JPH11504800A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電池（Ｂ）を充電するための自己振動電源回路において、主スイッチングトランジスタ（T1）が感知抵抗（R8）を介して前記主スイッチングトランジスタ（T1）と直列に配設されている逆導電型の第２スイッチングトランジスタ（T2）によりターンオフさる。この形態が主スイッチングトランジスタ（T1）の迅速なスイッチングを許容する。この電源回路は簡単な方法（R7，T4）でターンオン及びターンオフされ得る。その上、変動する電源電圧に対して補償（R4）を、付加的回路(R9，R10)を付勢するために補助電圧（D6，C4）を提供するのが簡単で、その補助電圧は電源回路がターンオフされる場合にも利用できるままである。

Description

【発明の詳細な説明】 電源回路 本発明は入力電圧から負荷を付勢するための電源回路に関するもので、その回 路は、一次巻線と二次巻線とを有する変圧器と；制御電極を有し、第１主電極を 有し、且つ入力電圧へ一次巻線を周期的に接続するために一次巻線へ結合された 第２主電極を有する第１スイッチングトランジスタと；第１スイッチングトラン ジスタの第１主電極へ結合された感知抵抗と；この感知抵抗の両端間の電圧降下 に応答して第１スイッチングトランジスタをターンオフするための手段であって 、第２スイッチングトランジスタを含んでいる手段と；二次巻線へ付勢されるべ き負荷と直列に接続された整流ダイオードと；を具えている。 そのような電源回路は、米国特許明細書第4,684,871 号、特に図３から既知で あり、且つ電池を充電するため及び電気的器具を付勢するために用いられ得る。 そのような電源回路は特に再充電できる電池を具えている電気剃刀に用いるのに 適しており、その場合にはこの電源回路は電池用の充電電流及び剃刀のモータ用 の供給電流とを供給する。この既知の電源回路においては、第１スイッチングト ランジスタがバイポーラトランジスタである。起動抵抗がスイッチングトランジ スタの制御電極すなわちベースへ起動電流を供給し、スイッチングトランジスタ がその結果ターンオンされる。これが変圧器の一次巻線を通る電流となる。この 一次電流が二次巻線に電圧を誘起し、それがコンデンサと抵抗との直列回路を具 えている帰還回路によって第１スイッチングトランジスタのベースへ正センスで 帰還される。これの結果として、第１スイッチングトランジスタが迅速に飽和さ れる。フォワード区間の間第１スイッチングトランジスタがターンオフされるま で一次電流が直線的に増加する。その一次電流は第１スイッチングトランジスタ のエミッタ導線内に配置された感知抵抗を通って流れる。第２トランジスタのベ ース‐エミッタ接合が、感知抵抗の両端間の電圧が所定の値を超えた場合に、第 １スイッチングトランジスタのベースを短絡するためにこの感知抵抗を横切って 接続されている。この短絡回路の結果として、第１スイッチングトランジスタが ターンオフされる。その時始まるフライバック区間において、そのトランジスタ 内に蓄積されたエネルギーが、付勢されるべき負荷へ、整流ダイオードを介して 伝達され、徐々に減少する二次電流を二次巻線内に流れさせる。フォワード区間 からフライバック区間への遷移において、二次電圧の符号が反転され、且つ再び スイッチングトランジスタの遮断が帰還回路を介する正帰還により加速される。 フライバック区間の終端において整流ダイオードがターンオフされ且つ待ち区間 が始まり、そこで帰還回路の第１コンデンサの両端間に築き上げれた電圧差が、 第１スイッチングトランジスタのベース上で利用できる駆動電圧が、このトラン ジスタをターンオンするために再び充分になるまで、起動抵抗を介して補償され る。かくして、この電源回路は自己振動している。抵抗とコンデンサとの直列回 路の代わりにこの帰還回路は適当な方法で第１スイッチングトランジスタの第１ 制御電極を駆動する別々の巻線を具えてもよい。 この既知の電源回路は整流された電源電圧から引き出される入力電圧により動 作できる。これが少しの問題点を提起する。名目電源電圧は 100及び240 Ｖa.c. の間で変動し得る。整流された電圧は同じ程度まで変動し且つ振動サイクルの周 期に影響する。それ故に振動周波数は印加される電源電圧に依存する。今度は、 この電源回路により供給される電流の平均値が振動周波数と比例している。かく して、平均出力電流は印加される電源電圧に依存していることがわかる。電池は 過充電を回避するように既知の電流により充電されねばならないので、電池が充 電されねばならない場合に、これは都合が悪い。 その上、整流された電源電圧は非常に高くなり得る。非常に大きい直流電圧が スイッチングトランジスタがターンオフされた場合にスイッチングトランジスタ の両端間に現れる。それ故に有限のスイッチング回数の結果としてのスイッチン グトランジスタ内のスイッチング損失が重大になり得る。 これらの及びその他の問題点を解決することが本発明の目的である。この目的 のために、冒頭部分に定義された種類の電源回路は、第２スイッチングトランジ スタが第１スイッチングトランジスタと直列に配置され、第２スイッチングトラ ンジスタの第１主電極が感知抵抗を介して第１スイッチングトランジスタの第１ 主電極へ結合されており、且つ第２スイッチングトランジスタは第１スイッチン グトランジスタの導電型と逆の導電型のものであることを特徴としている。 第２スイッチングトランジスタが迅速に第１スイッチングトランジスタをター ンオフすることを可能にし、且つそれによりスイッチング損失を低減する。逆導 電型の第２スイッチングトランジスタが比較的簡単な方法で電源回路をターンオ ン及びターンオフすること、及び非常に簡単な手段により変動する入力電圧を補 償することを可能にする。 この補償を考慮して、本発明による電源回路の一実施例は、この電源回路が更 に第２スイッチングトランジスタの制御電極と整流ダイオードと二次巻線との間 の結合点との間へ接続された補償抵抗を具えていることを特徴としている。整流 器ダイオードと二次巻線との間の結合点上の電圧は入力電圧により増大する。よ り高い入力電圧の場合にこの増大が第１スイッチングトランジスタの制御電極に 対するより高いバイアス電圧へ導き、その結果として第１スイッチングトランジ スタがより小さい一次電流においてターンオフされる。 本発明による電源回路の別の実施例は、ターンオフするための手段が、タップ に互いに接続さた第１抵抗と第２抵抗とを具えている分圧器であって、少なくと も感知抵抗と第２スイッチングトランジスタの主電流路とを含んでいる直列回路 と並列に配置された分圧器と；第２スイッチングトランジスタと同じ導電型であ り前記分圧器のタップへ接続された制御電極と、第１抵抗へ結合された第１主電 極と、及び第２スイッチングトランジスタの制御電極へ結合された第２主電極と を有する第３スイッチングトランジスタと；及び第２スイッチングトランジスタ の制御電極と電圧端子との間へ接続された第３抵抗と；を具えていることを特徴 としている。 この実施例においては、少なくともバイポーラトランジスタの場合には、ピー ク電流は第３スイッチングトランジスタのベース‐エミッタ電圧と、第２スイッ チングトランジスタの電流利得率とに依存する。これが一次電流に対する温度補 償を与える。分圧器と第３トランジスタとが、感知抵抗と第２スイッチングトラ ンジスタの主電流路との直列回路と並列に配置され得る。第１スイッチングトラ ンジスタの制御電極と第１主電極との接合もその直列回路内に含まれる場合には 、第１スイッチングトランジスタがターンオフされる一次電流の水準もまた低め ら れる。 第３抵抗が適当な電圧端子へ接続され得て、且つ更にその上、スイッチング素 子、例えばトランジスタがその第３抵抗と直列に配置され得る。この電源回路は その時そのスイッチング素子によってターンオン及びターンオフされ得る。 再充電できる電池の寿命の終端にいて、電池が内部的に開路されることがしば しば起こる。変圧器内のエネルギーが流れ出させられ得ないのでこの電源回路が 不完全になるのを防止するために、第３抵抗が第１スイッチングトランジスタと 同じ導電型のトランジスタを介して、二次巻線と付勢されるべき負荷との間の結 合点へ接続され得て、このトランジスタの制御電極は負荷の両端間の期待される 最高電圧よりも高いバイアス電圧へ接続され、且つこのトランジスタの第１主電 極は前記の結合点へ接続されている。 一次ピーク電流への電池電圧の影響は、整流ダイオードと付勢されるべき負荷 との間の結合点へ第３抵抗を接続することにより低減され得る。再び、この電源 回路は第３抵抗と直列なトランジスタによってスイッチオン及びスイッチオフさ れ得る。好適には、少なくともバイポーラトランジスタの場合に、電源回路がタ ーンオフされる場合に電池が流出させられるのを防止するために、このトランジ スタは第１トランジスタと同じ導電型のものである。 この電源回路の別の実施例は、この電源回路が更に第１スイッチングトランジ スタの制御電極と電圧端子との間に接続されたツェナーダイオードを具えている ことを特徴としている。そのツェナーダイオードがこのスイッチングトランジス タがターンオフされた場合に第１スイッチングトランジスタの駆動電流を吸収し 、且つこのトランジスタがターンオフされた場合に第１スイッチングトランジス タの制御電極上の電圧を制限する。第１スイッチングトランジスタがターンオフ された場合に、第１スイッチングトランジスタの第１主電極が、なかんずくツェ ナーダイオードのツェナー電圧により決定される活動的に緩衝される電圧を供給 する。かくして、第２スイッチングトランジスタの両端間の電圧は制限され且つ このトランジスタは正規の低電圧トランジスタであり得る。 その活動的に緩衝される電圧は他の目的のためにも用いられ得る。この目的の ために、一実施例は、この電源回路が第１スイッチングトランジスタの第１主電 極と供給端子との間へ接続された別の整流ダイオード、及びその供給端子へ結合 された平滑コンデンサを具えていることを特徴としている。その別の整流ダイオ ードはそのスイッチングトランジスタが導通する場合に遮断され且つ平滑コンデ ンサが放電されるのを防止する。第１スイッチングトランジスタがターンオフさ れる場合に、その別のダイオードが導通し且つその平滑コンデンサが活動的に緩 衝される電圧によって充電される。平滑コンデンサ上の電圧は付加的な電子的回 路を付勢するために用いられ得る。電気剃刀においては、そのような回路は、例 えば制御ユニット、表示装置及びマイクロプロセッサであり得る。先に記載した スイッチング素子すなわち第３トランジスタと直列なトランジスタによってこの 電源回路がスイッチオフされた場合でさえも、この電圧は利用できるままである 。この平滑コンデンサ上の電圧は、例えば、負荷すなわち電池の両端間に期待さ れる最高電圧よりも高い前記のバイアス電圧のための源泉として働き得る。 本発明のこれらの及びその他の態様が添付の図面を参照して記載され及び解明 されるであろう。その図において 図１は本発明による電源回路の一実施例を示し、 図２は本発明による電源回路の一実施例を示し、 図３は本発明による電源回路の一実施例を示し、 図４は本発明による電源回路の一実施例を示し、 図５は本発明による電源回路の一実施例を示し、且つ 図６は本発明による電源回路を具えている電気剃刀を示している。 これらの図面おおいて、類似の部分は同じ参照符号を付されている。 図１は本発明による電源回路の一実施例の回路図を示している。交流電源電圧 又は適当な直流電圧が入力端子N4とN5とへ印加される。その交流電圧はダイオー ドブリッジD4によって整流され、且つコンデンサC1及びC2とコイルL1とによって 平滑化され、且つ濾波される。入力端子N4又はN5のうちの一方と直列な任意の抵 抗R1がダイオードブリッジD4を通る電流を制限する。整流された入力電圧の負端 子が大地へ接続されている。正端子N3が変圧器の一次巻線W1へ接続されている。 ツェナーダイオードD1とダイオードD2とがその一次巻線W1と並列に配置され、一 次巻線W1を通る電流が遮断された場合に一次巻線W1の両端間の電圧を制限する。 バイポーラNPN トランジスタを具えているスイッチングトランジスタT1の主電流 路は、その一次巻線W1と直列に接続され、そのトランジスタがその一次巻線W1へ 結合されたそれの第２主電極すなわちコレクタを有している。そのスイッチング トランジスタT1の第１主電極すなわちエミッタは抵抗R8を介してPNP スイッチン グトランジスタT2のエミッタへ接続され、そのスイッチングトランジスタT2が変 圧器の二次巻線W2の第１端子N1へ接続されたそれのコレクタを有しており、その 二次巻線は一次巻線W1へ磁気的に結合されている。その二次巻線W2は更に、例え ば再充電可能な電池Ｂである付勢されるべき負荷へ接続さたそれの第１端子N1を 有している。その電池Ｂの正端子は第１端子N1へ接続されている。その電池Ｂの 負端子は整流ダイオードD3を介して二次巻線W2の第２端子N2へ接続されている端 子N6へ接続されている。その端子N6は、例えば、大地へ接続されている。この結 果として、二次巻線を通る電流のみでなく、一次巻線を通る電流もまた電池Ｂを 通って流れる。これが望ましくない場合には、端子N6の代わりに、第１端子N1が 大地へ接続されてもよい。スイッチングトランジスタT1の制御電極すなわちベー スが抵抗R2を介して正端子N3へ接続されるが、整流された電源電圧に対して安定 化された電圧が望ましい場合には、他の適切な電圧への接続もまた可能である。 コンデンサC3と抵抗R3との直列回路がスイッチングトランジスタT1のベースと二 次巻線W2の第２端子N2との間に接続されている。更にその上、このスイッチング トランジスタT1はツェナーダイオードD5を具えたしきい素子を介して第１端子N1 へ接続されたそれのベースを有している。しきい素子は、その素子の両端間の電 圧が所定のしきい電圧以下である限り比較的高インピーダンスを有し、その素子 の両端間の電圧がそのしきい電圧を超えた場合に比較的低インピーダンスを有す る素子を意味すると理解されるべきである。この範疇はツェナーダイオード、ダ イアック及びガス入りレギュレータ管を含んでいる。必要な場合は、スイッチン グトランジスタT1のターンオンを速度向上するために抵抗R3の両端間に速度向上 コンデンサが配置されてもよい。 第２スイッチングトランジスタT2のベースが抵抗R4を介して二次巻線W2の第２ 端子N2へ及び抵抗R7を介して二次巻線W2の第１端子N1へ接続されている。その上 、タップN7において相互接続された抵抗R5とR6とを具えている分圧器を設けられ た。 この分圧器は抵抗R8とスイッチングトランジスタT2のエミッタ‐コレクタ通路と の直列回路の両端間に接続されており、その抵抗R5は抵抗R8とスイッチングトラ ンジスタT1のエミッタとの間の結合点へ接続されている。 PNPスイッチングトラ ンジスタT3が抵抗R5と並列に接続されたそれのベース‐エミッタ接合を有し、タ ップN7へ接続されたそれのベースを有し、且つスイッチングトランジスタT2のベ ースへ接続されたそれのコレクタを有している。モータＭがスイッチSWによって 電池Ｂへ接続され得る。そのモータＭは、例えば電気剃刀のモータであり得る。 入力電圧が受け取られた場合に、起動電流が正端子N3から、抵抗R2を介して、 スイッチングトランジスタT1のベースへ流れて、そのトランジスタはその結果タ ーンオンされる。フォワード区間すなわちフォワード位相が始まる。今や電流が 正端子N3から端子N6へ一次巻線W1、スイッチングトランジスタT1、抵抗R8及び電 池Ｂを介して流れ始める。スイッチングトランジスタT2が、ベース電流が抵抗R7 を介して流れ得るので導通する。一次巻線W1の両端間の電圧差が二次巻線W2の両 端間の変圧された電圧差を誘発し、その時第２端子N2は第１端子N1に対して正で ある。その時ダイオードD3のカソードはダイオードD3のアノードに対して正であ り、その結果としてダイオードD3は遮断される。二次巻線W2の両端間の正の電圧 差は正帰還効果を有し且つコンデンサC3を介して更に導通へスイッチングトラン ジスタT1のベース‐エミッタ接合を駆動し、その駆動電流は抵抗R3により制限さ れている。そのような正帰還が他の方法、例えば適当な方法でスイッチングトラ ンジスタT1のベースへ結合された別々の巻線によっても、達成され得ることは注 目されねばならない。スイッチングトランジスタT1が最低インピーダンスにされ て、増大電流が一次巻線W1を通って流れ始める。この増大電流が抵抗R8とスイッ チングトランジスタT2のコレクタ‐エミッタ通路との両端間の増大電圧降下を発 生する。 抵抗R5の両端間の増大電圧降下がトランジスタT3を導通へ駆動するまで、スイ ッチングトランジスタT1はオン状態のままである。この結果として、スイッチン グトランジスタT2が少ししかベース電流を受け取らず且つターンオフされて、そ れがスイッチングトランジスタT2の両端間のコレクタ‐エミッタ電圧を増大させ る。この増大コレクタ‐エミッタ電圧が、今度は、抵抗R5の両端間の増大する電 圧降下へ導く。結果として生じる正帰還がスイッチングトランジスタT1のエミッ タ電流を非常に迅速に遮断されさせる。スイッチングトランジスタT1のベース電 流は今やツェナーダイオードD5の低インピーダンスを介して流出させられ、その 結果としてスイッチングトランジスタT1がそれ故に迅速にターンオフされ、且つ 一次巻線W1を通る電流は遮断される。今や変圧器に蓄積されたエネルギーが電池 Ｂへ伝達されるフライバック区間すなわちフライバック位相が始まる。 一次巻線W1を通る電流の遮断が一次巻線W1の両端間の大きい電圧増大を生じ、 その電圧増大は正端子N3上の入力電圧に対して正であり、且つダイオードD2とツ ェナーダイオードD1とにより制限される。この電流遮断の結果として、一次巻線 W1の両端間の電圧の符号及び、結果として、二次巻線W2の両端間の電圧の符号が 反転される。二次巻線W2の第２端子N2は今や第１端子N1に対して負である。今や ダイオードD3が導通し且つ二次電流が二次巻線W2、ダイオードD3及び電池Ｂによ り形成された二次回路内に流れて、変圧器内のエネルギーが電池Ｂへ伝達される 。二次電流は零に減少する。ダイオードD3が導通する限り、二次巻線W2の両端間 の負電圧はダイオードD3の両端間の電圧と電池Ｂの電圧との合計と等しい。二次 巻線W2の両端間の負過渡電圧がコンデンサC3の両端間に現れ、且つ負電圧にスイ ッチングトランジスタT1のベースを維持する。コンデンサC3が今やフォワード方 向に支えられているツェナーダイオードD5と抵抗R3とを介して放電される。電流 がスイッチングトランジスタT2と抵抗R3を通って流れないので、抵抗R5の両端間 の電圧は零であり、その結果として、スイッチングトランジスタT3もターンオフ される。スイッチングトランジスタT2は今や、スイッチングトランジスタT1のベ ース上の電圧が再び充分正となり且つ新しい振動サイクルが開始されるまで、遮 断されたままである。この電源回路は従って自己振動している。 抵抗R4が電源電圧補償のために働き且つ、望むならば、省略され得る。抵抗R4 を通る電流が、トランジスタT2のベースが、正端子N3上のより高い整流された電 源電圧の場合に、より高いバイアス電圧を受け取り、その結果としてトランジス タT1がより小さい一次電流でターンオフされることを補償する。 スイッチングトランジスタT2とT3とがターンオフされる一次電流Ｉp は、以下 の式 により与えられ、ここでＶsec はフォワード区間での二次巻線W2の両端間の電圧 であり、Ｖbe_T2はスイッチングトランジスタT2のベース‐エミッタ電圧であり、 Ｖbe_T3はスイッチングトランジスタT3のベース‐エミッタ電圧であり、 HFE_T2は トランジスタT2の利得率であり、またR4〜R8は対応する抵抗R4〜R8の抵抗値であ る。二次巻線W2の両端間の二次電圧Ｖsec はほぼ一次巻線W1の両端間の一次電圧 に比例している。抵抗値R4の選択が電源電圧と一次電流Ｉp との間の関係を決定 する。そのピーク電流Ｉp はトランジスタT3のベース‐エミッタ電圧Ｖbe_T3とト ランジスタT2の利得率 HFE_T2とに依存することは、この式から更に明らかである 。この結果として、一次ピーク電流Ｉp に対して温度補償が得られる。実際のと ころ、温度が上昇した場合には、ベース‐エミッタ電圧が減少し、利得率が増大 する。 図２は図１に示された回路の拡張を示している。スイッチングトランジスタT1 はダイオードD6を介して供給端子N8と、平滑コンデンサC4の一方の電極とへ接続 されたそれのエミッタを有しており、そのコンデンサの他方の電極は第１端子N1 へ接続されているが、端子N6（大地）への接続も可能であることは注意されるべ きである。トランジスタT1がターンオフされる場合は毎回トランジスタT1のエミ ッタ電圧が増大するする。最初に抵抗R8を通って流れた電流は今やトランジスタ T1が遮断されるまでダイオードD6を通過する。かくして、平滑コンデンサC4が、 ツェナーダイオードD5のツェナー電圧からトランジスタT1のベース‐エミッタ電 圧とダイオードD6のダイオード電圧とを差し引いた電圧と等しい電圧まで、脈動 する電流により再充電される。平滑コンデンサC4の両端間の電圧は、演算増幅器 、比較器その他のような、付加的な電子回路を付勢するために用いられ得る。図 ２は平滑コンデンサC4の両端間の電圧により付勢される比較器CMP を例として示 している。抵抗R7がトランジスタT2のベースと比較器CMP の出力端子との間に接 続されている。この比較器の出力端子が低である、すなわち第１端子N1上の電圧 と 実質的に一致する水準にある場合には、この電源回路は図１を参照して記載され た実施例に対して説明されたように動作する。この比較器の出力端子が高である 、すなわち供給端子N8上の電圧と実質的に一致する水準にある場合には、この電 源回路はターンオフされる。これはその時トランジスタT2が抵抗R7を介してベー ス電流を引出し得ないからであり、その結果として、トランジスタT1はもはやト ランジスタT2へエミッタ電流を供給できず、且つ振動は不可能である。しかしな がら、この状態において、トランジスタT1がツェナーダイオードD5のツェナー電 圧用のバッファとして動作し、それは抵抗R2を介して導通状態に維持される。か くして、この電源回路が振動せず且つ電源電圧が印加される場合に、平滑コンデ ンサC4上の電圧が持続される。 図３は抵抗R7が NPNトランジスタT4を介して第１端子N1へ接続されている一実 施例を示している。トランジスタT4のベースは、抵抗R9を介して供給端子N8へ、 及び抵抗R10 を介して端子N6へ接続されている。これらの抵抗R9とR10 とは、電 池Ｂの電池電圧が最大値を超えた場合にトランジスタT4が導通を中止するような 方法で寸法決めされる。かくして、電池の充電は停止される。電池寿命の終端に おいては、電池が内部的に開路されることがしばしば生じる。トランジスタT4と 抵抗R9及びR10 とが、この電源回路が変圧器内のエネルギーが電池へ流出させら れ得ないので不完全になるのをまた防止する。その場合にはこの電源回路はター ンオフもされる。 図４は抵抗R7が NPNトランジスタT5を介して端子N6へ接続されている一実施例 を示している。この形態においては、トランジスタT1がターンオフされるピーク 電流は電池Ｂの両端間の電圧に依存している。その時平均充電電流は電池電圧に 依存する。電源電圧が印加されない場合にこの電池がトランジスタT2のコレクタ ‐ベースダイオードと抵抗R7とを介して流出させられるのを防止するために、ト ランジスタT5は NPNトランジスタの形をとる。そのコレクタ‐ベースダイオード はそれで遮断される。このトランジスタT5によって、この回路が整流された電源 電圧から電池Ｂを充電する場合に、この電源回路をターンオフすることも可能で ある。 図５は分圧器R5／R6の抵抗R5とトランジスタT3のエミッタとが、トランジスタ T1のエミッタへの代わりにトランジスタT1のベースへ接続されている一実施例を 示している。かくして、トランジスタT1がターンオフされるピーク電流が図１に 示された実施例におけるよりも小さいことが達成される。 ここに記載された実施例におけるバイポーラトランジスタはユニポーラ(MOS) トランジスタにより置き換えられ得て、その場合には第１主電極、第２主電極及 び制御電極がそれぞれユニポーラトランジスタのソース、ドレイン及びゲートに 対応する。 図６はPSと符号を付された電源回路、電池Ｂ及びモータＭを収容するハウジン グ１を有する電気剃刀を示している。そのモータが剃刀ヘッド２を駆動し且つス イッチSWによって運転される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力電圧から負荷（Ｂ）を付勢するための電源回路であって、一次巻線（W1 ）と二次巻線（W2）とを有する変圧器と；制御電極を有し、第１主電極を有し、 且つ入力電圧へ一次巻線（W1）を周期的に接続するために一次巻線（W1）へ結合 された第２主電極を有する第１スイッチングトランジスタ（T1）と；第１スイッ チングトランジスタ（T1）の第１主電極へ結合された感知抵抗（R8）と；この感 知抵抗（R8）の両端間の電圧降下に応答して第１スイッチングトランジスタ（T1 ）をターンオフするための手段であって、第２スイッチングトランジスタ（T2） を含んでいる手段と；二次巻線（W2）へ付勢されるべき負荷（Ｂ）と直列に接続 された整流ダイオード（D3）と；を具えている電源回路において、 第２スイッチングトランジスタ（T2）が第１スイッチングトランジスタ（T1 ）と直列に配置され、第２スイッチングトランジスタ（T2）の第１主電極が感知 抵抗（R8）を介して第１スイッチングトランジスタの第１主電極へ結合されてお り、且つ第２スイッチングトランジスタ（T2）は第１スイッチングトランジスタ （T1）の導電型と逆の導電型のものであることを特徴とする電源回路。 ２．請求項１記載の電源回路において、ターンオフするための手段が、タップ（ N7）に互いに接続さた第１抵抗（R5）と第２抵抗（R6）とを具えている分圧器（ R5，R6）であって、少なくとも感知抵抗（R8）と第２スイッチングトランジスタ （T2）の主電流路とを含んでいる直列回路と並列に配置された分圧器と；第２ス イッチングトランジスタ（T2）と同じ導電型であり前記分圧器（R5，R6）のタッ プ（N7）へ接続された制御電極と、第１抵抗（R5）へ結合された第１主電極と、 及び第２スイッチングトランジスタ（T2）の制御電極へ結合された第２主電極と を有する第３スイッチングトランジスタ（T3）と；及び第２スイッチングトラン ジスタ（T2）の制御電極と電圧端子（N1，N6）との間へ接続された第３抵抗（R7 ）と；を具えていることを特徴とする電源回路。 ３．請求項２記載の電源回路において、スイッチング素子（T4，T5）が第３抵抗 （R7）と直列に含まれていることを特徴とする電源回路。 ４．請求項３記載の電源回路において、前記のスイッチング素子が第１スイッチ ングトランジスタ（T1）の導電型と同じ導電型の別のトランジスタ（T4，T5）を 具え、該別のトランジスタ（T4，T5）が電圧端子（N1，N6）へ結合された第１主 電極、第３抵抗（R7）へ結合された第２主電極、及びバイアス電圧を受け取るた めに接続された制御電極を有することを特徴とする電源回路。 ５．請求項２〜４のうちのいずれか１項記載の電源回路において、電圧端子が二 次巻線（W2）と付勢されるべき負荷（Ｂ）との間の接合点（N1）であることを特 徴とする電源回路。 ６．請求項２〜４のうちのいずれか１項記載の電源回路において、電圧端子が整 流ダイオード（D3）と付勢されるべき負荷（Ｂ）との間の接合点（N6）であるこ とを特徴とする電源回路。 ７．請求項２〜６のうちのいずれか１項記載の電源回路において、前記電源回路 が更に第２スイッチングトランジスタ（T2）の制御電極と整流ダイオード（D3） と二次巻線（W2）との間の結合点（N2）との間に接続された補償抵抗（R4）を具 えていることを特徴とする電源回路。 ８．請求項１〜７のうちのいずれか１項記載の電源回路において、前記電源回路 が更に第１スイッチングトランジスタ（T1）の制御電極と電圧端子（N1）との間 へ接続されたツェナーダイオード（D5）を具えていることを特徴とする電源回路 。 ９．請求項８記載の電源回路において、前記の電源回路が第１スイッチングトラ ンジスタ（T1）の第１主電極と供給端子（N8）との間へ接続された別の整流ダイ オード（D6）、及び供給端子（N8）へ結合された平滑コンデンサ（C4）を具えて いることを特徴とする電源回路。 １０．請求項２〜９のうちのいずれか１項記載の電源回路において、分圧器（R5 ，R6）の第１抵抗（R5）が第１スイッチングトランジスタ（T1）の制御電極へ接 続されていることを特徴とする電源回路。 １１．請求項１〜１０のうちのいずれか１項記載の電源回路において、前記電源 回路が更に、第１スイッチングトランジスタ（T1）の制御電極と整流ダイオード （D3）と二次巻線（W2）との間の結合点（N2）との間に直列に接続されている帰 還コンデンサ（C3）と帰還抵抗（R3）とを具えているいることを特徴とす る電源回路。 １２．再充電できる電池（Ｂ）、電気モータ（Ｍ）、前記電池（Ｂ）へ前記モー タ（Ｍ）を接続するためのスイッチ（SW）、及び少なくとも前記の電池（Ｂ）と 前記のモータ（Ｍ）との双方又はいずれか一方を付勢するための請求項１〜１１ のうちのいずれか１項記載の電源回路（PS）を具えている電気剃刀。