６を省略できる。

このように、誘導電動機２の回転速度が変化しでも電動
機′電圧の基本渡分の大きさを高精度で検出できる。

ところで、第１図において検出信号ｅｄ、ｅｑを求め電
圧検出回路１５でｔＤ式の演鼻を行うようにしたのは発
振器６の正弦波信号ｐｂと電動機電圧ｖ、に位相差ψ１
　（基本波の位相差）がある場合でも基本波の大きさを
精度良く検出するためである。

電動機螺圧ｖ、、ｖア、ｖＷの基本波に位相差ψｌがあ
ると、検出信号ｅｄ、ｅ、の基本波は次式のように表わ
される。

ｅａ　：ＡＩ　［ｓｉｎ　（ｌｚ＋ψ１））　（ＣＯ３
ωｆ’　ｔ）十ＡＩ　ＣｅＯ２（ωｌ　１＋ψｓ　　）
）（−ｓｉｎωｈ）、、、　川（）３ノｅｑ＝ＡＩ〔５
１ｎ（ｃＩＪｌｔ＋ψｔ　））　（ｓｚｎωｉｔ）＋　
Ａｌ［ｃｏｓ　（’ｕｌｔ−４４＋ｌ）　〕（ＣｅＯ５
４ｔ）”１団４’り式の検出信号ｅ、１を加法定理を用
いて整理すると次のようになる。

ｅ　ａ　＝　ＡＩ　（−ｃｏｓ”ω１　ｔｓｉｎψＩ　
　５ｉｌｌ　”１　ｊｓｌ［１９’ｌ　）＝　Ａ１　ｓ
ｉｎψ１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　＋＋−…＋＋−（／ｌ）同様に検出信号ｅ、に
ついても加法定理を用いて整理すると次式のようになる
。

６　、＝＝　Ａ　Ｉ　ＣＯ５９＋１　　　　　　　・”
　・旧”　（／ａ）（／り、ｕＡ）式に示すような検出
信号ｅ　ｄ、　ｅ　ｑを電圧検出回路１５で（２）式の
演算を行うことによって信号ｅは基本波の振幅ＡＩに比
例した大きさとなる。

このように、第１図の実施例では発振器の正弦波信号ｐ
ｂと電動機電圧ｖ１に位相差ψｌがあっても基本波成分
の大きさを高精度で検出できる。

第３図に本発明の他の実施例を示す。

第３図は正弦波の電流指令パターン信号に比例してイン
バータの出力電流を制御する、いわゆる電流制御形イン
バータで訪導電動機を駆動するものに本発明を適用した
例である。

第３図において第１図と同一記号のものは相当物でおる
ので説明を省略する。１７は電動機の励磁電流（無負荷
″電流）の指令信号ｉ：を出力する励磁電流指令回路、
１８は励磁電流指令信号ｔＳと電圧偏差増幅器５から得
られるトルク電流指令信号ｔｔ及び発振器６の出力信号
ｐ・＋ｐｂに基づいて２相交流の電流指令パターン信号
１゜ｉｊ：を出力する座標変換回路、１９は電流指令パ
ターン信号ｉ１．ｉｉから３相の電流指令パターン信号
１：　、ｔ？　ｙ　　ｔ：を出力する相数変換回路、３
１はインバータ１の出力電流（瞬時値）ｉ５を検出する
電流検出器、３２はＵ相の電流指令ノ（ターン信号１”
と電流検出信号へを比較し、インバータ１のスイッチン
グ素子をオン、オフ制御するためのＰＷＭ信号を出力す
るヒステリシス特性を有する比較器、３３は各基本波成
分検出回路１４Ａ、１４Ｂの出力信号ｅ４．ｅ、及び電
流指令パターン信号ＩＬＩＳに基づいて電動機電圧Ｖの
基本波分を検出する基本波電圧検出回路である。なお、
電流検出器３１、比較器３２およびゲート回路１１はＵ
相分のみ示し、■相分およびＷ相分については図示を省
略している。

次に動作を説明する。

座標変換回路１８は電流指令信号ｉ：、ｉｉと発振器６
の出力信号ｃｏｓωｓｔ　（＝ｐ−）及びｓｉｎω１ｔ
（＝ｐｂ　）に基づき次式に従い信号ｉ：、ｉｌを出力
する。

相数変換回路１９は（／り式の２相信号ｉ：、ｉｉを入
力して次式に従い３相の電流指令パターン信号ｊ：＋’
ｊ：Ｉｊ：を出力する。

（／７．ＩＩＣ／Ｊ’／式から電流指令パターン信号ｉ
ｉ〜ｉＳは次式のように表わせる。

ｉ＊　＝　ＩＣＯ５（Ｏ１を千〇） ｉ：＝ｉｃｏｓ（ω１ｔ−−π＋θ） ｉ＠＝ｌｃｏｓ（ω１ｔ＋　−π＋θ　）　　　　　　
　　　　・・・・・・・司ノヅーノここに、■＝ゼ了：
１１１ｉｉ２ θ＝　ｊａｎ　””−〇− １二 電流指令パターン信号ｉｉＪはヒステリシス特性性の比
較器３２＋において電流検出信号ｉ、と比較され、両信
号の偏差が所定値以上となる場合に極性が反転するＰＷ
Ｍ信号が得られる。■相、Ｗ祖においても図示しない比
較器によシ同様にしてＰＷＭ信号が取シ出される。これ
らのＰＷＭ信号に応じてインバータ１のスイッチング素
子をオン、オフ制御することによシインバータ１の各相
出力電流はＬ　ｕ　＋　　ｌ　ｖ　ｐ　　Ｉ　Ｗは電流
指令パターン信号ｉも〜ｔＧに比例するよう制御される
。

一方、電圧検出回路３３は電圧成分検出回路１４Ａ、１
４Ｂの検出信号ｅａ、ｅｑを人力し、（２ｏ）、　（２
θ式に従い電動機電圧Ｖの基本波分ｅ′を検出する。な
お　式の右辺第２項は電動機巻線の漏れインピーダンス
による電圧降下を補償して検出する場合を示し、ている
。

ｅｌ＝Ｖｉ７〒ｅ　／、　ｇ　　　　　　　　………Ｑ
θここに、ｒｌ：１次巻線抵抗 １、　、１≦＝１次及び２次漏れインダクタンス 電圧検出信号Ｖ　（＝ｅ勺は電圧偏差増幅器５に帰還さ
れフィードバックされ、電圧指令信号Ｖ傘と比較される
。基本波電圧実際値Ｖが指令値Ｖ＊よシネ足であれば電
流指令信号ｉｆは増加方向に、逆の場合は減少方向に制
御されるため電動機電圧の基本渡分は電圧指令信号Ｖ率
に比例するように制御される。

このように第３図の実施例においても電動機電圧を高精
度で検出することができる。なお、電動機巻線の漏れイ
ンピーダンスが無視できる程小さければ（２０）式の第
２項の演算はしなくてもよいのは明らかなことである。

次に、第４図に本発明の他の実施例を示す。

第４図は電動機電圧Ｖ、と発振器６の正弦波信号ｐｂが
常に一定位相の関係にある場合に基本渡分の検出を行う
ものである。

電圧検出回路３５は発振器６の正弦波信号ｐｂとＵ相の
電圧検出信号ｖ−＝ｖ、’ｚＤ／Ａ変換器３６で掛算し
極性反転回路３７で極性を反転してローパスフィルタ１
６に加える。電圧検出回路３５からは次式のような検出
信号ｅ！が得られる。

ｅｌ＝　Ａｌ５ｉｎ”　ｃｎ１ｔ＋ΣＡｍ５ｉｎ　（ｎ
ω！ｔ＋ψｍ）（ｓｉｎω１１）・・・・・・・・・（
２２） Ｏｙ）式の右辺第１項の基本渡分について次の加法定理
（ａ）、　（ｂ）を用いて整理すると次式のようになる
。

（ａ）　　５ｉｎ２ω１　ｔ　＋ｃｏｓ”　ｃｕ！ｔ＝
　１（１））　　ＣＱＳ　２　（ｎｌ　ｔ　＝：ｃｏｓ
”　ωｌ　ｔ　　５ｉｌｌ”ω１ｔ（２３）式の右辺第
１項は電動機電圧Ｖ、の基本波の振幅ＡＩに比例した大
きさの直流分でチシ、右辺第２項の２倍周波成分をロー
パスフィルタ１６で除去することによシ基本波電圧の大
きさを直流信号として検出できる。

なお、正弦波信号ｐｂと電動機電圧Ｖ、に一定の位相差
がある場合には検出信号ｅ１の直流分は次式のようにな
る。

Ｉ ｅ　１　＝＝　−ｃｏｓψ１　　　　　　　　”’　”
’　”弓〃位相差ψ１が一定であれば（ｍ式のｃｏｓψ
工は定数とみなせるので、電動機電圧の基本波成分の太
きさを直流信号として高精度で検出可能となる。

次に５第１図、第３図の実施例においては電動機電圧を
２相信号に変換し、発振器６の２札止弦波信号とから基
本波電圧の大きさを求めているが、電動機電圧Ｖ・、■
・、ｖｗと３相の正弦波信号によっても同様に検出でき
る。３相の正弦波信号は発振器６の２相信号を相数変換
することによって容易に得られる。この場合の検出信号
ｅ２は次式のよ、うになる。

ｅ２＝ｖ。（−ｓｉｎ（ｃ＋７　ｔ）＋ｖ、　（−ｓｉ
ｎ（ωｌｔ　−”−ｙｒ　）　：）（２り式の検出信号
ｅ２は第１図の検出信号ｅ、に相当する。

３相の正弦波信号と′醒動機篭圧ｖ、、ｖ、、ｖ＋。

の基本波との位相差ψ１が変化する場合には次式のよう
にすれば位相差ψｌが変化しても電動機電圧の基本渡分
に比例した検出信号ｅ３を得ることができる。

ｅ３　二０２　＋ｖｏ　（ｃＯ”’　ω１”　ｔ　）　
＋　Ｖ　ｙ　（ｃｏＳ　（ωｆｔ　　ａ　）　）＋　ｙ
、、　（ｃｏｓ　（ω７ｔ＋−π〕　　　　　　　　・
働−・、−・−ｔ２１）（２９式および０９式の演算は
上述の実施例に基づき容易に実現できること明らかであ
る。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば交流電動機の回転速
度が変化しても電動機電圧の基本波成分の大きさを直流
信号として高精度に検出できる。

その結果として交流電動機の制御性の向上が図れる。

なお、上述の実施例は誘導電動機の電動機電圧を検出す
るものを示したが、同期電動機であっても同様に検出で
きるのは明らかであろう。

また、上述の実施例はアナログ構成のものを示したが、
マイクロプロセッサなどを用いてディジタル構成にして
も本発明を採用できるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図における要部の詳細回路図、第３図。 第４図はそれぞれ本発明の実施例を示す構成図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、周波数変換器によって駆動される交流電動機の端子
   電圧を検出し、この端子電圧と前記周波数変換器の出力
   周波数に同期した正弦波信号とを乗算して前記又流電動
   機の電圧を直流信号として検出することを特徴とする交
   流電動機の電圧検出方法。