JPH11223639A

JPH11223639A - 回転速度検出装置

Info

Publication number: JPH11223639A
Application number: JP2429098A
Authority: JP
Inventors: Tetsuya Ishiguro; 哲也石黒; Haruo Kamiya; 治雄神谷
Original assignee: Unisia Jecs Corp
Current assignee: Hitachi Unisia Automotive Ltd
Priority date: 1998-02-05
Filing date: 1998-02-05
Publication date: 1999-08-17

Abstract

(57)【要約】【課題】電源電圧が不安定な環境で使用しても、回転
速度、短絡、断線の検出精度を向上させること。【解決手段】回転体ａの回転に伴う磁束密度の変化に
応じてオン・オフして消費電流値が変化するセンサｂ
と、このセンサｂを駆動させる電源ｃと、センサｂの消
費電流値の変化に応じたＨｉ・Ｌｏのパルス信号を形成
する波形整形回路ｄと、を備えた回転速度検出装置にお
いて、電源ｃおよび波形整形回路ｄと、センサｂと、の
間に、センサｂとの間の電圧をフィードバックして、セ
ンサｂに印加する電圧を一定化させる安定回路ｅを設け
た。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、車輪速度検出装置
などのように回転体の回転速度を検出する回転速度検出
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、回転速度検出装置の一例として、
例えば、特開平４−１１０７７４号公報に記載のものが
知られている。この従来の回転速度検出装置は、回転体
の回転に応じた信号を出力するセンサが、ロータのＮ極
Ｓ極を検出するホール素子と、ホール素子に対応した出
力電圧を二値信号に変換するコンパレータと、コンパレ
ータの出力状態に応じてＯＮ・ＯＦＦされるトランジス
タと、このトランジスタと電源との間に直列に設けられ
た抵抗とを有した構成となっていた。

【０００３】したがって、従来技術では、回転体の回転
に伴いトランジスタのＯＮ・ＯＦＦが切り替わってセン
サの消費電力が変化するもので、この消費電力の変化に
応じて、電源電圧と０Ｖととの間にそれぞれ設定された
Ｈｉ電圧とＬｏ電圧の２つの電圧によるＨｉ・Ｌｏの信
号が交互に出力されるものであった。

【０００４】この従来技術にあっては、信号線の数を２
本にして信号線の数を削減でき、また、ハーネスの短絡
や断線の場合には、センサの出力が、Ｈｉ電圧よりも高
圧の電源電圧となったり、Ｌｏ電圧よりも低圧の０Ｖと
なったりするため、これに基づいて検出することができ
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述の回転速度検出装
置を車輪速度検出装置として使用している車両にあって
は、走行中には随時オルタネータにより発電を行ってお
り、また、走行中は種々の電装品が作動している。この
オルタネータの発電量はエンジン回転数により上下する
し、また、電装品の消費電力は電装品の作動状態に応じ
て変化する。このようなことから、車両の電源電圧は一
定せずにある程度上下する。

【０００６】このように、電圧が不安定であると、セン
サにおけるＨｉ，Ｌｏの電圧も変化してしまい、このＨ
ｉ・Ｌｏの判別ができなくなって誤検出を招くおそれが
あるという問題や、短絡・断線の検出精度が低下すると
いう問題があった。また、センサからの信号にノイズが
重畳した場合、このノイズが信号にそのまま反映してし
まい誤検出を行うおそれがあるという問題もあった。

【０００７】さらに、上述のような電源電圧にばらつき
により、従来技術にあっては、以下に述べる問題点もあ
った。すなわち、図４（ａ）に示すように、電源電圧が
上下した場合には、センサの出力がＨｉであるかＬｏで
あるかを判別する閾値も変化する。図では、センサへの
電圧が、例えば４．５Ｖと３Ｖとに変化した場合の閾値
の変化を示している。そして、このように閾値が変化す
ると、センサにおけるＨｉ，Ｌｏの切り替わり時期が変
化し、磁束密度に対し本来Ｈｉと判断すべき時よりも早
くＨｉと判断したり、逆に、本来Ｈｉと判断すべき時よ
りも遅くＨｉと判断したりするという現象が生じ、その
結果、信頼性の低下を招く。

【０００８】さらに、図示のように、磁束密度に対して
電圧が変動して閾値が上下すると、この時の磁束密度が
この上下する閾値の間にあると、図示のようなＨｉ，Ｌ
ｏのパルスが発生してしまい、このパルスに基づいて回
転速度の演算が成されてしまい、誤検出されてしまうと
いう問題があった。

【０００９】本発明は、上述の従来の問題点に着目して
なされたもので、電源電圧が不安定な環境で使用して
も、回転速度、短絡、断線の検出精度の向上を図ること
を主たる目的とし、さらに、より一層の検出精度の向上
を図ることができるとともにノイズを原因とする誤検出
の防止を図ることを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに本発明は、図１のクレーム対応図に示すように、回
転体ａの回転に伴う磁束密度の変化に応じてオン・オフ
して消費電流値が変化するセンサｂと、このセンサｂを
駆動させる電源ｃと、前記センサｂの消費電流値の変化
に応じたＨｉ・Ｌｏのパルス信号を形成する波形整形回
路ｄと、を備えた回転速度検出装置において、前記電源
ｃおよび波形整形回路ｄと、前記センサｂと、の間に、
センサｂとの間の電圧をフィードバックして、センサｂ
に印加する電圧を一定化させる安定回路ｅが設けられて
いることを特徴とする。請求項２に記載の発明は、請求
項１に記載の回転速度検出装置において、前記安定回路
ｅが、前記電源ｃとセンサｂとの間に設けられたオペア
ンプｅ１と、このオペアンプｅ１の出力側とセンサｂと
を結ぶ回路ｆに設けられた抵抗ｅ２とを備え、前記オペ
アンプｅ１の２つの入力の一方が、フィードバック回路
ｅ３を介して得られる前記抵抗ｅ２よりもセンサｂ側の
電圧であるとともに、入力の他方が所定の基準電圧ｇで
あり、前記オペアンプｅ１の出力側と前記抵抗ｅ２との
間の電圧が、前記波形整形回路ｄに入力されるよう構成
されていることを特徴とする。請求項３に記載の発明
は、請求項１または２に記載の回転速度検出装置におい
て、前記波形整形回路ｄには、波形を整形する波形整形
部ｄ１の手前に前記安定回路ｅからの信号のレベルを圧
縮する分圧回路ｄ２が設けられていることを特徴とす
る。請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載
の回転速度検出装置において、前記波形整形回路ｄに
は、波形を整形する波形整形部ｄ１の手前に前記安定回
路ｅからの出力電圧と基準電圧との差に比例した電圧を
出力する差動増幅回路ｄ３が設けられていることを特徴
とする。

【００１１】

【作用】回転体ａが回転すると、センサｂは、回転体ａ
の回転に伴う磁束密度の変化に応じてオン・オフして消
費電流値が変化し、この消費電流の変化に基づいて波形
整形回路ｄでは、Ｈｉ・Ｌｏのパルス信号が形成され
る。この時、本発明では、種々の理由により、電源電圧
が変化しても安定回路ｅによりセンサｂに印加する電圧
が一定化される。したがって、センサｂでは、電源ｃの
電圧の変化の有無にかかわらず、オン・オフする閾値が
変化することがない。よって、閾値が変動することを原
因としてセンサｂがオン・オフするタイミングが変化し
たり、あるいは、閾値の変動を原因とするオン・オフ信
号が形成されることがなく、高い検出精度が得られる。

【００１２】上記安定回路ｅの作動において、請求項２
に記載の発明では、センサｂの消費電流の変動すると、
センサｂと抵抗ｅ２との間の電流が変動する。ここで、
Ｅ＝ＩＲの関係から明らかなように、抵抗ｅ２を介する
ことによってセンサｂの消費電流の変動に伴って抵抗ｅ
２とオペアンプｅ１との間で電圧の変動が発生する。オ
ペアンプｅ１では、抵抗ｅ２とセンサｂとの間の電圧を
フィードバック回路ｅ３を介して入力し、この電圧が常
に一定になるように作動するものであり、この時の、オ
ペアンプｅ１と抵抗ｅ２との間における電圧の変動は、
基準電圧ｇに、それぞれセンサｂがオンの時の電圧、お
よびセンサｂがオフの時の電圧を加えた値となる。な
お、上記抵抗ｅ２とオペアンプｅ１との間の電圧の変動
が、波形整形回路ｄ１に入力されて、パルス波形の信号
が形成される。

【００１３】上記波形整形回路ｄの作動において、請求
項３に記載の発明では、０〜電源電圧までの範囲で変化
する安定回路ｅの出力を、分圧回路ｄ２において、０〜
所定の電圧までの範囲に圧縮し、マイクロコンピュータ
において処理可能な電圧の信号に変換する。

【００１４】また、上記波形整形回路ｄの作動におい
て、請求項４に記載の発明では、差動増幅回路ｄ３にお
いて、安定回路ｅの出力電圧と基準電圧ｇとの差に比例
した電圧を出力する。したがって、安定回路ｅの出力か
ら電源ｃの電圧および基準電圧ｇの変動分が取り除かれ
る。また、上記差を増幅させることにより、ノイズによ
る影響を受け難くすることができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。（実施の形態１）実施の形態１の回転速度検出装置は、
請求項３記載の発明に対応したもので、図２にその構成
を示している。図において、１は回転体としてのロータ
である。このロータ１は、外周部にはＮ極とＳ極とが交
互に着磁され、例えば、車輪速度を検出する場合には図
外の車輪と同軸に設けられるものである。

【００１６】前記ロータ１に近接してセンサ２が設けら
れている。このセンサ２は、ホール素子やＭＲ素子など
の磁感素子２ａと、トランジスタ２ｂと、抵抗ＲＬを備
え、磁感素子２ａがロータ１のＮ極Ｓ極を検出するのに
応じてトランジスタ２ｂがＯＮ，ＯＦＦし、センサ消費
電流が変化するよう構成されている。センサ消費電流
は、トランジスタ２ｂがＯＦＦの時には、磁感素子２ａ
内の回路消費電流となるもので、これをＩｃｃと表す。
また、トランジスタ２ｂがＯＮの時には、磁感素子２ａ
内の回路消費電流に抵抗ＲＬを流れる電流を加えた電流
となるもので、これをＩｃｃ＋Ｉ_L と表す。

【００１７】前記センサ２は、供給側と接地側の２本の
センサ電源ライン３ａ，３ｂを介してコントロールユニ
ットＣＵに接続されている。このコントロールユニット
ＣＵは、センサ２への電圧を一定電圧に安定させる安定
回路４と、この安定回路４を介して得られるセンサ２の
作動に基づく電圧信号をＣＰＵ５において処理可能な所
定のＨｉ，Ｌｏ信号に整形する波形整形回路６を備えて
いる。なお、前記ＣＰＵ５は、波形整形回路６から入力
された信号に基づいてロータ１の回転速度を演算し、得
られた回転速度に応じて所定のプログラムを実行するも
のであり、例えば、ＡＢＳ制御装置のように車輪速に応
じてブレーキ圧を調整するアクチュエータを駆動させる
ための演算処理を実行するものである。また、図におい
て７，８は、過電圧からの保護用の保護回路である。

【００１８】前記安定回路４において、ＯＰ１はオペア
ンプである。このオペアンプＯＰ１は、出力側が前記セ
ンサ電源ライン３ａに接続され、このセンサ電源ライン
３ａの途中には、抵抗Ｒ１が設けられている。また、オ
ペアンプＯＰ１の入力側は、−側入力端子に、センサ電
源ライン３ａにおいて抵抗Ｒ１よりもセンサ２側（これ
を下流とする）に一端が接続されているフィードバック
回路４ａの他端が接続されているとともに、＋側入力端
子に基準電圧Ｖｃｃが入力されている。なお、基準電圧
Ｖｃｃは、図外のイグニッション側の電源電圧Ｖ_IGN
を、レギュレータなどを用いて例えば５Ｖ程度の制御用
の所望の電圧に降下させた電圧である。

【００１９】前記安定回路４において、オペアンプＯＰ
１の出力と抵抗Ｒ１との間が、前記波形整形回路６に接
続されている。この波形整形回路６は、１つの比較器Ｃ
ＯＭＰ１と５つの抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６を
備えている。前記抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は直列に接続さ
れて、分圧回路６ａを構成し、比較器ＣＯＭＰ１および
抵抗Ｒ５，Ｒ６が波形整形部６ｂを構成している。すな
わち、前記分圧回路６ａでは、前記安定回路４における
オペアンプＯＰ１の出力部分Ａ点の電圧を分圧回路６ａ
の抵抗Ｒ３とＲ４との間のＢ点において、例えば、１／
２，１／３に圧縮させるよう構成されている。また、こ
のＢ点の電圧は、途中で２方向に別れ、一方はＣＰＵ５
のＡ／Ｄポートに接続され、他方は比較器ＣＯＭＰ１の
−側入力端子に入力されている。また、比較器ＣＯＭＰ
１の＋側入力端子には、前記抵抗Ｒ５，Ｒ６との分圧に
より形成されたリファレンス電圧が入力され、この比較
器ＣＯＭＰ１の出力は、前記ＣＰＵ５のＳｉｇＩＮに入
力されている。このＳｉｇＩＮは、回転速度信号の入力
ポートであり、また、Ａ／Ｄポートは、センサ２および
周辺回路の異常を検出するために電圧をモニタするため
のポートであって、ＣＰＵ５は、ＳｉｇＩＮから信号を
入力して回転速度を演算すると同時にＡ／Ｄポートの入
力に基づいて短絡・断線などの異常を監視している。

【００２０】なお、保護回路７，８は、それぞれ２個の
ダイオードを有し、一方のダイオードは基準電圧Ｖｃｃ
に接続され、他方のダイオードは接地されている。

【００２１】次に、実施の形態１の作用を説明する。図
３に示すように、電源電圧Ｖ_IGN は例えば１２Ｖ程度の
所定の電圧となっており、また、基準電圧Ｖｃｃは例え
ば５Ｖ程度の所定の電圧となっている。

【００２２】ここで、ロータ１が回転すると、センサ２
では、ロータ１のＮ極・Ｓ極に応じてトランジスタ２ｂ
がＯＮ・ＯＦＦを繰り返す。この場合、センサ２の消費
電流は、トランジスタ２ｂがＯＦＦの時Ｉｃｃ、ＯＮの
時Ｉｃｃ＋Ｉ_L となる。そこで、センサ電源ライン３ａ
では、途中に抵抗Ｒ１が設けられているため、オペアン
プＯＰ１は、このトランジスタ２ｂのＯＮ・ＯＦＦの切
り替わりに伴う抵抗Ｒ１よりも下流の電圧変化をフィー
ドバック回路４ａで入力して、この位置の電圧が基準電
圧Ｖｃｃとほぼ同一となるように作動し、この結果、オ
ペアンプＯＰ１の出力側の電圧は、トランジスタ２ｂが
ＯＮの時は、Ｖｃｃ＋（Ｉｃｃ＋Ｉ_L ）Ｒとなり、ま
た、トランジスタ２ｂがＯＦＦの時は、Ｖｃｃ＋Ｉｃｃ
・Ｒとなるものであり、図示のようなＨｉ電圧とＬｏ電
圧との二値信号が形成される。

【００２３】また、オペアンプＯＰ１は、抵抗Ｒ１の下
流では常時、ほぼ基準電圧Ｖｃｃとなるように作動する
ため、センサ２の出力は、電源電圧Ｖ_IGN および基準電
圧Ｖｃｃの変化の有無に係わらず安定する。したがっ
て、センサ２においては、図４（ｂ）に示すように、電
源電圧Ｖ_IGN あるいは基準電圧Ｖｃｃが変化しても閾値
が一定しており、センサ２の消費電力の変化、すなわ
ち、電圧のＨｉ，Ｌｏが切り替わるタイミングが、ロー
タ１の回転に対して一定する。また、磁束密度が閾値の
近傍であるときに閾値の変動によりＨｉ，Ｌｏの切り替
わりが生じることもない。ちなみに、同図（ａ）は従来
を示しており、電源電圧Ｖ_IGN および基準電圧Ｖｃｃが
変動すると、閾値が変化し、これにより磁束密度の変化
に応じてセンサ２の電圧のＨｉ，Ｌｏが切り替わるタイ
ミングが変化するとともに、磁束密度がこの閾値の近傍
である時に、閾値が変動すると、図示のようなＨｉ，Ｌ
ｏのパルス信号が形成されるおそれがある。

【００２４】また、センサ２が短絡した場合、消費電流
が大きくなるため、オペアンプＯＰ１の出力は、図３に
示すとおり、ほぼ電源電圧Ｖ_IGN となるものであり、こ
の高電圧によりセンサ２の短絡を検出することができ
る。また、センサ２が断線した場合、消費電流が少なく
なるため、オペアンプＯＰ１の出力は基準電圧Ｖｃｃ近
くまで低下するものであり、この低電圧によりセンサ２
の断線を検出することができる。

【００２５】以上説明したように、実施の形態１にあっ
ては、安定回路４を設けて、電源電圧Ｖ_IGN およびセン
サ消費電流が変動しても、センサ２へ供給される電圧は
常時一定するように構成したため、センサ２における閾
値が一定し、センサ２の消費電流、すなわちＨｉ，Ｌｏ
の電圧信号の切り替わりのタイミングが、電源電圧Ｖ
_IGN およびセンサ消費電流の変動の有無にかかわらず常
時一定することにより、検出精度の向上を図ることがで
きるという効果が得られる。また、同様にセンサ２の閾
値が一定することにより、センサ２における磁束密度が
閾値の近傍である時に、閾値が変動して、センサ２から
Ｈｉ，Ｌｏのパルス信号が出力されるといった不具合が
生じることがなく、これによっても検出精度の向上を図
ることができるという効果が得られる。また、波形整形
回路６において、抵抗Ｒ２〜Ｒ４から成る分圧回路６ａ
を設けていることにより、基準電圧Ｖｃｃにセンサ２に
おける電圧変化を上乗せして形成された電圧信号を圧縮
して低電圧の信号に変換するものであり、ＣＰＵ５に使
用できる電圧に簡単で安価な構成により変換することが
できるという効果が得られる。また、センサ２の短絡お
よび断線を検出することができるという効果、およびセ
ンサ２とコントロールユニットＣＵとの接続が、２本の
電源ライン３ａ，３ｂのみで済み、コストダウンならび
に配索の手間の軽減を図ることができるという効果が得
られる。

【００２６】（実施の形態２）図５は実施の形態２の回
転速度検出装置を示しており、この実施の形態２は請求
項４記載の発明に対応している。なお、実施の形態２に
ついて説明するにあたり、実施の形態１と共通の構成に
ついては説明を省略して、相違点のみを説明する。

【００２７】この実施の形態２は、波形整形回路６の構
成が実施の形態１と異なっている。すなわち、安定回路
４のオペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１との間のＡ点は、オペ
アンプＯＰ２に接続されている。そして、このオペアン
プＯＰ２には、４つの抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５が接
続され、差動増幅回路６ｃが構成されている。この差動
増幅回路６ｃは、オペアンプＯＰ１の出力と基準電圧Ｖ
ｃｃとの差に比例した電圧を出力するものであり、この
差動増幅回路６ｃは、Ａ点とＢ点とにおける電圧を所定
の比率に制御することができる。

【００２８】すなわち、Ａ点とＢ点との電圧の関係は、
ｋ（Ａ点の電圧−Ｖｃｃ）＝Ｂ点の電圧で表され、Ｒ２
＝Ｒ３、Ｒ４＝Ｒ５では、ｋ＝１となり、Ｒ２：Ｒ３＝
Ｒ４：Ｒ５＝１：２のとき、ｋ＝２となり、Ｒ２：Ｒ３
＝Ｒ４：Ｒ５＝１：３のときｋ＝３となる。

【００２９】図６は、実施の形態２の波形整形回路６の
出力を示すもので、この形態では、オペアンプＯＰ１と
基準電圧Ｖｃｃとの差に基づいて信号が形成されるた
め、基準電圧Ｖｃｃが図示のように変化しても、波形整
形回路６からのＨｉ，Ｌｏの信号は、従来のように、Ｈ
ｉ電圧，Ｌｏ電圧の値が変化することなく、Ｈｉ電圧，
Ｌｏ電圧の値が一定となる。したがって、検出精度が向
上するという効果が得られる。

【００３０】また、差動振幅回路６ｃにより、信号の振
幅を任意に大きくすることができるため、これにより不
感帯を大きくすることができるとともに、外乱ノイズの
影響を抑えることができ、よって検出精度を向上させる
ことができるという効果が得られる。

【００３１】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明の車輪速
検出装置にあっては、電源および波形整形回路とセンサ
との間に、センサとの間の電圧をフィードバックして、
センサに印加する電圧を一定化する安定回路を設けた構
成としたため、車両に適用した場合などのように、種々
の理由により電源電圧が変化しても、センサに印加する
電圧が安定回路により一定化される結果、センサでは、
オン・オフする閾値が変化することがない。よって、閾
値が変動することを原因としてセンサがオン・オフする
タイミングが変化することがないとともに、あるいは、
閾値の変動を原因とするオン・オフ信号が形成されるこ
とがなく、高い検出精度が得られるという効果を奏す
る。

【００３２】請求項２に記載の発明では、上記安定回路
を、オペアンプと抵抗とフィードバック回路とによる簡
単な部品で構成したため、低コスト化を図ることができ
るという効果が得られる。

【００３３】請求項３に記載の発明では、波形整形回路
に、安定回路からの信号のレベルを圧縮する分圧回路を
設けたため、安定回路からの出力が高圧であってもマイ
クロコンピュータにおいて処理可能な低電圧の信号に変
換することができるという効果が得られる。

【００３４】請求項４に記載の発明では、波形整形回路
に、安定回路の出力電圧と基準電圧との差に比例した電
圧を出力する差動増幅回路を設けたため、安定回路ｅの
出力から電源の電圧および基準電圧の変動分を取り除く
ことができ、また、上記差を増幅させることにより、ノ
イズによる影響を受け難くすることができるものであ
り、これによって検出精度の向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の回転速度検出装置を示すクレーム対応
図である。

【図２】実施の形態１の全体図である。

【図３】実施の形態１の出力特性図である。

【図４】実施の形態と従来との特性比較図である。

【図５】実施の形態２の全体図である。

【図６】実施の形態２と従来の特性比較図である。

【符号の説明】

ａ回転体ｂセンサｃ電源ｄ波形整形回路ｄ１波形整形部ｄ２分圧回路ｄ３差動増幅回路ｅ安定回路ｅ１オペアンプｅ２抵抗ｅ３フィードバック回路ｆ回路ｇ基準電圧１ロータ（回転体）２センサ２ａ磁感素子２ｂトランジスタ３ａ，３ｂセンサ電源ライン４安定回路４ａフィードバック回路５ＣＰＵ６波形整形回路６ａ分圧回路６ｂ波形整形部６ｃ差動増幅回路７，８保護回路ＣＵコントロールユニットＯＰ１オペアンプＯＰ２オペアンプＣＯＭＰ１比較器Ｒ１〜Ｒ７抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回転体の回転に伴う磁束密度の変化に応
じてオン・オフして消費電流値が変化するセンサと、このセンサを駆動させる電源と、前記センサの消費電流値の変化に応じたＨｉ・Ｌｏのパ
ルス信号を形成する波形整形回路と、を備えた回転速度
検出装置において、前記電源および波形整形回路と、前記センサと、の間
に、センサとの間の電圧をフィードバックして、センサ
に印加する電圧を一定化させる安定回路が設けられてい
ることを特徴とする回転速度検出装置。
【請求項２】前記安定回路が、前記電源とセンサとの
間に設けられたオペアンプと、このオペアンプの出力側
とセンサとを結ぶ回路に設けられた抵抗とを備え、前記
オペアンプの２つの入力の一方が、フィードバック回路
を介して得られる前記抵抗よりもセンサ側の電圧である
とともに、入力の他方が所定の基準電圧であり、前記オ
ペアンプの出力側と前記抵抗との間の電圧が、前記波形
整形回路に入力されるよう構成されていることを特徴と
する請求項１に記載の回転速度検出装置。
【請求項３】前記波形整形回路には、波形を整形する
波形整形部の手前に前記安定回路からの信号のレベルを
圧縮する分圧回路が設けられていることを特徴とする請
求項１または２に記載の回転速度検出装置。
【請求項４】前記波形整形回路には、波形を整形する
波形整形部の手前に前記安定回路からの出力電圧と基準
電圧との差に比例した電圧を出力する差動増幅回路が設
けられていることを特徴とする請求項１または２に記載
の回転速度検出装置。