JPH11503266A - 電子式ランプ保護安定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ランプ保護用電子式安定器は、放電灯（７３）間に直列に接続されているコンデンサ（１１２，１４５，１６５）と抵抗（１１０，１４２，１６３）とを有するランプ電圧検出器を含む。抵抗およびコンデンサの接続点は、電圧感応スイッチ（１１４，１４７，Ｑ₈／Ｑ₁₂）に結合され、ランプ上のＤＣオフセットおよびランプ上の過剰ＡＣ電圧を検出する。このスイッチは、過剰ＡＣ電圧に対するよりもＤＣオフセットに対して感度が高く、ランプが起動されている間は動作不能にされる。

Description

【発明の詳細な説明】 電子式ランプ保護安定器 発明の背景 本発明は、ガス放電灯（ランプ）用電子式安定器に関し、特に、蛍光灯の寿命 終了時またはその付近において、かかる蛍光灯が過剰な電力を消費するのを防止 する電子式安定器に関するものである。 蛍光灯は、管内に少量の水銀を有する真空ガラス管である。この管は蛍光体混 合物の接着層によって、内側が覆われている。水銀の内あるものは管内において 低圧で気化し、管の各端部にあるフィラメント即ちカソードが加熱され、管内に 電子を放出し、ガスをイオン化する。フィラメント間の高電圧により、水銀イオ ンが電流を導通させ、グロー放電を生成して、紫外線光を放出する。紫外線光は 蛍光体によって吸収され、可視光として再度放出される。 ガス放電灯は非線形負荷である。即ち、ランプを通過する電流は、ランプ間に かかる電圧に正比例しない。ランプを通過する電流は、最小電圧に達するまでは ゼロであり、その後ランプは導通する。一旦ランプが導通すると、ランプを通過 する電流は、電流を制限する安定器をこのランプに直列に設けていなければ、急 激に上昇する。 磁気式安定器は、電流を制限するために、ランプに直列に設けるインダクタで ある。電子式安定器は、ガス放電灯用に特別に設計された電源であり、典型的に は、交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換する整流器と、直流を、典型的には、２ ５ないし６０ｋｈｚの高周波数の交流に変換するインバータとを含む。電子式安 定器の中には、整流器とインバータの間に昇圧（ブースト）回路を含み、インバ ータに供給される電圧を上昇させるものもある。 ガス放電灯用電子式安定器は、通常、１つ以上の故障状態になった場合のため に、安定器または人に対する保護機能を設けている。例えば、米国特許第５，０ ９９，４０７号(Thorne)は、「ランナウェイ保護回路(runaway protection circ uit)」を含み、電力を印加している間にランプを取り外す場合に安定器自体の破 壊を防止する安定器について記載している。米国特許第５，１０１，１４０号(L esea)は、直列コンデンサを含み、短絡回路の場合に出力電流を制限する電子式 安定器について記載している。米国特許第４，８９３，０５９号(Nilssen)は、 人が管状灯の一端のみをそのソケットから取り外し、露出したピンに接触した場 合に、「ランプを通じた漏電」から人を保護する安定器について記載している。 この漏電を検出し、人が感電死する前に安定器を遮断する。 蛍光灯は、ランプの直径を小さくし、ランプの動作温度を高めることによって 、近年格段に効率が改善されつつある。蛍光灯は、当該管の直径を１／８インチ を単位として表わすコードによって指定される。したがって、「Ｔ１２」は、直 径が１・1/2インチの旧式の管灯であることを示す。新型の効率を高めたＴ８灯 は管状であり、直径が１インチである。Ｔ５蛍光灯が現在導入されつつあり、研 究所におけるプロトタイプとしてＴ２灯がある。更に直径が小さい灯には、折り 曲げることにより光源の小型化を図ったものもある。折り曲げ灯は、コンパクト として知られており、典型的にＴ４灯である。 典型的に、直径が小さい蛍光灯は、フィラメント付近では、例えば２００°Ｆ 程の高い電球温度で機能する。かかるランプは、その寿命の終了時に、一方のフ ィラメントが電子の放出を停止した後に、他方のフィラメントおよび灯がそれを 通過する電流の整流を開始する。これを、二極（ダイオード）モード動作(diode mode operation)と呼ぶ。容量性電流リミッタを有する安定器がランプに給電す る場合、ランプを通過する電流は、各方向にバランスされ続けるように強制され るが、ランプ間の電圧は非対称的となる。即ち、ランプ間には、正味のＤＣ電位 がある。ランプが二極モードで動作する場合、切断したフィラメントに隣接する グロー放電内部で大きな電圧低下が発生する。放電内のイオンは高いエネルギに 加速され、フィラメントに衝撃を与え、大量のエネルギを消費すると共に、既に 高温となっているフィラメントの温度を更に上昇させる。 場合によっては、フィラメントが非常に高温となり、ガラス管が溶融し、ラン プが内破し、砕けたガラスおよび溶融したプラスチックから夥しい溶融したガラ スの滴下物や厚いガラスの破片に至るまで、あらゆるものが発生する。発火する 可能性もある。このような破壊はＴ１２またはＴ８灯では殆ど知られていなかっ た。なぜなら、直径が大きい管は、フィラメントと管壁との間に余裕（クリアラ ンス）が設けられていたからである。Ｔ２、Ｔ４およびＴ５灯はこのような余裕 が殆どないので、二極モードにおける動作からフィラメントが更に加熱されると 、容易に内破を発生する可能性がある。 二極動作モードは、安定器から引き出される電流が非対称的であるため、しか も安定器に高い電圧を生成することが要求されるため、しばしば安定器に損傷を 与える可能性がある。当技術では、例えば、米国特許第５，３９４，０６２号(M inarczyk)のように、安定器を保護する目的のために、二極モードを検出するこ とが知られている。Minarczyk特許に記載されている安定器は、ランプ間の過剰 電圧を検出するに過ぎない。即ち、安定器は電圧の大きさを検出するが、その方 向は検出しない。ランプ間の過剰ＡＣ電圧を検出しこれに反応することが必要で あるが、直径が小さいランプの感度は非常に高く、ＡＣ１２０ボルトで動作する ランプにおいては、直流２０ボルト未満の電圧非対称性も検出することが望まし い。二極モードを検出することによって、フィラメントの過熱が発生し得る前に 、安定器を遮断することができる。 ランプ保護回路を電子式安定器に内蔵することに関して、技術的な問題がいく つかある。問題の１つは、ランプの導通を開始させるために、多くの場合瞬間的 に非対称性を有する大電圧がランプに印加されることである。例えば、１２０ボ ルトの蛍光灯を点灯させるためには、３００ボルトｒｍｓを印加することが必要 な場合もあり、更に、同一のランプが２００ボルトｒｍｓで動作していることを 検出することが望ましい。安定器が過剰で定常状態のＡＣ電圧に、遮断すること により反応し、ランプを起動するための一層大きく非対称的な遷移電圧には反応 しないようにすることが望ましい。 第２の問題は、蛍光灯の動作電圧が使用年数と共に上昇し、多少高めであるが 対称的なＡＣ電圧で動作する場合よりも、二極モードの動作の破壊性が格段に高 くなることである。ここで用いる場合、「ＤＣ感度」とは、二極モードにおける 動作を意味し、「ＡＣ感度」とは、ランプ間のＡＣ電圧が対称的な場合の動作を 意味する。したがって、起動中ランプを遮断せず、ＡＣ感度よりもＤＣ感度のほ うが大幅に高いランプ保護回路が必要とされている。この保護回路は、１０ボル ト未満のＤＣオフセット、および通常動作電圧を１００ボルト超過するＡＣ電圧 でトリガすることが望ましい。 ランプ、または安定器、あるいはかかるランプまたは安定器に接触した人を保 護するためには、安定器を完全にオフにする必要はない。安定器の中には、障害 に反応する際に、文字通り安定器内のいくつかまたは殆どの回路を遮断するもの がある。他の安定器、例えば、直列共振、並列負荷出力を有する安定器のように 、安定器の動作周波数を高めることによって、ランプに印加される電圧を低下さ せるものがある。電圧は、ランプが導通を停止する点まで低下させる。ここで用 いる場合、インバータを「遮断する（シャット・オフ）」とは、ランプに供給す る電力を最小に低下させることにより、安定器、ランプ、あるいは安定器または ランプに接触した人への危害を防止することを意味する。 上述した事項に鑑み、本発明の目的は、ガス放電灯を保護する回路を含む電子 式安定器を提供することである。 本発明の別の目的は、２０ボルト程度のランプ間の電圧における非対称性を検 出し、安定器を遮断可能な電子式安定器を提供することである。 本発明の更に別の目的は、起動電圧を障害状態として検出しない電子式安定器 を提供することである。 本発明の別の目的は、二極動作モードおよび過剰電圧を検出する電子式安定器 を提供することである。 本発明の更に別の目的は、故障状態に迅速に応答し、安定器によって給電され ているランプの破壊を防止する電子式安定器を提供することである。 本発明の他の目的は、安定器によって給電されているランプに対する保護を行 うために、比較的少数の構成要素の追加で済む、電子式安定器を提供することで ある。 本発明の更に別の目的は、ＤＣ感度が高く、ＡＣ感度が低いランプ保護回路を 提供することである。 発明の概要 上述の目的は、本発明において、放電灯の間に直列接続されたコンデンサおよ び抵抗を有するランプ電圧検出器を含む電子式安定器によって達成される。抵抗 およびコンデンサの接続点は、安定器を動作不能にするためのスイッチ回路の制 御入力に結合されている。本発明の一実施例では、安定器は、スイッチ回路に結 合されている制御回路によって駆動されるハーフブリッジ・インバータを含む。 抵抗およびコンデンサの接続点は、ＤＩＡＣによってスイッチ回路に結合され、 二極モード動作を検出する。スイッチ回路は、ランプに結合されているチャージ ・ポンプ回路に結合されている蓄積コンデンサによる給電を受ける。ランプ上の 継続する過剰電圧は、蓄積コンデンサとスイッチ回路の制御入力との間に結合さ れているツエナー・ダイオードによって検出される。 本発明の第２実施例では、ランプ電圧検出器は、放電灯の間に直列接続されて いるコンデンサおよび抵抗を含み、その接続点はスイッチ回路に結合されている 。スイッチ回路は、このコンデンサによって給電され、コンデンサとスイッチ回 路の制御入力との間に結合されているツエナー・ダイオードによって、過剰電圧 が検出される。 本発明の第３実施例では、ランプ電圧検出器は、ハーフ（半）ブリッジ・イン バータの中央点に結合されている第１入力と、ハーフブリッジ・コンデンサに結 合されている第２入力とを有する比較器を含む。比較器は、二極モードを検出す る。ランプ上の連続する過剰電圧は、比較器のいずれかの入力に結合されている 電圧感応スイッチによって検出される。 図面の簡単な説明 本発明の一層完全な理解は、添付図面と関連付けて、以下の詳細な説明を検討 することによって得ることができよう。 第１図は、電子式安定器の主要構成要素の概略図である。 第２図は、従来技術の電子式安定器の一部の概略図である。 第３図は、本発明の一実施例にしたがって構成され、第１モードで動作する安 定器の概略図である。 第４図は、第２モードで動作する第３図の安定器を示す。 第５図は、第３モードで動作する第３図の安定器を示す。 第６図は、本発明の第２実施例にしたがって構成されたランプ保護回路を示す 。 第７図は、本発明の第３実施例にしたがって構成されたランプ保護回路を示す 。 発明の詳細な説明 第１図は、蛍光灯１０を、波形１１で表されているＡＣ電源線に接続する電子 式安定器の主要構成要素を示す。第１図は、動作しない状態で簡略化したもので あり、米国特許第４，５６２，３８３号(Kirscher et al.)および米国特許第５ ，２１４，３５５号(Nilssen)のような従来技術を表わすが、同一ではない。従 来技術および本発明は、簡略化のために、単一のランプの場合を示すことにする 。本発明は、１つ以上のランプに給電を行う安定器の場合にも使用可能である。 第１図における電子式安定器は、変換器（コンバータ）１２、エネルギ蓄積コ ンデンサ１４、インバータ１５、および出力１６を含む。変換器１２は、ＡＣ電 源線からの交流電流を整流し、それをコンデンサ１４に蓄積する。インバータ１ ５は、コンデンサ１４に蓄積されたエネルギによる給電を受け、例えば３０ｋｈ ｚの高周波数交流電流を、出力１６を通じて灯（ランプ）１０に供給する。 変換器１２は、レール１８および１９に接続されているＤＣ出力端子を有する 、ブリッジ整流器１７を含む。整流器１７を直接コンデンサ１４に接続した場合 、 コンデンサ１４上の最大電圧は、印加電圧のピークとほぼ等しくなる。コンデン サ１４上の電圧は、インダクタ２１、トランジスタＱ₁、およびダイオード２３ を含む昇圧（ブースト）回路によって、より高い電圧に上昇する。トランジスタ Ｑ₁が導通状態にあるとき、電流がレール１８からインダクタ２１およびトラン ジスタＱ₁を通過してレール１９に流れる。トランジスタＱ₁が導通を停止すると 、インダクタ２１の磁界（ｆｉｅｌｄ）が急速に衰弱し、インダクタは高電圧パ ルスを生成し、ブリッジ整流器１７からの電圧にこれを加え、ダイオード２３を 通じてコンデンサ１４に結合される。ダイオード２３は、電流がコンデンサ１４ からトランジスタＱ₁に逆流するのを防止する。 パルス信号をトランジスタＱ₁のゲートに供給し、Ｑ₁を周期的にオンおよびオ フに切り替え、コンデンサ１４を充電しなければならない。インダクタ２６は、 インダクタ２１に磁気的に結合され、トランジスタＱ₁のゲートにフィードバッ クを与え、トランジスタＱ₁を高い周波数、即ち、ＡＣ電源線の周波数の少なく とも１０倍、例えば、３０ｋｈｚで発振させる。初期パルス信号の信号源は、第 １図には示されていない。 昇圧回路およびインバータは、各々、自己発振することができるが、これらを トリガしたり、あるいは駆動することも可能である。加えて、各々は可変周波数 または固定周波数を有することができる。第１図の回路は、簡略化し、変換器お よびインバータの基本的な組み合わせを示そうというものである。第１図に示す ように、昇圧回路は可変周波数昇圧であり、Kirscher et al.およびNilssen特許 に示される昇圧回路とは異なる。スイッチ・モード電源は、可変周波数昇圧回路 を用い、典型的には、大きな高調波歪みを呈する。抵抗２７によって、第１図の 昇圧回路は可変周波数を有する。 抵抗２７は、トランジスタＱ₁のソース／ドレイン経路と直列であり、フィー ドバック電圧を供給し、トランジスタＱ₂のベースに結合する。抵抗２７上の電 圧が所定の大きさに達した場合、トランジスタＱ₂はオンとなり、トランジスタ Ｑ₁をオフにする。ツエナー・ダイオード３１が、インダクタ２６からのトラン ジスタＱ₁のゲート上の電圧を制限し、コンデンサ３２および抵抗３３は、イン ダクタ２６からトランジスタＱ₁のゲートへの信号に対し、パルス整形を行う。 抵抗２７による電圧降下は、ＡＣ線電圧が上昇する程、早く所定の大きさに到達 するので、昇圧によって生成される単位時間当たりのパルスが多くなる。即ち、 周波数が上昇する。ＡＣ線電圧が低下すると、周波数も低下する。 インバータ１５において、トランジスタＱ₃およびＱ₄は、レール１８および１ ９間に直列接続されており、交互に導通して、ランプ１０に高周波数パルスを供 給する。インダクタ４１がランプ１０に直列接続されており、インダクタ４２お よび４３に磁気的に結合され、トランジスタＱ₃およびＱ₄にフィードバックを与 え、これらのトランジスタを交互に切り替える。インバータ１５の発振周波数は 、変換器１２の周波数とは独立しており、２５ないし５０ｋｈｚ程度である。出 力１６はインダクタ４１およびコンデンサ４５を含む、直列共振ＬＣ回路である 。ランプ１０は、共振コンデンサ４５と並列に結合され、直列共振並列結合、ま たは、直接結合出力として知られている構成となっている。 線電圧が上昇すると、抵抗２７が昇圧回路の各サイクルの間多少早めにトラン ジスタＱ₁をオフに切り替えることにより、変換器１２の周波数を上昇ささせる 。変換器１２の周波数が上昇すると、コンデンサ１４上の電圧も上昇する。イン ダクタ４１、４２、および４３が飽和インダクタである場合、コンデンサ１４間 の上昇電圧は、電流の増大のために、各サイクル毎に、インダクタを多少早めに 飽和させる。したがって、インバータ１５の周波数も、線電圧の上昇と共に上昇 することになる。 第２図において、インバータは、可変抵抗として作用するトランジスタを含む 、周波数決定要素を有する可変周波数駆動回路を含む。駆動回路６１は、ピン７ に接続されている低電圧線６２から給電を受け、約５ボルトの局所的に調整され た出力をピン８に生成する。ピン８はレール６３に接続されている。駆動回路６ １は、２８４５パルス幅変調器である。第２図において、駆動回路６１のピン１ はドットで示されており、ピンは時計回り方向に連続して付番されている。 駆動回路６１のピン１は、不要な機能に関係し、高レベルに結線されている。 ピン２および３は不要な機能に関係し、接地されている。ピン４は周波数設定入 力であり、抵抗６４およびコンデンサ６５を含むＲＣタイミング回路に接続され ている。ピン５は駆動回路６１の電気的接地であり、レール６８に接続されてい る。駆動回路６１のピン６は高周波数出力であり、コンデンサ６６を介してイン ダクタ６７に結合されている。インダクタ６７はインダクタ７８およびインダク タ７９に磁気的に結合されている。各インダクタに隣接する小さなドットで示す ように、インダクタ７８および７９は位相を逆にしているので、トランジスタＱ₉ およびＱ₁₀をＲＣタイミング回路およびレール６３上の電圧によって決定され る周波数で、交互に切り替えさせる。 抵抗７１およびトランジスタＱ₆は、レール６３および６８間に直列接続され ており、これらの抵抗およびトランジスタの接合点（接続点）は、ダイオード８ ３によってＲＣタイミング回路に接続されている。トランジスタＱ₆が非導通状 態にあるとき、抵抗７１はダイオード８３を介して抵抗６４と並列に接続される 。抵抗７１が抵抗６４と並列に接続されると、結合抵抗値は抵抗６４のみの抵抗 値よりも大幅に小さくなり、駆動回路６１の出力周波数は、インダクタ９８およ びコンデンサ９９を含むＬＣ回路の共振周波数よりも大幅に高くなる。トランジ スタＱ₆が飽和する（完全に導通する）と、ダイオード８３は逆バイアスされ、 駆動回路６１の周波数は、抵抗６４およびコンデンサ６５のみによって決定され るように、ＬＣ回路の共振周波数よりもわずかに高くなる。 駆動回路６１は、トランジスタＱ₉およびＱ₁₀を、インダクタ７８および７９ の制御の下で交互に導通させる。トランジスタＱ₉およびＱ₁₀間の接続点は、"+H V"で示す高電圧レール、および接地に交互に接続される。ランプ７３を通過する 電流は、レール８１の電圧の約半分に充電するハーフブリッジ・コンデンサ７６ がないとすると、一連の正パルスとなる。コンデンサ７６上の平均ＤＣ電圧は、 ランプを通過する電流を交番させるが、単に脈動させるのではない。インダクタ ９８およびコンデンサ９９の直列共振回路は、ランプ７３を通過する電流をほぼ 正弦波状とする。 トランジスタＱ₉およびＱ₁₀の接続点は、線８１によって、抵抗８３およびコ ンデンサ８５を介して接地に接続されている。トランジスタＱ₉およびＱ₁₀が交 互に導通すると、コンデンサ８５は抵抗８３を通じて充電される。コンデンサ８ ５および抵抗８３は、約１秒の時定数を有する。抵抗８３，８７，８９，および ９１を含むバイアス・ネットワークは、コンデンサが３００ないし４００ボルト の高電圧レールから充電されても、コンデンサ８５間の平均電圧を、安定器の通 常動作の間約２０ボルトとする。 コンデンサ８５上の電圧は、抵抗８３を通じてコンデンサ８５に流れ込む電流 と、抵抗８７，８９および９１を通じてコンデンサ８５から接地に流出する電流 との間のバランスを表わす。また、トランジスタＱ₆のベースーエミッタ接続点 を通じて接地に流れる電流もある。トランジスタＱ₆は、導通状態にあるが飽和 しておらず、このトランジスタは抵抗７１と接地間の可変抵抗として作用する。 線８１上の電圧は、変換器からの電圧に比例し、線電圧によって決定される。 線電圧が低下すると、コンデンサ８５上の電圧も低下し、トランジスタＱ₆のベ ースに得られる電流が減少する。トランジスタＱ₆はオンまたはオフに切り替わ らないが、可変抵抗として線形モードで動作する。トランジスタＱ₆のベースに おいて得られる電流が減少すると、コレクターエミッタ抵抗値が増大することに より、ドライバ回路６１の周波数が上昇する。 過電圧保護が、ＳＣＲ構成に接続された相補対のトランジスタＱ₇およびＱ₈に よって得られる。トランジスタＱ₁₀を通過する電流は、抵抗９３によって感知さ れる。電流は電圧に変換され、抵抗９５によってトランジスタＱ₇のベースに結 合される。トランジスタＱ₇は、ＳＣＲのゲート即ち制御入力として作用する。 抵抗９３間の電圧が所定レベルに達した場合、トランジスタＱ₇およびＱ₈は導通 状態にトリガされ、トランジスタＱ₆のベースを接地に短絡させ、トランジスタ Ｑ₆をオフに切り替える。トランジスタＱ₆が遮断すると、駆動回路６１の周波数 は、前述のように最大となる。トランジスタＱ₆が遮断すると、駆動回路６１の 周波数が高くなり、共振コンデンサ９９間の電圧降下は、ランプ７３を維持する には不十分となり、ランプを消灯する。 上述の過電圧保護は、安定器、およびこの安定器に接触した人を、過剰な電圧 から保護する。第３図は、ランプ、特に小径蛍光灯を、当該ランプの寿命の終了 時近くで典型的に生じる故障状態から保護する安定器の一実施例を示す。 中央点１０１は、ハーフブリッジ・トランジスタＱ₁₀およびＱ₉の間の接続点 である。ハーフブリッジ・コンデンサ１０３が、中央点１０１および共振インダ クタ９８の間に直列に接続されている。線１０５は、高電圧レールではなく、中 央点１０１に接続されていない。線１０５は、蓄積コンデンサ１０６に接続され 、このコンデンサは、トランジスタＱ₇およびＱ₈を動作させるための低電圧に充 電される。トランジスタＱ₇およびＱ₈は、インバータのための制御回路（第２図 ）に結合されているスイッチ手段であり、第２図に関連して前述した過電圧保護 を与える。抵抗９３上の高電圧は、Ｑ₇を導通させ、コンデンサ１０６を放電し 、トランジスタＱ₆（図２）を遮断する。出力１０９は、抵抗８９を介して、第 ２図のトランジスタＱ₆に結合されている。本発明によって提供されるランプ保 護は、安定器またはこの安定器に接触した人を保護するためにこれまでに提供さ れている保護回路を交換したり、無駄にするようなことは全くない。 第３図ないし第５図は、異なる構成要素の組み合わせを相互接続する太線部分 を除いて同一である。即ち、第３図は、正ＤＣオフセットを検出する第１動作モ ードを示す。第４図は、負ＤＣオフセットを検出する第２動作モードを示す。第 ５図は、過剰ＡＣ電圧を検出する第３動作モードを示す。 第３図において、ランプ電圧検出器は、抵抗１１０、コンデンサ１１２、およ びトランジスタ対Ｑ₇，Ｑ₈を含むスイッチ手段に結合されたＤＩＡＣ１１４を含 む。ランプ７３間（および共振コンデンサ９９間）の電圧は、抵抗１１０によっ てサンプリングされ、コンデンサ１１２によって平均化される。コンデンサ１１ ２は、ランプ７３上に正味のＤＣバイアスがあるとすれば、それに等しい電圧に 充電される。ＤＩＡＣ１１４は、１０ボルトのブレークダウン電圧を有する。コ ンデンサ１１２上の電圧が１０ボルトよりも正側に高くなった場合、ＤＩＡＣ１ １４は導通し、ダイオード１１６を介してコンデンサ１１２をトランジスタＱ₇ のベースに結合する。第２図に関連して先に説明したように、Ｑ₇はオンとなり 、コンデンサ１０６を放電させ、トランジスタＱ₆をオフに切り替え、ランプ７ ３ に印加される電圧を低下させる。 コンデンサ１０６は、ダイオード１２０、コンデンサ１２２、および抵抗１２ ６を含むチャージ・ポンプ回路によって充電される。抵抗１２４は、ポンプ回路 に得られる電圧を制限する。ポンプ回路内の構成要素の値の選択は、ランプが安 定器に接続され通常に動作していると仮定した場合、回路がコンデンサ１０６を その通常動作電圧までポンプするために要する時間が約１秒となるように行う。 トランジスタ対Ｑ₇，Ｑ₈は、故障によってトリガされた後、約１秒間動作不能に され、電力が最初に安定器に印加された後の約１秒間動作不能にされる。したが って、ランプ保護回路は、ランプの起動中は動作不能にされ、保護回路が起動の 妨害をすることはない。 第４図は、正味の負電荷がコンデンサ１１２上に蓄積した場合の、ランプ電圧 検出器の動作を示す。正味の負電荷は、ＤＩＡＣ１１４を導通させ、コンデンサ １３１を通じてＱ₈のベースに負パルスを結合する。Ｑ₈は、トランジスタの相補 対への第２ゲート即ち制御入力として作用する。負パルスは、この対を導通状態 にトリガし、コンデンサ１０６を放電させ、トランジスタＱ₆（第２図）をオフ に切り替える。安定器は、再度動作(re-strike)しようとするが、これは典型的 に約１／２秒を要し、その間コンデンサ１０６は再度充電する。故障状態が補正 されない場合、ＤＩＡＣ１１４が再度トリガされ、安定器を再び遮断する。 第５図は、ランプ７３に長時間対称的な過剰電圧が印加された場合の、ランプ 電圧検出器の動作を示す。この場合、チャージ・ポンプ回路は、コンデンサ１０ ６を、通常動作の間に発生する名目上の１５ボルトよりも高い電圧にポンプする 。ツエナー・ダイオード１３３が、コンデンサ１０６に並列に結合され、約２０ ボルトのターン・オン電圧を有する。コンデンサ１０６上の電圧が２０ボルトに 達すると、ツエナー・ダイオード１３３が導通し、トランジスタ対Ｑ₇，Ｑ₈をオ ンに切り替え、安定器を遮断する。 第３図ないし第５図に示すランプ保護回路は、正または負いずれかの１０ボル トのＤＣオフセット電圧を検出し、通常のランプ電圧を１００ボルト超過するラ ンプ電圧によってトリガされる。コンデンサ１０６の放電路は充電路よりもイン ピーダンスが大幅に低いので、回路は１秒よりもかなり短い時間で応答すること により、フィラメントが過熱するのを防止する。 第６図は、第３図ないし第５図の実施例よりも更に使用する構成要素を減少さ せた、本発明の好適実施例を示す。この実施例では、ランプ電圧検出器は、コン デンサ１４５、抵抗１４２、ダイオード１５１、およびトランジスタ対Ｑ₇，Ｑ₈ を含む。ランプ電圧は、抵抗１４２によってサンプリングされ、コンデンサ１４ ５を約１５ボルトに充電する。抵抗１４１は、回路のＡＣ（対称電圧）の感度を 制御する。抵抗１４１の値を低下させると、回路の感度が低くなる。コンデンサ １５０は、ノイズ抑圧に役立つが、省略してもよい。逆に、コンデンサ１５０を 本発明の他の実施例に追加してもよい。 ランプ７３上に正のＤＣオフセットがある（ランプ７３は二極モードで動作し ている）場合、コンデンサ１４５上の電圧が上昇する。ツエナー・ダイオード１ ４７は、約２０ボルトのターン・オン電圧を有し、トランジスタＱ₇のベースに 電流を導通させ、トランジスタ対Ｑ₇，Ｑ₈をオンに切り替える。 ランプ７３上に負のＤＣオフセットがある場合、コンデンサ１４５上の電圧は 、トランジスタＱ₆（図２）が導通し続けるのに十分な電圧が出力１４９にはも はやなくなり、安定器を遮断するまで、コンデンサ１４５上の電圧を引き下げる 。 ランプ７３上に過剰な対称電圧がある場合、ダイオード１５１はこの電圧を整 流し、コンデンサ１４５上の正バイアスに変換すると共に、ツエナー・ダイオー ド１４７を導通させる。こうして、第６図の実施例は、ランプ７３上のいずれの 極性のＤＣオフセットに対しても、保護を与えると共に、過剰な対称ＡＣ電圧に 対しても保護を与える。 第７図は、本発明の他の実施例を示し、ここでは、ランプ電圧検出器は、１つ の入力がハーフブリッジ・コンデンサに結合され、第２入力がハーフブリッジの 中央点に結合されている比較器を含む。本発明のこの実施例では、ハーフブリッ ジ・コンデンサ１６０は、接地とランプ７３の一方の端子との間に接続されてい る。コンデンサ１６０間の電圧は、抵抗１６２によって、トランジスタ対Ｑ₇， Ｑ₈を含む比較器の一方側に結合されている。トランジスタＱ₁₂がトランジスタ 対に追加され、抵抗１６３によって中央点１０１に結合されている。 抵抗１６２および１６３は、約３３０，０００オームの同一公称値を有し、実 際に比較器に印加される電圧は、ランプ７３に印加される電圧よりもかなり低い 。比較器に印加される電圧が低いので、構成要素の電圧定格を低くすることがで き、このため高価な構成要素の使用を少なくすることができる。更に、印加電圧 間の差の検出が一層容易となる。なぜなら、この差は印加電圧に対する比率が大 きいからである。例えば、１５ボルト信号において５ボルトの変化を検出する方 が、１２５ボルト信号において５ボルトの変化を検出するよりもはるかに簡単で ある。 抵抗１６３からの信号は、通常のランプの動作の間、コンデンサ１６５を約１ ５ボルトに充電する。同様に、抵抗１６２は、通常のランプの動作の間、コンデ ンサ１６７を約１５ボルトに充電する。コンデンサ１６５および１６７上の電圧 は等しいので、コンデンサ間に直列接続されている抵抗１７１〜１７４を通じて 電流は流れない。抵抗１７２および１７３間の接続点は、トランジスタＱ₈のベ ースとトランジスタＱ₁₂のベースとの間に接続されている。 ランプ７３が二極モードで動作を開始した場合、コンデンサ１６５および１６ ７上の電圧は、数ボルトだけ差が生じる。この電圧差によって、電流が、抵抗１ ７１〜１７４を通過し、電流の方向にしたがってトランジスタＱ₈およびＱ₁₂の 一方がバイアスされて導通状態となる。トランジスタＱ₈またはＱ₁₂のいずれか が導通すると、トランジスタＱ₇が導通し、コンデンサ１６５が放電されること により、出力１８１上の電圧が低下する。出力１８１上の低下した電圧は、トラ ンジスタＱ₆（第２図）を導通状態に維持するには不十分であり、安定器は遮断 する。 過剰電圧保護は、コンデンサ１６７間に直列に接続されている抵抗１９１およ び１９２を含む分圧器によって得られる。抵抗１９１および１９２の接続点は、 トランジスタＱ₁₁のベースに結合され、トランジスタＱ₁₁は、"+LV"で示す低電 圧源と、トランジスタＱ₇のベースとの間に接続されている。ランプ７３上の電 圧が上昇すると、ハーフブリッジ・コンデンサ１６０上の電圧が上昇し、これに よって、コンデンサ１６７上の電圧が上昇する。コンデンサ１６７上の電圧が上 昇すると、トランジスタＱ₁₁が導通状態にバイアスされ、トランジスタＱ₇のベ ース抵抗に電流を通過させる。Ｑ₁₁からの電流はＱ₇をバイアスし、Ｑ₇をトリガ するために必要な他の電源からの電圧量を減少させる。ランプ７３上の電圧が上 昇し続けると、トランジスタＱ₇は抵抗９３間の電圧によってトリガされ、コン デンサ１６５を放電させ、安定器を遮断する。このように、過電圧検出器は、Ｑ₁₁ が導通状態にない場合点火の間感度が低くなり、コンデンサ１６７が充電しＱ₁₁ が導通状態となった後は、感度が上昇する。 過電圧検出器は、コンデンサ１６７に接続されているものとして図示されてい るが、比較器のいずれの側にも接続可能である。抵抗１６３およびコンデンサ１ ６５の時定数ならびに抵抗１６２およびコンデンサ１６７の時定数は、放電後、 コンデンサがそれらの公称動作電圧まで充電するのに約１秒を要するような値で ある。したがって、第７図の実施例は、ランプ７３の定常状態または通常動作の 間に発生する電圧を超過する起動電圧とも適合性がある。本発明の他の実施例と 同様、コンデンサの充電時定数は、放電時定数よりも大幅に長い。例えば、抵抗 １７１および１７４は、本発明の一実施例では、１００オームの値を有する。し たがって、コンデンサ１６５および１６７に対する放電時定数は、充電時定数よ りも大幅に短い。コンデンサ１６５および１６７は、本発明の一実施例では、２ ２マイクロファラッドの値を有する。 以上のように、本発明は、追加される構成要素が比較的少なく、低電圧で動作 し、公称灯動作電圧に比較して小さな電圧変化を容易に検出し、ＤＣオフセット および過剰なＡＣ電圧を検出可能なランプ保護回路を提供するものである。保護 回路のＤＣオフセットに対する感度は、保護回路の過剰ＡＣ電圧に対する感度よ りも大幅に高い。 以上、本発明について説明したが、本発明の範囲内において種々の変更が可能 であることは、当業者には明白であろう。例えば、トランジスタＱ₁₁は、ツエナ ー・ダイオードと置き換えることができる。ＳＣＲ構成に接続された相補トラン ジスタは、スイッチング手段には好ましいが、その代わりに、あらゆるラッチ半 導体素子を使用することも可能である。いくつかの実施例では、ランプ保護回路 は、第２図に示した安定器に内蔵されたものとして示したが、ランプ保護回路は 、あらゆるタイプのＡＣ給電型またはＤＣ給電型の安定器とでも使用可能である 。即ち、ランプ保護回路は、自己発信インバータおよび駆動されるインバータ、 ハーフブリッジ・インバータおよびプッシュ・プル・インバータと共に用いるこ とができる。本発明は、管の直径が１インチ未満の蛍光灯に特に適しているが、 全ての蛍光灯に使用可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シャックル，ピーター・ダブリュー アメリカ合衆国イリノイ州60004，アーリ ントン・ハイツ，ノース・ターラミア・ア ベニュー 4124

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ガス放電灯に給電するためのランプ保護用電子式安定器であって、 高周波数パルスを生成し、該パルスを前記ランプに結合する出力を有するイン バータと、 前記インバータに結合され、前記インバータを遮断する手段を含む制御回路と 、 前記ランプと前記制御回路とに結合され、第１状態として、前記ランプ間のＤ Ｃオフセットの大きさが第１所定電圧を超過したときを検出し、第２状態として 、前記ランプ間のＡＣ電圧の大きさが第２所定電圧を超過したときを検出するラ ンプ電圧検出器であって、いずれかの状態となった場合に前記制御回路をして前 記インバータを遮断させる前記ランプ電圧検出器と、 を備えたランプ保護用電子式安定器。 ２．請求項１記載のランプ保護用電子式安定器において、前記ランプ電圧検出器 は、 直列接続され、第１接続点を間に有する第１抵抗および第１コンデンサであっ て、前記ランプと並列に結合されている前記直列接続された第１抵抗および第１ コンデンサと、 接続点と前記制御回路との間に結合され、前記制御回路をして前記インバータ を遮断させる電圧感応スイッチ手段と、 を含むランプ保護用電子式安定器。 ３．請求項２記載のランプ保護用電子式安定器において、前記電圧感応スイッチ 手段は、前記接続点に結合され、前記ランプ内のＤＣオフセットを検出するＤＩ ＡＣを含むランプ保護用電子式安定器。 ４．請求項２記載のランプ保護用電子式安定器において、前記ランプ電圧検出器 は、更に、 第２コンデンサと、 前記第２コンデンサに結合され、前記第２コンデンサを充電するチャージ・ポ ンプ回路と、 を含み、 前記電圧感応スイッチ手段は、前記第２コンデンサに結合され、前記ランプ上 の過剰ＡＣ電圧を検出するツエナー・ダイオードを含むランプ保護用電子式安定 器。 ５．請求項２記載のランプ保護用電子式安定器において、前記インバータは、接 地されたハーフブリッジ・コンデンサを含むハーフブリッジ・インバータであり 、前記ランプ電圧検出器は、更に、 直列に接続され、間に第２接続点を有する第２抵抗および第２コンデンサであ って、前記ハーフブリッジ・コンデンサと並列に結合されている前記直列接続さ れた第２抵抗および第２コンデンサを含み、 前記スイッチ手段は、 ＳＣＲ構成に接続されたトランジスタの相補対、および前記トランジスタ対の 一方と並列に接続され、第１入力および第２入力を有する比較器を形成する第３ トランジスタを含み、 前記第１入力は前記第１接続点に結合され、前記第２入力は前記第２接続点に 結合されている、 ランプ保護用電子式安定器。 ６．請求項５記載のランプ保護用電子式安定器であって、更に、前記第１コンデ ンサまたは前記第２コンデンサのいずれかに結合されている過電圧検出手段を含 むランプ保護用電子式安定器。 ７．請求項２記載のランプ保護用電子式安定器であって、前記スイッチ手段は、 ＳＣＲ構成に接続され、制御入力を有するトランジスタの相補対であって、前 記第１コンデンサと並列に結合されている前記トランジスタ対と、 前記第１コンデンサと前記制御入力間に結合されているツエナー・ダイオード と、 を含むランプ保護用電子式安定器。 ８．ＡＣ入力電圧からガス放電灯に給電するためのランプ保護用電子式安定器で あって、 前記ＡＣ入力電圧を高電圧の直流に変換する変換器と、 前記変換器により給電を受けるハーフブリッジ・インバータであって、高周波 数パルスを生成し、前記ランプに接続する直列共振直結出力を有するインバータ と、 前記インバータに結合され、前記インバータを所定の周波数で駆動する制御回 路であって、前記パルスの周波数を上昇させる手段を含む制御回路と、 ランプ電圧検出器であって、 第１コンデンサと、 前記出力と前記コンデンサとの間に結合されている第１抵抗と、 前記第１コンデンサと前記制御回路との間に結合されている電圧感応スイッチ であって、前記ランプ間のＡＣ電圧が第１所定電圧を超過した場合、または前記 ランプ間のＤＣオフセットの絶対値が第２所定電圧を超過した場合、前記制御回 路に前記パルスの周波数を上昇させる前記電圧感応スイッチ手段と、 を備えたランプ保護用電子式安定器。 ９．請求項８記載のランプ保護用電子式安定器において、前記第１所定電圧は、 前記第２所定電圧よりも大幅に低いランプ保護用電子式安定器。