JPS58130772A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
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- JPS58130772A JPS58130772A JP1069382A JP1069382A JPS58130772A JP S58130772 A JPS58130772 A JP S58130772A JP 1069382 A JP1069382 A JP 1069382A JP 1069382 A JP1069382 A JP 1069382A JP S58130772 A JPS58130772 A JP S58130772A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、出力自流電圧を安定化（た直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するもの
である。
ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するもの
である。
従来のスイッチングレギュンータＣＬ１スイッチング素
子のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を
安定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記
方式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が急峻に変化する期間が存在するため、スイッチ
ング損失が大きく、不要輻射雑も大きいことである。そ
のため、上記スイッチングレギーレータを音響機器用電
源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音を大きく減
衰させるためのフィルタを挿入し、さらに、完全密閉し
たシールドを施す等の雑音対策を必要とするために、コ
ストアップ、信頼性の低下等の問題を有する。
子のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を
安定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記
方式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が急峻に変化する期間が存在するため、スイッチ
ング損失が大きく、不要輻射雑も大きいことである。そ
のため、上記スイッチングレギーレータを音響機器用電
源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音を大きく減
衰させるためのフィルタを挿入し、さらに、完全密閉し
たシールドを施す等の雑音対策を必要とするために、コ
ストアップ、信頼性の低下等の問題を有する。
上記欠点を解決する一手段として、コンデンサとコイル
で構成された直列共振回路を利用した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータが提案されている。
で構成された直列共振回路を利用した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータが提案されている。
この直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列共振回路
により、スイッチング素子の導通時の電流波形が正弦波
状となり、上記スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が零で交差する。そのため、スイッチング損失お
よび不要輻射雑音が著しく減少する特徴をもつ。しかし
ながら、上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入出
力変動に対し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安
定化させるための制御が困難でありた。
により、スイッチング素子の導通時の電流波形が正弦波
状となり、上記スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が零で交差する。そのため、スイッチング損失お
よび不要輻射雑音が著しく減少する特徴をもつ。しかし
ながら、上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入出
力変動に対し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安
定化させるための制御が困難でありた。
上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータについて、その回路構成および動作
について説明する。
Ｃ−ＤＣコンバータについて、その回路構成および動作
について説明する。
第１図は、従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンノく一夕の
基本回路構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ
）はその動作波形図である。第１図において、直列に接
続された２つの入力直流電源１，２の両端子間にくオン
・オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば、トラン
ジスタ、サイリスタ等）３，４を１ｈ列に接続し、上記
入力直流電源１，２とスイッチング素子３，４の中間の
間に、直列に接続された共振用コンデンサ７、変換トラ
ンス６の１次巻線５ａを接続している。また、変換トラ
ンス６の２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑コン
デンサ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１０を
接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変換トラ
ンス５の実効もれインダクタンスで構成された直列共振
回路に流れる共振電流を＾、共振用コンデンサ７の充電
電圧をｖｏとする。第２図（、） 、 （ｂ） 。
基本回路構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ
）はその動作波形図である。第１図において、直列に接
続された２つの入力直流電源１，２の両端子間にくオン
・オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば、トラン
ジスタ、サイリスタ等）３，４を１ｈ列に接続し、上記
入力直流電源１，２とスイッチング素子３，４の中間の
間に、直列に接続された共振用コンデンサ７、変換トラ
ンス６の１次巻線５ａを接続している。また、変換トラ
ンス６の２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑コン
デンサ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１０を
接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変換トラ
ンス５の実効もれインダクタンスで構成された直列共振
回路に流れる共振電流を＾、共振用コンデンサ７の充電
電圧をｖｏとする。第２図（、） 、 （ｂ） 。
（Ｃ）にスイッチング素子３，４のオン・オフ状態と、
上記共振電流り、充電電圧Ｖ。の動作波形図を示す。
上記共振電流り、充電電圧Ｖ。の動作波形図を示す。
第２図において、時刻ｔ１でスイッチング素子３がオン
し、共振電流りは時刻ｔ１から時刻ｔ２間に、共振用コ
ンデンサ７のキャパシタンスと前記実効もれインダクタ
ンスにより周期が決まる正弦波状の電流となる。上記期
間に、充電電圧Ｖ。は、初期充電電圧−ｖｃｌから共振
電流りによりＶ。１となる。
し、共振電流りは時刻ｔ１から時刻ｔ２間に、共振用コ
ンデンサ７のキャパシタンスと前記実効もれインダクタ
ンスにより周期が決まる正弦波状の電流となる。上記期
間に、充電電圧Ｖ。は、初期充電電圧−ｖｃｌから共振
電流りによりＶ。１となる。
次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子３がオフと
なる。時刻ｔ２≦ｔｉｔ。の間は、スイッチング素子３
，４共にオフであるため、共振電流りは零となり、共振
用コンデンサ７の充電電圧Ｖ。１も放電経路がないため
一定のままである。時刻ｔ３で、スイッチング素子４が
オンになると、時刻ｔ１≦ｔ≦ｔ３の間の動作波形と正
負逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング素子ｊ
がオンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振電流
ｔは、変換トランス６を介して２次側へ伝達され、整流
・平滑後、所定の出力直流電圧とし７て負荷１ｏに供給
される。
なる。時刻ｔ２≦ｔｉｔ。の間は、スイッチング素子３
，４共にオフであるため、共振電流りは零となり、共振
用コンデンサ７の充電電圧Ｖ。１も放電経路がないため
一定のままである。時刻ｔ３で、スイッチング素子４が
オンになると、時刻ｔ１≦ｔ≦ｔ３の間の動作波形と正
負逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング素子ｊ
がオンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振電流
ｔは、変換トランス６を介して２次側へ伝達され、整流
・平滑後、所定の出力直流電圧とし７て負荷１ｏに供給
される。
以上が従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンノ（−タの回路
構成および動作であ私、上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキ
ャパシタンス値を制御することと、スイッチング素子３
，４が共にオフ状態の期間、つまりスイッチング周波数
を制御することが提案されている。しかし、いずれの場
合も、共振電流りの電流量が変わらないため、制御が困
難でありた。
構成および動作であ私、上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキ
ャパシタンス値を制御することと、スイッチング素子３
，４が共にオフ状態の期間、つまりスイッチング周波数
を制御することが提案されている。しかし、いずれの場
合も、共振電流りの電流量が変わらないため、制御が困
難でありた。
本発明は、上記の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンノく一夕を
、共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に
対して出力直流′電圧を安定化するようにした定電圧電
源装置を提供しようとするものである。
、共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に
対して出力直流′電圧を安定化するようにした定電圧電
源装置を提供しようとするものである。
以下、本発明について説明するが、その前に本発明で使
用する可変インダクタンス機能を有する制御トランスに
ついて説明する。第３図はその一例を示す概略構成図、
第４図はその特性図、第６図はその等何曲な記号を表わ
した図である。第３図において、Ｅ形コアとＩ形コアの
組合せ体、または２つのＥ形コアの組合せ体の両脚のそ
れぞれに交流巻線Ｎａ 、Ｎｂ 、Ｎｃ 、Ｎｄ を設
け、中央脚には直流巻線Ｎｏを設け、直流巻線Ｎｅの制
御素子Ｅ、Ｆ間には直流電流源Ｉが接続されている。ま
た、Ａ。
用する可変インダクタンス機能を有する制御トランスに
ついて説明する。第３図はその一例を示す概略構成図、
第４図はその特性図、第６図はその等何曲な記号を表わ
した図である。第３図において、Ｅ形コアとＩ形コアの
組合せ体、または２つのＥ形コアの組合せ体の両脚のそ
れぞれに交流巻線Ｎａ 、Ｎｂ 、Ｎｃ 、Ｎｄ を設
け、中央脚には直流巻線Ｎｏを設け、直流巻線Ｎｅの制
御素子Ｅ、Ｆ間には直流電流源Ｉが接続されている。ま
た、Ａ。
Ｂは入力端子、Ｃ，Ｄは出力端子である。上記交流巻線
Ｎａ 、Ｎｂは第１の巻線を構成すべく直列に接続され
、入力端子Ａ、Ｂからの交流電流により中央脚に誘導さ
れる磁束が相殺されをような巻き方とする。つまり、交
流巻線Ｎａ、Ｎｂ より誘導される磁束φ２．φムが
等しい状態である。さらに、交流巻線Ｎｃ 、 Ｎｄは
第２の巻線を構成すべく直列接続されて出力端子Ｃ，Ｄ
に接続されており、交流巻線Ｎａ、Ｎｂに対して成る一
定の巻数比にて形成されている。
Ｎａ 、Ｎｂは第１の巻線を構成すべく直列に接続され
、入力端子Ａ、Ｂからの交流電流により中央脚に誘導さ
れる磁束が相殺されをような巻き方とする。つまり、交
流巻線Ｎａ、Ｎｂ より誘導される磁束φ２．φムが
等しい状態である。さらに、交流巻線Ｎｃ 、 Ｎｄは
第２の巻線を構成すべく直列接続されて出力端子Ｃ，Ｄ
に接続されており、交流巻線Ｎａ、Ｎｂに対して成る一
定の巻数比にて形成されている。
ここで、直流電源Ｉから直流電源を流すことにより磁束
φ１が直流巻線Ｎｅに発生し、入力端子Ａ、Ｂ間のイン
ダクタンスが変化する。直流電流による入力端子Ａ、Ｂ
間のインダクタンスの変化を第４図に示す。よって、制
御端子Ｅ、Ｆ間にｌｊえる直流電流により、入力端子Ａ
、Ｂ間のインダクタンスを減少方向に制御すること力１
丁能となる。以上述べた制御トランスの等何曲々記号を
第６図に示し、以下、これを使用した本発明の実施例に
ついて第６図以後の図面を参照して説明する。第６図は
本発明の第１の実施例の回路構成図で、第１図で説明し
たものと同様の機能を有するものは同一の符号を付して
いる。捷だ、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）
。
φ１が直流巻線Ｎｅに発生し、入力端子Ａ、Ｂ間のイン
ダクタンスが変化する。直流電流による入力端子Ａ、Ｂ
間のインダクタンスの変化を第４図に示す。よって、制
御端子Ｅ、Ｆ間にｌｊえる直流電流により、入力端子Ａ
、Ｂ間のインダクタンスを減少方向に制御すること力１
丁能となる。以上述べた制御トランスの等何曲々記号を
第６図に示し、以下、これを使用した本発明の実施例に
ついて第６図以後の図面を参照して説明する。第６図は
本発明の第１の実施例の回路構成図で、第１図で説明し
たものと同様の機能を有するものは同一の符号を付して
いる。捷だ、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）
。
（ｄ） 、 （ｅ） 、 （ｆ）は第６図における動作
波形図である。
波形図である。
第６図において、１１は第３図に例示しだごとき制御ト
ランス、１２は整流回路、１３は比較回路、１４は直流
電流制御回路、１６は振り分は回路である。上記制御ト
ランス１１の入力端子Ａ。
ランス、１２は整流回路、１３は比較回路、１４は直流
電流制御回路、１６は振り分は回路である。上記制御ト
ランス１１の入力端子Ａ。
Ｂは共振用コンデンサ７の両端に、出力端子Ｃ２Ｄは整
流回路１２の入力側に、制御端子Ｅ、Ｆは直流電流制御
回路１４の出力側に接続されている。
流回路１２の入力側に、制御端子Ｅ、Ｆは直流電流制御
回路１４の出力側に接続されている。
また、整流回路１２の出力側は入力直流、電源２に接続
されている。比較回路１３は、その入力端子に与えられ
る出力端子ａ、ｂの直流出力電圧と。
されている。比較回路１３は、その入力端子に与えられ
る出力端子ａ、ｂの直流出力電圧と。
予め定められた基準電圧Ｅ８の値を比較しへその差信号
を直流電流制御回路１４と振り分は回路１６に供給する
。直流電流制御回路１４は、比較回路１３からの出力信
号に応じた直流電流を制御トランス１１の制御端子Ｅ、
Ｆに供給することにより。
を直流電流制御回路１４と振り分は回路１６に供給する
。直流電流制御回路１４は、比較回路１３からの出力信
号に応じた直流電流を制御トランス１１の制御端子Ｅ、
Ｆに供給することにより。
制御トランス１１の入力端子Ａ、Ｂ間（第１の巻線）の
インダクタンスを変化させる第１の制御手段を構成して
いる。また、振り分は回路１６は。
インダクタンスを変化させる第１の制御手段を構成して
いる。また、振り分は回路１６は。
上記比較回路１３からの出方信号に応じた周波数変調さ
れたパルス列を発生し、これをスイッチング素子３，４
に振り分けて供給して交互にオン。
れたパルス列を発生し、これをスイッチング素子３，４
に振り分けて供給して交互にオン。
オフさせる第２の制御手段を構成している。
次に、この第６図の実施例の動作原理について第７図を
参照して説明する。ただし、従来例と重複する説明につ
いては省略する。共振回路に流れる共振電流りの周期は
、変換トランス６の実効もれインダクタンスと共振用コ
ンデンサ７および制御トランス１１の入力端子Ａ、Ｂ間
のインダクタンスにより決定される。また、制御トラン
ス１１の入力端子Ａ、Ｂ間に流れる制御電流２Ｌ１は連
続した正弦波となり、共振電流−に同期する０共振コン
デンサ７の充電電圧は、共振電流ふと制御電流ＡＬ１の
和に比例して増加する。−］二屈伏態が、スイッチング
素子３がオンとなる時刻ｔ１から時刻ｔ：ｌである。時
刻ｔｊにおいて、制御トランス１１の出力端子Ｃ，Ｄに
誘起される電圧が入力直流電源２の電圧よりも高くなり
、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギーは、
制御トランス１１を介してＤＣ−ＤＣコンバータの人力
直流電源２に放電エネルギーとして伝えられる。この状
態が時刻ｔ′から時刻ｔ６である。また、上記期間に流
れる制御トランス１１の出力電流ｉＬ２は正弦波となり
、その周期は共振用コンデンサ７のキャパシタンスと制
御トランス１１のインダクタンスにより決定される。上
記現象の結果、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ。は制
御トランス１１の出力電流ＬＬ２が流れることでｖｃ４
（時刻ｔ′２時）壕で低下し、次のスイッチング素子４
がオンとなる時刻ｔ３ｔで、制御電流ＬＬ１によりＶ。
参照して説明する。ただし、従来例と重複する説明につ
いては省略する。共振回路に流れる共振電流りの周期は
、変換トランス６の実効もれインダクタンスと共振用コ
ンデンサ７および制御トランス１１の入力端子Ａ、Ｂ間
のインダクタンスにより決定される。また、制御トラン
ス１１の入力端子Ａ、Ｂ間に流れる制御電流２Ｌ１は連
続した正弦波となり、共振電流−に同期する０共振コン
デンサ７の充電電圧は、共振電流ふと制御電流ＡＬ１の
和に比例して増加する。−］二屈伏態が、スイッチング
素子３がオンとなる時刻ｔ１から時刻ｔ：ｌである。時
刻ｔｊにおいて、制御トランス１１の出力端子Ｃ，Ｄに
誘起される電圧が入力直流電源２の電圧よりも高くなり
、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギーは、
制御トランス１１を介してＤＣ−ＤＣコンバータの人力
直流電源２に放電エネルギーとして伝えられる。この状
態が時刻ｔ′から時刻ｔ６である。また、上記期間に流
れる制御トランス１１の出力電流ｉＬ２は正弦波となり
、その周期は共振用コンデンサ７のキャパシタンスと制
御トランス１１のインダクタンスにより決定される。上
記現象の結果、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ。は制
御トランス１１の出力電流ＬＬ２が流れることでｖｃ４
（時刻ｔ′２時）壕で低下し、次のスイッチング素子４
がオンとなる時刻ｔ３ｔで、制御電流ＬＬ１によりＶ。
２壕で低下する。以下、時刻ｔ３から時刻ｔ６まで現象
として正負逆となり、時刻ｔ６でスイッチング素子３が
オンとなると、以降全く同一の波形となり、同様の現象
を繰返す。
として正負逆となり、時刻ｔ６でスイッチング素子３が
オンとなると、以降全く同一の波形となり、同様の現象
を繰返す。
また、共振電流−の電流量を決定する要因は、共振用コ
ンデンサ７の初期充電電圧Ｖ。であるため、初期充電電
圧の値を変えることにより、変換トランス５を介して２
次側に伝達される電流量が変化し、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力端子ａ、ｂに供給されるエネルギーを制御する
ことが出来る。初期充電電圧Ｖ。は、第７図における時
刻ｔ１の−ｖｏ２と時刻ｔのＶ である。上記初期充電
電圧（−Ｖｏ２３ ｃ２ 、ｖＣ２）は、前述のように制御トランス１１の出力電
流”Ｌ２に関係し、また、制御トランス１１の出力電流
ＬＬ２の電流量は、制御電流ＬＬ１にも関係する。よっ
て、出力直流電圧を変えるには、制御電流ＬＬ１の電流
量を変えるように制御すればよいことになる。つまり、
制御電流ＡＬ１の電流量は。
ンデンサ７の初期充電電圧Ｖ。であるため、初期充電電
圧の値を変えることにより、変換トランス５を介して２
次側に伝達される電流量が変化し、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力端子ａ、ｂに供給されるエネルギーを制御する
ことが出来る。初期充電電圧Ｖ。は、第７図における時
刻ｔ１の−ｖｏ２と時刻ｔのＶ である。上記初期充電
電圧（−Ｖｏ２３ ｃ２ 、ｖＣ２）は、前述のように制御トランス１１の出力電
流”Ｌ２に関係し、また、制御トランス１１の出力電流
ＬＬ２の電流量は、制御電流ＬＬ１にも関係する。よっ
て、出力直流電圧を変えるには、制御電流ＬＬ１の電流
量を変えるように制御すればよいことになる。つまり、
制御電流ＡＬ１の電流量は。
制御トランス１１の入力端子Ａ、Ｂ間のインダクタンス
に反比例し、スイッチング素子３，４のスイッチング周
波数にも反比例することを利用しているのが本発明であ
る。
に反比例し、スイッチング素子３，４のスイッチング周
波数にも反比例することを利用しているのが本発明であ
る。
第８図に本発明の第２の実施例を、そして第９図にその
動作波形を示す。この実施例においても第６図で説明し
たものと同様の機能を有するものには同一の符号を付し
ている。本実施例は、ダイオード１６．１７を、スイッ
チング素イ３，４の導通方向と反対方向に導通するよう
に、すなわち入力直流電源１，２に対し７逆バイアスさ
れるごとくスイッチング素子３，４に並列に接続するこ
とにより、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネル
ギーを、ダイオード１６または１７を通して入力直流電
源１まだは２へ回生エネルギーとして移動させるように
したものである。以下、その動作について第９図を参照
して説明する。なお、制御トランス１１からの出力電流
ＬＬ２が流れる動作については先述の第６図に示した第
１の実施例と全く同様であるので、ここでの説明は省略
する。
動作波形を示す。この実施例においても第６図で説明し
たものと同様の機能を有するものには同一の符号を付し
ている。本実施例は、ダイオード１６．１７を、スイッ
チング素イ３，４の導通方向と反対方向に導通するよう
に、すなわち入力直流電源１，２に対し７逆バイアスさ
れるごとくスイッチング素子３，４に並列に接続するこ
とにより、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネル
ギーを、ダイオード１６または１７を通して入力直流電
源１まだは２へ回生エネルギーとして移動させるように
したものである。以下、その動作について第９図を参照
して説明する。なお、制御トランス１１からの出力電流
ＬＬ２が流れる動作については先述の第６図に示した第
１の実施例と全く同様であるので、ここでの説明は省略
する。
第９図において、スイッチング素子３がオフする時刻ｔ
２時に、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギ
ーは、共振用コンデンサ７より変換ト−ランス６．ダイ
オード１６を介して入力直流電源１へ回生電流として回
生される。上記現象は、第９図（Ｃ）に示す共振電流す
の波形図の時刻ｔ２から時刻ｖ−の期間である。従って
、共振電流りを決定する共振用コンデンサ７の初期充電
電圧Ｖ。６（時刻１３）は制御トランス１１の出力電流
”Ｌ２と上記回生電流により大きく変化する。以後、ス
イッチング素子４がオンとなる時刻ｔ３から時刻ｔ６の
期間は正負逆の現象を繰返し、さらに、時刻ｔ６でスイ
ッチング素子３がオンとなると、時刻ｔ１からの動作波
形と同様になる。また、制御動作は、第６図の実施例と
全く同様に行なわれる。なお、ダイオード１６．１７の
接続箇所は図示のものに限られるものではなく、スイッ
チング素子３と変換トランス６の１次巻線６ａとの直列
接続回路、スイッチング素子４と変換トランス６の１次
巻線６ａとの直列回路に対して、それぞれ並列に接続し
ても良く、このようにしても同様な作用効果が得られる
。
２時に、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギ
ーは、共振用コンデンサ７より変換ト−ランス６．ダイ
オード１６を介して入力直流電源１へ回生電流として回
生される。上記現象は、第９図（Ｃ）に示す共振電流す
の波形図の時刻ｔ２から時刻ｖ−の期間である。従って
、共振電流りを決定する共振用コンデンサ７の初期充電
電圧Ｖ。６（時刻１３）は制御トランス１１の出力電流
”Ｌ２と上記回生電流により大きく変化する。以後、ス
イッチング素子４がオンとなる時刻ｔ３から時刻ｔ６の
期間は正負逆の現象を繰返し、さらに、時刻ｔ６でスイ
ッチング素子３がオンとなると、時刻ｔ１からの動作波
形と同様になる。また、制御動作は、第６図の実施例と
全く同様に行なわれる。なお、ダイオード１６．１７の
接続箇所は図示のものに限られるものではなく、スイッ
チング素子３と変換トランス６の１次巻線６ａとの直列
接続回路、スイッチング素子４と変換トランス６の１次
巻線６ａとの直列回路に対して、それぞれ並列に接続し
ても良く、このようにしても同様な作用効果が得られる
。
第１０図に本発明の第３の実施例を示す。この第１０図
においても第３図で説明したものと同様の機能を有する
ものには同一の符号を付している。
においても第３図で説明したものと同様の機能を有する
ものには同一の符号を付している。
第１０図において、１８．１９はダイオード、２゜、２
１はそれぞれ上記ダイオード１８．１９に直列に接続さ
れた回生コイルは、変換トランス５の１次巻線６ａとス
イッチング素子？、４の直列接続回路に対して、それぞ
れ並列に接続されている。
１はそれぞれ上記ダイオード１８．１９に直列に接続さ
れた回生コイルは、変換トランス５の１次巻線６ａとス
イッチング素子？、４の直列接続回路に対して、それぞ
れ並列に接続されている。
なお、各ダイオード１８．１９は、スイッチング素子３
，４の導通方向と反対方向に導通するように、すなわち
入力直流電源１，２に対し逆ノくイアスと々るごとく接
続されている。本実施例の動作原理は、第８図に示した
第２の実施例で述べた共振用コンデンサ７からの回生電
流を利用することには変わりはないが、−Ｆ記回生電流
”ｄ１＋”ｄ２が変換トランス６を介さずに、直列に接
続されたダイオードと回生コイル（１８と２０壕だは１
９と２１）を介して入力直流電源１または２へ回生され
るため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力エネルギーとなら
ないことが異なる。さらに、回生コイル２ｏまたは２１
のインダクタンスを変えることで、回生電流Ｌｄ１ ’
ｄ２の周期を任意に変えることもべきる。制御動作は第
６図や第８図の実施例と全く同様である。
，４の導通方向と反対方向に導通するように、すなわち
入力直流電源１，２に対し逆ノくイアスと々るごとく接
続されている。本実施例の動作原理は、第８図に示した
第２の実施例で述べた共振用コンデンサ７からの回生電
流を利用することには変わりはないが、−Ｆ記回生電流
”ｄ１＋”ｄ２が変換トランス６を介さずに、直列に接
続されたダイオードと回生コイル（１８と２０壕だは１
９と２１）を介して入力直流電源１または２へ回生され
るため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力エネルギーとなら
ないことが異なる。さらに、回生コイル２ｏまたは２１
のインダクタンスを変えることで、回生電流Ｌｄ１ ’
ｄ２の周期を任意に変えることもべきる。制御動作は第
６図や第８図の実施例と全く同様である。
以上の本発明の各実施例では、共振用コンデンサ７の充
電エネルギーを、制御トランス１１を用いて一方の入力
直流電源２へ帰還させる構成について説明を行なりたが
、入力直流電源１もしくは、直列に接続された入力直流
電源１と２全体へ帰還しても同様な効果が得られる。さ
らに、前述の本発明の各実施例では、スイッチング素子
を２個使用したハーフブリッジ構成としたが、スイッチ
ング素子を４個使用したフルブリッジ構成の場合も実施
することができ、同様の効果が得られる。また、本発明
における直列共振回路を形成するものとして、共振用コ
ンデンサと変換トランスの実効もれインダクタンスを用
いたが、共振用コンデンサと変換トランスの１次巻線に
直列に共振用コイルを接続し、共振用コイルのインダク
タンスを利用した直列共振回路とすることも可能で、本
発明に含まれることはいうまでもない。
電エネルギーを、制御トランス１１を用いて一方の入力
直流電源２へ帰還させる構成について説明を行なりたが
、入力直流電源１もしくは、直列に接続された入力直流
電源１と２全体へ帰還しても同様な効果が得られる。さ
らに、前述の本発明の各実施例では、スイッチング素子
を２個使用したハーフブリッジ構成としたが、スイッチ
ング素子を４個使用したフルブリッジ構成の場合も実施
することができ、同様の効果が得られる。また、本発明
における直列共振回路を形成するものとして、共振用コ
ンデンサと変換トランスの実効もれインダクタンスを用
いたが、共振用コンデンサと変換トランスの１次巻線に
直列に共振用コイルを接続し、共振用コイルのインダク
タンスを利用した直列共振回路とすることも可能で、本
発明に含まれることはいうまでもない。
以上のように本発明によれば、簡単な回路構成により、
直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの特長を生かしながら
、広範囲の入出力変動に灯して、出力直流電圧を安定化
することができるもので、その工業的価値はきわめて高
いものがある１、
直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの特長を生かしながら
、広範囲の入出力変動に灯して、出力直流電圧を安定化
することができるもので、その工業的価値はきわめて高
いものがある１、
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンノ＜−タの回
路構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）はそ
の動作波形図、第３図は本発明で使用する制御トランス
の構成例を示す概略図、第４図はその特性図、第６図は
その等価記号図、第６図ｉｔ本発明の第１の実施例の回
路構成図、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ） 、
（ｄ） 、 （ｅ） 。 （ｆ）はその動作波形図、第８図ｒ［本発明の第２の実
施例の回路構成図、第９図（ａ） 、 （ｂ） 、 （
ｃ） 、 （ｄ） 、 （ｅ） 。 （ｆ）はその動作波形図、第１０図は本発明の第３の実
施例の回路構成図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、５・・・・・・変換トランス、６ａ
・・・・・・１次巻線、５ｂ・・・・・・２次巻線、７
・・・・・・共振用コンデンサ、８・・・−・・整流回
路、９・−・・イ滑用コンデンサ、１０・・・・・・負
荷、１１・・・・・・制御体クンス、１２・・・・・・
整流回路、１３・・・・・・比較回路、１４・・・・・
・直流電流制御回路、１６φ・・・―・振り分は回路、
１６，１７，１８，１９・＠−・・夕。 イオード、２０，２１・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１１
図 第２図 第３図 Ｊ→ 第６図 確７図 −−□眸閘 第８図 時間（１）
路構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）はそ
の動作波形図、第３図は本発明で使用する制御トランス
の構成例を示す概略図、第４図はその特性図、第６図は
その等価記号図、第６図ｉｔ本発明の第１の実施例の回
路構成図、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ） 、
（ｄ） 、 （ｅ） 。 （ｆ）はその動作波形図、第８図ｒ［本発明の第２の実
施例の回路構成図、第９図（ａ） 、 （ｂ） 、 （
ｃ） 、 （ｄ） 、 （ｅ） 。 （ｆ）はその動作波形図、第１０図は本発明の第３の実
施例の回路構成図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、５・・・・・・変換トランス、６ａ
・・・・・・１次巻線、５ｂ・・・・・・２次巻線、７
・・・・・・共振用コンデンサ、８・・・−・・整流回
路、９・−・・イ滑用コンデンサ、１０・・・・・・負
荷、１１・・・・・・制御体クンス、１２・・・・・・
整流回路、１３・・・・・・比較回路、１４・・・・・
・直流電流制御回路、１６φ・・・―・振り分は回路、
１６，１７，１８，１９・＠−・・夕。 イオード、２０，２１・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１１
図 第２図 第３図 Ｊ→ 第６図 確７図 −−□眸閘 第８図 時間（１）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｏ）入力直流電源に対して、少なくともオン・オフ動作
するスイッチング素子と変換トランスの１次巻線および
共振用コンデンサを含めて成る直列接続回路を接続し、
前記変換トランスの２次巻線に第１の整流回路および平
滑回路を接続して直流出力電圧を出力端子に得るとと〈
゛構成されたｐＣ−ＤＣコンバータと、前記共振用コン
デンサに並列に接続された第１の巻線および出力取出し
用の第２の巻線を有し、かつ供給する電気信号によりて
前記第１の巻線のインダクタンスを変えることのできる
制御トランスと、前記制御トランスの第２の巻線から得
られる信号電圧を整流して前記入力直流電源に供給する
第２の整流回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端
子に得られる直流出力電圧の関数として前記制御トラン
スのインダクタンスを制御する第１の制御手段と、前記
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子に得られる自流出力電
圧の関数として前記スイッチング素子のスイッチング周
波数（または周期）を制御する第２の制御手段を具備し
てなることを特徴とする定電圧電源装置。 ＠）特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイッ
チング素子に並列に前記スイッチング素子の導通方向と
反対方向に導通するように一方向性素子を接続したこと
を特徴とする定電圧電源装置０（３）特許請求の範囲第
（１）項の記載において、コイルと、スイッチング素子
の導通方向と反対方向に導通するような一方向性素子と
が１（４列に接続され＆回路を、スイッチング素−ｒと
変換トランスの１次巻線の直列接続回路に対して並列に
接続したことを特徴とする定電圧電０江装置ｉ”Ｉｏ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1069382A JPS58130772A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1069382A JPS58130772A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58130772A true JPS58130772A (ja) | 1983-08-04 |
| JPS6236470B2 JPS6236470B2 (ja) | 1987-08-07 |
Family
ID=11757358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1069382A Granted JPS58130772A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58130772A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228967A (ja) * | 1987-03-18 | 1988-09-22 | Nippon Chemicon Corp | 共振型スイツチング電源 |
| JP2023525029A (ja) * | 2020-05-08 | 2023-06-14 | レイセオン カンパニー | 能動制御型電力変圧器及びその制御方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102175065B1 (ko) * | 2018-11-30 | 2020-11-05 | 주식회사 포스코 | 무방향성 전기강판 및 그 제조방법 |
-
1982
- 1982-01-26 JP JP1069382A patent/JPS58130772A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63228967A (ja) * | 1987-03-18 | 1988-09-22 | Nippon Chemicon Corp | 共振型スイツチング電源 |
| JP2023525029A (ja) * | 2020-05-08 | 2023-06-14 | レイセオン カンパニー | 能動制御型電力変圧器及びその制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236470B2 (ja) | 1987-08-07 |
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