JPH11220886A - マルチレベル形電力変換器 - Google Patents
マルチレベル形電力変換器Info
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- JPH11220886A JPH11220886A JP26501998A JP26501998A JPH11220886A JP H11220886 A JPH11220886 A JP H11220886A JP 26501998 A JP26501998 A JP 26501998A JP 26501998 A JP26501998 A JP 26501998A JP H11220886 A JPH11220886 A JP H11220886A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 部品点数の少ない新規な構成のマルチレベル
形電力変換器を提供する。 【解決手段】 １相のインバータアームにおいて、最高
電圧と最低電圧を除いた電圧となる直流電圧端子２ａ〜
４ａと出力端子６の間を逆阻止型双方向性スイッチング
手段Ｂ〜Ｄで接続し、最高電圧となる直流電圧端子１ａ
と出力端子６の間および最低電圧となる直流電圧端子５
ａと出力端子６の間をスイッチ手段Ａ、Ｅで接続した。
ここで、スイッチ手段Ａ、Ｅを、それぞれ１個の自己消
弧形スイッチング素子１１ａ、１８ａと、これに逆並列
接続されたダイオード１１ｂ、１８ｂとで構成し、逆阻
止型双方向性スイッチング手段Ｂ〜Ｄを、それぞれ２個
の自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１３ａ、１４
ａ、１５ａ、１６ａ、１７ａと、それぞれに逆並列接続
されたダイオード１２ｂ、１３ｂ、１４ｂ、１５ｂ、１
６ｂ、１７ｂとで構成した。
形電力変換器を提供する。 【解決手段】 １相のインバータアームにおいて、最高
電圧と最低電圧を除いた電圧となる直流電圧端子２ａ〜
４ａと出力端子６の間を逆阻止型双方向性スイッチング
手段Ｂ〜Ｄで接続し、最高電圧となる直流電圧端子１ａ
と出力端子６の間および最低電圧となる直流電圧端子５
ａと出力端子６の間をスイッチ手段Ａ、Ｅで接続した。
ここで、スイッチ手段Ａ、Ｅを、それぞれ１個の自己消
弧形スイッチング素子１１ａ、１８ａと、これに逆並列
接続されたダイオード１１ｂ、１８ｂとで構成し、逆阻
止型双方向性スイッチング手段Ｂ〜Ｄを、それぞれ２個
の自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１３ａ、１４
ａ、１５ａ、１６ａ、１７ａと、それぞれに逆並列接続
されたダイオード１２ｂ、１３ｂ、１４ｂ、１５ｂ、１
６ｂ、１７ｂとで構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の直流電圧の
いずれかを出力の電圧として電力変換を行うマルチレベ
ル形電力変換器に関する。
いずれかを出力の電圧として電力変換を行うマルチレベ
ル形電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、マルチレベル形電力変換器（イン
バータ）として、例えば特開平５−３０８７７８号公報
に示されるもののように種々のものが提案されている。
図８に、３相交流電圧を出力する４レベルインバータの
１相（例えばＵ相）の部分の構成を示す。図において、
１０１〜１０４は直流電源で、直流電圧端子１０１ａ〜
１０５ａに電圧レベルの異なる直流電圧をそれぞれ発生
する。直流電圧端子１０１ａ〜１０５ａとＵ相の出力端
子１０６との間には、Ｕ相のインバータアームが設けら
れている。このＵ相のインバータアームは、直列接続さ
れたＭＯＳトランジスタなどの自己消弧形スイッチング
素子１１１ａ〜１１８ａと、それぞれのスイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード（フライホイールダイ
オード）１１１ｂ〜１１８ｂと、直流分圧点に接続され
たダイオード１２１〜１２５により構成されている。そ
して、自己消弧形スイッチング素子１１１ａ〜１１８ａ
を選択的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御することによ
り、出力端子１０６から交流電圧が出力される。
バータ）として、例えば特開平５−３０８７７８号公報
に示されるもののように種々のものが提案されている。
図８に、３相交流電圧を出力する４レベルインバータの
１相（例えばＵ相）の部分の構成を示す。図において、
１０１〜１０４は直流電源で、直流電圧端子１０１ａ〜
１０５ａに電圧レベルの異なる直流電圧をそれぞれ発生
する。直流電圧端子１０１ａ〜１０５ａとＵ相の出力端
子１０６との間には、Ｕ相のインバータアームが設けら
れている。このＵ相のインバータアームは、直列接続さ
れたＭＯＳトランジスタなどの自己消弧形スイッチング
素子１１１ａ〜１１８ａと、それぞれのスイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード（フライホイールダイ
オード）１１１ｂ〜１１８ｂと、直流分圧点に接続され
たダイオード１２１〜１２５により構成されている。そ
して、自己消弧形スイッチング素子１１１ａ〜１１８ａ
を選択的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御することによ
り、出力端子１０６から交流電圧が出力される。
【０００３】また、Ｖ相、Ｗ相についても、直流電源１
０１〜１０４を共通使用して、上記Ｕ相のインバータア
ームと同じ構成のものが備えられている。そして、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子から例えば３相交流電動機な
どの負荷に３相の交流電圧が供給される。図９に、自己
消弧形スイッチング素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−
ソース間電圧を印加するための駆動回路の構成を示す。
図に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換器１３１１、トランス
１３１２および複数のＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３
２０で構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１３１を有し、
このＤＣ−ＤＣコンバータ１３１によって、直流電源１
３０の直流電圧を複数のフローティング電圧に変換して
出力するように構成されている。
０１〜１０４を共通使用して、上記Ｕ相のインバータア
ームと同じ構成のものが備えられている。そして、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子から例えば３相交流電動機な
どの負荷に３相の交流電圧が供給される。図９に、自己
消弧形スイッチング素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−
ソース間電圧を印加するための駆動回路の構成を示す。
図に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換器１３１１、トランス
１３１２および複数のＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３
２０で構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１３１を有し、
このＤＣ−ＤＣコンバータ１３１によって、直流電源１
３０の直流電圧を複数のフローティング電圧に変換して
出力するように構成されている。
【０００４】そして、ドライバ１４１〜１４８の作動に
よって、ＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３２０から出力
される複数のフローティング電圧が、自己消弧形スイッ
チング素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−ソース間にそ
れぞれ印加される。なお、この図９中のＳＷは自己消弧
形スイッチング素子を示し、丸付き符号は図８中の丸付
き符号と接続されていることを示している。
よって、ＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３２０から出力
される複数のフローティング電圧が、自己消弧形スイッ
チング素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−ソース間にそ
れぞれ印加される。なお、この図９中のＳＷは自己消弧
形スイッチング素子を示し、丸付き符号は図８中の丸付
き符号と接続されていることを示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記したマルチレベル
形電力変換器においては、自己消弧形スイッチング素子
１１１ａ〜１１８ａが全て直列接続されているため、出
力電圧のレベルを切り換えるためにダイオード１２１〜
１２５が必要になり、部品点数が多くなるという問題が
ある。また、図９に示すように、自己消弧形スイッチン
グ素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−ソース間に対応し
た数だけ、それぞれのフローティング電圧を作成するフ
ローティング電源（ＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３２
０）が必要になるという問題がある。
形電力変換器においては、自己消弧形スイッチング素子
１１１ａ〜１１８ａが全て直列接続されているため、出
力電圧のレベルを切り換えるためにダイオード１２１〜
１２５が必要になり、部品点数が多くなるという問題が
ある。また、図９に示すように、自己消弧形スイッチン
グ素子１１１ａ〜１１８ａのゲート−ソース間に対応し
た数だけ、それぞれのフローティング電圧を作成するフ
ローティング電源（ＡＣ／ＤＣ変換器１３１３〜１３２
０）が必要になるという問題がある。
【０００６】本発明は上記問題に鑑みたもので、上記従
来のものよりも部品点数を少なくしたマルチレベル形電
力変換器を提供することを第１の目的とする。また、自
己消弧形スイッチング素子を駆動するためのフローティ
ング電源の数を上記従来のものよりも少なくすることを
第２の目的とする。
来のものよりも部品点数を少なくしたマルチレベル形電
力変換器を提供することを第１の目的とする。また、自
己消弧形スイッチング素子を駆動するためのフローティ
ング電源の数を上記従来のものよりも少なくすることを
第２の目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明においては、複数の直流電圧
端子（１ａ〜５ａ）と出力端子（６）との間にスイッチ
ング手段（Ａ〜Ｅ）がそれぞれ接続され、これら複数の
スイッチング手段が選択的に導通制御されて複数の直流
電圧端子のいずれかの直流電圧を出力端子の電圧とする
ように構成している。
め、請求項１に記載の発明においては、複数の直流電圧
端子（１ａ〜５ａ）と出力端子（６）との間にスイッチ
ング手段（Ａ〜Ｅ）がそれぞれ接続され、これら複数の
スイッチング手段が選択的に導通制御されて複数の直流
電圧端子のいずれかの直流電圧を出力端子の電圧とする
ように構成している。
【０００８】このように複数の直流電圧端子（１ａ〜５
ａ）と出力端子（６）との間にスイッチング手段（Ａ〜
Ｅ）をそれぞれ接続した構成とすることにより、出力電
圧のレベルを切り換えるためのダイオードが不要にな
り、その分部品点数を少なくした構成とすることができ
る。また、複数の直流電圧端子の直流電圧のうち最高電
圧と最低電圧を除いた直流電圧となる直流電圧端子と出
力端子との間に設けられたスイッチング手段（Ｂ〜Ｄ）
を、第１の自己消弧形スイッチング素子（１２ａ、１４
ａ、１６ａ）と、これに直列接続された第２の自己消弧
形スイッチング素子（１３ａ、１５ａ、１７ａ）と、第
１の自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続された第
１のダイオード（１２ｂ、１４ｂ、１６ｂ）と、第２の
自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続された第２の
ダイオードと（１３ｂ、１５ｂ、１７ｂ）を有して構成
することによって、直流電圧端子側から出力端子側に電
流を流し、また出力端子側から直流端子側に電流を流す
経路を形成することができる。
ａ）と出力端子（６）との間にスイッチング手段（Ａ〜
Ｅ）をそれぞれ接続した構成とすることにより、出力電
圧のレベルを切り換えるためのダイオードが不要にな
り、その分部品点数を少なくした構成とすることができ
る。また、複数の直流電圧端子の直流電圧のうち最高電
圧と最低電圧を除いた直流電圧となる直流電圧端子と出
力端子との間に設けられたスイッチング手段（Ｂ〜Ｄ）
を、第１の自己消弧形スイッチング素子（１２ａ、１４
ａ、１６ａ）と、これに直列接続された第２の自己消弧
形スイッチング素子（１３ａ、１５ａ、１７ａ）と、第
１の自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続された第
１のダイオード（１２ｂ、１４ｂ、１６ｂ）と、第２の
自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続された第２の
ダイオードと（１３ｂ、１５ｂ、１７ｂ）を有して構成
することによって、直流電圧端子側から出力端子側に電
流を流し、また出力端子側から直流端子側に電流を流す
経路を形成することができる。
【０００９】この場合、請求項２に記載の発明のよう
に、最高電圧となる直流電圧端子（１ａ）と出力端子と
の間に設けられたスイッチング手段（Ａ）および最低電
圧となる直流電圧端子（５ａ）と出力端子との間に設け
られたスイッチング手段（Ｅ）のそれぞれを、自己消弧
形スイッチング素子（１１ａ、１８ａ）と、この自己消
弧形スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード
（１１ｂ、１８ｂ）とを有して構成することができる。
に、最高電圧となる直流電圧端子（１ａ）と出力端子と
の間に設けられたスイッチング手段（Ａ）および最低電
圧となる直流電圧端子（５ａ）と出力端子との間に設け
られたスイッチング手段（Ｅ）のそれぞれを、自己消弧
形スイッチング素子（１１ａ、１８ａ）と、この自己消
弧形スイッチング素子に逆並列接続されたダイオード
（１１ｂ、１８ｂ）とを有して構成することができる。
【００１０】また、請求項３に記載の発明においては、
第１の自己消弧形スイッチング素子と第２の自己消弧形
スイッチング素子を、ＭＯＳ構造をしたトランジスタと
し、互いのソース電極同士を直列接続した構成にするこ
とによって、第１の自己消弧形スイッチング素子と第２
の自己消弧形スイッチング素子を駆動する場合のフロー
ティング電源を１つにすることができ、従来のものより
もフローティング電源の数を少なくすることができる。
第１の自己消弧形スイッチング素子と第２の自己消弧形
スイッチング素子を、ＭＯＳ構造をしたトランジスタと
し、互いのソース電極同士を直列接続した構成にするこ
とによって、第１の自己消弧形スイッチング素子と第２
の自己消弧形スイッチング素子を駆動する場合のフロー
ティング電源を１つにすることができ、従来のものより
もフローティング電源の数を少なくすることができる。
【００１１】また、請求項４に記載の発明においては、
第１の自己消弧形スイッチング素子と第２の自己消弧形
スイッチング素子を、ＭＯＳ構造をしたトランジスタと
し、互いのドレイン電極同士を直列接続した構成にする
ことによって、第２の自己消弧形スイッチング素子のソ
ース電極が出力端子に接続されるため、第２の自己消弧
形スイッチング素子を駆動するためのフローティング電
源を共通とすることができ、また、複数の相出力を有す
る場合には、第１の自己消弧形スイッチング素子のソー
ス電極が複数の直流電圧端子（１ａ〜５ａ）にそれぞれ
接続されることにより、各相の第１の自己消弧形スイッ
チング素子を駆動するためのフローティング電源を共通
とすることができる。
第１の自己消弧形スイッチング素子と第２の自己消弧形
スイッチング素子を、ＭＯＳ構造をしたトランジスタと
し、互いのドレイン電極同士を直列接続した構成にする
ことによって、第２の自己消弧形スイッチング素子のソ
ース電極が出力端子に接続されるため、第２の自己消弧
形スイッチング素子を駆動するためのフローティング電
源を共通とすることができ、また、複数の相出力を有す
る場合には、第１の自己消弧形スイッチング素子のソー
ス電極が複数の直流電圧端子（１ａ〜５ａ）にそれぞれ
接続されることにより、各相の第１の自己消弧形スイッ
チング素子を駆動するためのフローティング電源を共通
とすることができる。
【００１２】さらに、請求項５に記載の発明において
は、ＰＷＭ制御されているスイッチング手段に接続され
た直流電圧端子の直流電圧より電圧レベルが低い側の直
流電圧の直流電圧端子に接続されたスイッチング手段
を、前記ＰＷＭ制御が行われている間、前記ＰＷＭ制御
されているスイッチング手段を流れる電流と同方向に電
流が流れる状態に制御するようにしたことを特徴として
いる。
は、ＰＷＭ制御されているスイッチング手段に接続され
た直流電圧端子の直流電圧より電圧レベルが低い側の直
流電圧の直流電圧端子に接続されたスイッチング手段
を、前記ＰＷＭ制御が行われている間、前記ＰＷＭ制御
されているスイッチング手段を流れる電流と同方向に電
流が流れる状態に制御するようにしたことを特徴として
いる。
【００１３】このように高電圧側のスイッチング手段を
ＰＷＭ制御する場合に、低電圧側を高電圧側の電流方向
と同じ方向に電流が流れるようにすることによって、負
荷の短絡を防止しつつ誘導負荷駆動時出力電圧を切り替
える際に負荷電流の行き場がなくなる状態をなくすこと
ができるので、従来のインバータで用いられているよう
な相間コンデンサを不要とすることができる。
ＰＷＭ制御する場合に、低電圧側を高電圧側の電流方向
と同じ方向に電流が流れるようにすることによって、負
荷の短絡を防止しつつ誘導負荷駆動時出力電圧を切り替
える際に負荷電流の行き場がなくなる状態をなくすこと
ができるので、従来のインバータで用いられているよう
な相間コンデンサを不要とすることができる。
【００１４】また、請求項６に記載の発明においては、
複数の直流電圧の中で最高電圧と最低電圧を除いた電圧
となる直流電圧端子（２ａ〜４ａ）と出力端子（６）の
間が、逆阻止型双方向性スイッチング手段（Ｂ〜Ｄ）で
接続され、最高電圧となる直流電圧端子（１ａ）と出力
端子の間および最低電圧となる直流電圧端子（５ａ）と
出力端子の間が、１個の自己消弧形スイッチング素子
（１１ａ、１８ａ）と、この自己消弧形スイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード（１１ｂ、１８ｂ）か
らなるスイッチ手段（Ａ、Ｅ）でそれぞれ接続されてお
り、逆阻止型双方向性スイッチング手段を、２個の自己
消弧形スイッチング素子（１２ａと１３ａ、１４ａと１
５ａ、１６ａと１７ａ）と、それぞれの自己消弧形スイ
ッチング素子に逆並列接続されたダイオード（１２ｂと
１３ｂ、１４ｂと１５ｂ、１６ｂと１７ｂ）にて構成し
たことを特徴としている。
複数の直流電圧の中で最高電圧と最低電圧を除いた電圧
となる直流電圧端子（２ａ〜４ａ）と出力端子（６）の
間が、逆阻止型双方向性スイッチング手段（Ｂ〜Ｄ）で
接続され、最高電圧となる直流電圧端子（１ａ）と出力
端子の間および最低電圧となる直流電圧端子（５ａ）と
出力端子の間が、１個の自己消弧形スイッチング素子
（１１ａ、１８ａ）と、この自己消弧形スイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード（１１ｂ、１８ｂ）か
らなるスイッチ手段（Ａ、Ｅ）でそれぞれ接続されてお
り、逆阻止型双方向性スイッチング手段を、２個の自己
消弧形スイッチング素子（１２ａと１３ａ、１４ａと１
５ａ、１６ａと１７ａ）と、それぞれの自己消弧形スイ
ッチング素子に逆並列接続されたダイオード（１２ｂと
１３ｂ、１４ｂと１５ｂ、１６ｂと１７ｂ）にて構成し
たことを特徴としている。
【００１５】この発明においても請求項１、２に記載の
発明と同様の作用効果を奏する。なお、上記した括弧内
の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応
関係を示すものである。
発明と同様の作用効果を奏する。なお、上記した括弧内
の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応
関係を示すものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。図１に本発明の一実施形態を示す４
レベルインバータの１相（例えばＵ相）の部分の構成を
示す。図において、１〜４は直流電源で、直流電圧端子
１ａに３００Ｖ、直流電圧端子２ａに２２５Ｖ、直流電
圧端子３ａに１５０Ｖ、直流電圧端子４ａに７５Ｖ、直
流電圧端子５ａに０Ｖの直流電圧をそれぞれ発生する。
について説明する。図１に本発明の一実施形態を示す４
レベルインバータの１相（例えばＵ相）の部分の構成を
示す。図において、１〜４は直流電源で、直流電圧端子
１ａに３００Ｖ、直流電圧端子２ａに２２５Ｖ、直流電
圧端子３ａに１５０Ｖ、直流電圧端子４ａに７５Ｖ、直
流電圧端子５ａに０Ｖの直流電圧をそれぞれ発生する。
【００１７】直流電圧端子１ａ〜５ａとＵ相の出力端子
６との間には、Ｕ相のインバータアームが設けられてい
る。このＵ相のインバータアームにおいて、直流電圧端
子１ａ〜５ａと出力端子６のそれぞれの間に電流経路が
形成されており、それぞれの電流経路にスイッチング回
路Ａ〜Ｅが設けられている。ここで、最高電圧となる直
流電圧端子１ａと出力端子６との間に設けられたスイッ
チング回路Ａは、ＭＯＳ構造をしたパワートランジスタ
で構成された自己消弧形スイッチング素子１１ａと、こ
の自己消弧形スイッチング素子１１ａに逆並列接続され
たダイオード１１ｂから構成され、また最低電圧となる
直流電圧端子５ａと出力端子６との間に設けられたスイ
ッチング回路Ｅは、自己消弧形スイッチング素子１８ａ
と、この自己消弧形スイッチング素子１８ａに逆並列接
続されたダイオード１８ｂから構成されている。なお、
逆並列接続とは、例えばＭＯＳトランジスタで説明する
と、ソース側にダイオードのアノードが、ドレイン側に
カソードが接続される状態のことをいう。
６との間には、Ｕ相のインバータアームが設けられてい
る。このＵ相のインバータアームにおいて、直流電圧端
子１ａ〜５ａと出力端子６のそれぞれの間に電流経路が
形成されており、それぞれの電流経路にスイッチング回
路Ａ〜Ｅが設けられている。ここで、最高電圧となる直
流電圧端子１ａと出力端子６との間に設けられたスイッ
チング回路Ａは、ＭＯＳ構造をしたパワートランジスタ
で構成された自己消弧形スイッチング素子１１ａと、こ
の自己消弧形スイッチング素子１１ａに逆並列接続され
たダイオード１１ｂから構成され、また最低電圧となる
直流電圧端子５ａと出力端子６との間に設けられたスイ
ッチング回路Ｅは、自己消弧形スイッチング素子１８ａ
と、この自己消弧形スイッチング素子１８ａに逆並列接
続されたダイオード１８ｂから構成されている。なお、
逆並列接続とは、例えばＭＯＳトランジスタで説明する
と、ソース側にダイオードのアノードが、ドレイン側に
カソードが接続される状態のことをいう。
【００１８】また、最高電圧と最低電圧を除いた直流電
圧となる直流電圧端子２ａ、３ａ、４ａと出力端子６と
の間に設けられたスイッチング回路Ｂ、Ｃ、Ｄは、逆阻
止形双方向性スイッチ構成となっており、第１の自己消
弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａと、この
第１の自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１
６ａとソース電極同士が直列接続された第２の自己消弧
形スイッチング素子１３ａ、１５ａ、１７ａと、第１の
自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａに
逆並列接続された第１のダイオード１２ｂ、１４ｂ、１
６ｂと、第２の自己消弧形スイッチング素子１３ａ、１
５ａ、１７ａに逆並列接続された第２のダイオード１３
ｂ、１５ｂ、１７ｂとから、それぞれ構成されている。
圧となる直流電圧端子２ａ、３ａ、４ａと出力端子６と
の間に設けられたスイッチング回路Ｂ、Ｃ、Ｄは、逆阻
止形双方向性スイッチ構成となっており、第１の自己消
弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａと、この
第１の自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１
６ａとソース電極同士が直列接続された第２の自己消弧
形スイッチング素子１３ａ、１５ａ、１７ａと、第１の
自己消弧形スイッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａに
逆並列接続された第１のダイオード１２ｂ、１４ｂ、１
６ｂと、第２の自己消弧形スイッチング素子１３ａ、１
５ａ、１７ａに逆並列接続された第２のダイオード１３
ｂ、１５ｂ、１７ｂとから、それぞれ構成されている。
【００１９】図２に、自己消弧形スイッチング素子１１
ａ〜１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆
動回路の構成を示す。図に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換
器２１１、トランス２１２および複数のＡＣ／ＤＣ変換
器２１３〜２１７で構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ２
１を有し、このＤＣ−ＤＣコンバータ２１によって、直
流電源２０の直流電圧を複数のフローティング電圧に変
換して出力するように構成されている。
ａ〜１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆
動回路の構成を示す。図に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換
器２１１、トランス２１２および複数のＡＣ／ＤＣ変換
器２１３〜２１７で構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ２
１を有し、このＤＣ−ＤＣコンバータ２１によって、直
流電源２０の直流電圧を複数のフローティング電圧に変
換して出力するように構成されている。
【００２０】そして、ドライバ３１〜３８の作動によっ
て、ＡＣ／ＤＣ変換器２１３〜２１７から出力される複
数のフローティング電圧が、自己消弧形スイッチング素
子１１ａ〜１８ａのゲート−ソース間にそれぞれ印加さ
れる。なお、この図２においてもＳＷは自己消弧形スイ
ッチング素子を示し、丸付き符号は図１中の丸付き符号
と接続されていることを示している。
て、ＡＣ／ＤＣ変換器２１３〜２１７から出力される複
数のフローティング電圧が、自己消弧形スイッチング素
子１１ａ〜１８ａのゲート−ソース間にそれぞれ印加さ
れる。なお、この図２においてもＳＷは自己消弧形スイ
ッチング素子を示し、丸付き符号は図１中の丸付き符号
と接続されていることを示している。
【００２１】なお、この図２に示すドライバ３１〜３８
は、図示しない制御回路からの出力電圧指令信号（イン
バータが出力する交流電圧を制御するための信号）に基
づいて、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１８ａを
オンオフ駆動する。次に、図２に示す駆動回路を用いて
図１に示すＵ相のインバータアームを駆動する場合の作
動を、図３に示す波形図および図４、図５に示す動作説
明図をもとに説明する。
は、図示しない制御回路からの出力電圧指令信号（イン
バータが出力する交流電圧を制御するための信号）に基
づいて、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１８ａを
オンオフ駆動する。次に、図２に示す駆動回路を用いて
図１に示すＵ相のインバータアームを駆動する場合の作
動を、図３に示す波形図および図４、図５に示す動作説
明図をもとに説明する。
【００２２】なお、図３は、Ｕ相のインバータアームの
１周期の駆動波形を示している。また、図４は、直流電
圧が出力端子の電圧より大きく出力電流Ｉが正（Ｉ＞
０）になって負荷（例えば３相交流電動機）を駆動して
いる状態を示し、図５は、直流電圧が出力端子の電圧よ
り小さく出力電流Ｉが負（Ｉ＜０）になって電力が直流
電源１〜４に回生されている状態を示している。
１周期の駆動波形を示している。また、図４は、直流電
圧が出力端子の電圧より大きく出力電流Ｉが正（Ｉ＞
０）になって負荷（例えば３相交流電動機）を駆動して
いる状態を示し、図５は、直流電圧が出力端子の電圧よ
り小さく出力電流Ｉが負（Ｉ＜０）になって電力が直流
電源１〜４に回生されている状態を示している。
【００２３】まず、図３のｔ1 〜ｔ2 の期間において
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａをＰＷＭ制御す
る。また、自己消弧形スイッチング素子１２ａをオンに
し、自己消弧形スイッチング素子１３ａを自己消弧形ス
イッチング素子１１ａと逆極性でＰＷＭ制御する。但
し、互いに逆位相でＰＷＭ制御するスイッチング素子
（例えば１１ａと１３ａ）は、互いに同時オン状態とな
ることがないよう、一方の素子がオフした後で他方の素
子がオンされるよう制御される。また、自己消弧形スイ
ッチング素子１４ａ、１５ａ、１６ａ、１７ａ、１８ａ
を、それぞれオン、オフ、オン、オフ、オフにする。
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａをＰＷＭ制御す
る。また、自己消弧形スイッチング素子１２ａをオンに
し、自己消弧形スイッチング素子１３ａを自己消弧形ス
イッチング素子１１ａと逆極性でＰＷＭ制御する。但
し、互いに逆位相でＰＷＭ制御するスイッチング素子
（例えば１１ａと１３ａ）は、互いに同時オン状態とな
ることがないよう、一方の素子がオフした後で他方の素
子がオンされるよう制御される。また、自己消弧形スイ
ッチング素子１４ａ、１５ａ、１６ａ、１７ａ、１８ａ
を、それぞれオン、オフ、オン、オフ、オフにする。
【００２４】ここで、Ｉ＞０の場合、自己消弧形スイッ
チング素子１１ａのオン期間においては、図４（ａ）に
示すように、直流電源１から自己消弧形スイッチング素
子１１ａを介して出力端子６に電流が流れるため、出力
端子６の電圧が３００Ｖになる。また、自己消弧形スイ
ッチング素子１１ａのオフ期間においては、図４（ｂ）
に示すように、直流電源２から自己消弧形スイッチング
素子１２ａ、ダイオード１３ｂを介して出力端子６に電
流が流れるため、出力端子６の電圧が２２５Ｖになる
（この場合、実際にはダイオード１３ｂによる電圧ドロ
ップがある）。従って、自己消弧形スイッチング素子１
１ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出力
される電圧は、図３のｔ1 〜ｔ2 の期間の波形のように
変化する。
チング素子１１ａのオン期間においては、図４（ａ）に
示すように、直流電源１から自己消弧形スイッチング素
子１１ａを介して出力端子６に電流が流れるため、出力
端子６の電圧が３００Ｖになる。また、自己消弧形スイ
ッチング素子１１ａのオフ期間においては、図４（ｂ）
に示すように、直流電源２から自己消弧形スイッチング
素子１２ａ、ダイオード１３ｂを介して出力端子６に電
流が流れるため、出力端子６の電圧が２２５Ｖになる
（この場合、実際にはダイオード１３ｂによる電圧ドロ
ップがある）。従って、自己消弧形スイッチング素子１
１ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出力
される電圧は、図３のｔ1 〜ｔ2 の期間の波形のように
変化する。
【００２５】また、Ｉ＜０の場合には、自己消弧形スイ
ッチング素子１３ａのオフ期間においては、図５（ａ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１１ａに逆並列接続されたダイオード１１ｂを介し
て直流電源１に電流が流れ、また自己消弧形スイッチン
グ素子１３ａのオン期間においては、図５（ｂ）に示す
ように、出力端子６から自己消弧形スイッチング素子１
３ａ、ダイオード１２ｂを介して直流電源２に電流が流
れる。
ッチング素子１３ａのオフ期間においては、図５（ａ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１１ａに逆並列接続されたダイオード１１ｂを介し
て直流電源１に電流が流れ、また自己消弧形スイッチン
グ素子１３ａのオン期間においては、図５（ｂ）に示す
ように、出力端子６から自己消弧形スイッチング素子１
３ａ、ダイオード１２ｂを介して直流電源２に電流が流
れる。
【００２６】次に、図３のｔ2 〜ｔ3 の期間において
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａをオフにし、自
己消弧形スイッチング素子１２ａをＰＷＭ制御する。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１３ａ、１４ａをオン
にし、自己消弧形スイッチング素子１５ａを自己消弧形
スイッチング素子１２ａと逆極性でＰＷＭ制御する。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１６ａ、１７ａ、１８
ａを、それぞれオン、オフ、オフにする。
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａをオフにし、自
己消弧形スイッチング素子１２ａをＰＷＭ制御する。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１３ａ、１４ａをオン
にし、自己消弧形スイッチング素子１５ａを自己消弧形
スイッチング素子１２ａと逆極性でＰＷＭ制御する。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１６ａ、１７ａ、１８
ａを、それぞれオン、オフ、オフにする。
【００２７】ここで、Ｉ＞０の場合、自己消弧形スイッ
チング素子１２ａのオン期間においては、図４（ｂ）に
示すように、直流電源２から自己消弧形スイッチング素
子１２ａ、ダイオード１３ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が２２５Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１２ａのオフ期間にお
いては、図４（ｃ）に示すように、直流電源３から自己
消弧形スイッチング素子１４ａ、ダイオード１５ｂを介
して出力端子６に電流が流れるため、出力端子６の電圧
が１５０Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素
子１２ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から
出力される電圧は、図３のｔ2 〜ｔ3 の期間の波形のよ
うに変化する。
チング素子１２ａのオン期間においては、図４（ｂ）に
示すように、直流電源２から自己消弧形スイッチング素
子１２ａ、ダイオード１３ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が２２５Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１２ａのオフ期間にお
いては、図４（ｃ）に示すように、直流電源３から自己
消弧形スイッチング素子１４ａ、ダイオード１５ｂを介
して出力端子６に電流が流れるため、出力端子６の電圧
が１５０Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素
子１２ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から
出力される電圧は、図３のｔ2 〜ｔ3 の期間の波形のよ
うに変化する。
【００２８】また、Ｉ＜０の場合には、自己消弧形スイ
ッチング素子１５ａのオフ期間においては、図５（ｂ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１３ａ、ダイオード１２ｂを介して直流電源２に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１５ａのオ
ン期間においては、図５（ｃ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１５ａ、ダイオード
１４ｂを介して直流電源２に電流が流れる。
ッチング素子１５ａのオフ期間においては、図５（ｂ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１３ａ、ダイオード１２ｂを介して直流電源２に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１５ａのオ
ン期間においては、図５（ｃ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１５ａ、ダイオード
１４ｂを介して直流電源２に電流が流れる。
【００２９】次に、図３のｔ3 〜ｔ4 の期間において
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１３
ａをそれぞれオフ、オフ、オンにし、自己消弧形スイッ
チング素子１４ａをＰＷＭ制御する。また、自己消弧形
スイッチング素子１５ａ、１６ａをオンにし、自己消弧
形スイッチング素子１７ａを自己消弧形スイッチング素
子１４ａと逆極性でＰＷＭ制御する。また、自己消弧形
スイッチング素子１８ａをオフにする。
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１３
ａをそれぞれオフ、オフ、オンにし、自己消弧形スイッ
チング素子１４ａをＰＷＭ制御する。また、自己消弧形
スイッチング素子１５ａ、１６ａをオンにし、自己消弧
形スイッチング素子１７ａを自己消弧形スイッチング素
子１４ａと逆極性でＰＷＭ制御する。また、自己消弧形
スイッチング素子１８ａをオフにする。
【００３０】ここで、Ｉ＞０の場合、自己消弧形スイッ
チング素子１４ａのオン期間においては、図４（ｃ）に
示すように、直流電源３から自己消弧形スイッチング素
子１４ａ、ダイオード１５ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が１５０Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１４ａのオフ期間にお
いては、図４（ｄ）に示すように、直流電源４から自己
消弧形スイッチング素子１６ａ、ダイオード１７ｂを介
して出力端子６に電流が流れるため、出力端子６の電圧
が７５Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素子
１４ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出
力される電圧は、図３のｔ3 〜ｔ4 の期間の波形のよう
に変化する。
チング素子１４ａのオン期間においては、図４（ｃ）に
示すように、直流電源３から自己消弧形スイッチング素
子１４ａ、ダイオード１５ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が１５０Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１４ａのオフ期間にお
いては、図４（ｄ）に示すように、直流電源４から自己
消弧形スイッチング素子１６ａ、ダイオード１７ｂを介
して出力端子６に電流が流れるため、出力端子６の電圧
が７５Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素子
１４ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出
力される電圧は、図３のｔ3 〜ｔ4 の期間の波形のよう
に変化する。
【００３１】また、Ｉ＜０の場合には、自己消弧形スイ
ッチング素子１７ａのオフ期間においては、図５（ｃ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１５ａ、ダイオード１４ｂを介して直流電源２に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１７ａのオ
ン期間においては、図５（ｄ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１７ａ、ダイオード
１６ｂを介して直流電源２に電流が流れる。
ッチング素子１７ａのオフ期間においては、図５（ｃ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１５ａ、ダイオード１４ｂを介して直流電源２に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１７ａのオ
ン期間においては、図５（ｄ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１７ａ、ダイオード
１６ｂを介して直流電源２に電流が流れる。
【００３２】次に、図３のｔ4 〜ｔ5 の期間において
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１３
ａ、１４ａ、１５ａをそれぞれオフ、オフ、オン、オ
フ、オンにし、自己消弧形スイッチング素子１６ａをＰ
ＷＭ制御する。また、自己消弧形スイッチング素子１７
ａをオンにし、自己消弧形スイッチング素子１８ａを自
己消弧形スイッチング素子１６ａと逆極性でＰＷＭ制御
する。
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１２ａ、１３
ａ、１４ａ、１５ａをそれぞれオフ、オフ、オン、オ
フ、オンにし、自己消弧形スイッチング素子１６ａをＰ
ＷＭ制御する。また、自己消弧形スイッチング素子１７
ａをオンにし、自己消弧形スイッチング素子１８ａを自
己消弧形スイッチング素子１６ａと逆極性でＰＷＭ制御
する。
【００３３】ここで、Ｉ＞０の場合、自己消弧形スイッ
チング素子１６ａのオン期間においては、図４（ｄ）に
示すように、直流電源４から自己消弧形スイッチング素
子１６ａ、ダイオード１７ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が７５Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１６ａのオフ期間にお
いては、自己消弧形スイッチング素子１８ａがオンして
いるため、図４（ｅ）に示すように、出力端子６の電圧
が０Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素子１
４ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出力
される電圧は、図３のｔ4 〜ｔ5 の期間の波形のように
変化する。
チング素子１６ａのオン期間においては、図４（ｄ）に
示すように、直流電源４から自己消弧形スイッチング素
子１６ａ、ダイオード１７ｂを介して出力端子６に電流
が流れるため、出力端子６の電圧が７５Ｖになる。ま
た、自己消弧形スイッチング素子１６ａのオフ期間にお
いては、自己消弧形スイッチング素子１８ａがオンして
いるため、図４（ｅ）に示すように、出力端子６の電圧
が０Ｖになる。従って、自己消弧形スイッチング素子１
４ａをＰＷＭ制御することにより、出力端子６から出力
される電圧は、図３のｔ4 〜ｔ5 の期間の波形のように
変化する。
【００３４】また、Ｉ＜０の場合には、自己消弧形スイ
ッチング素子１８ａのオフ期間においては、図５（ｄ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１７ａ、ダイオード１６ｂを介して直流電源４に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１８ａのオ
ン期間においては、図５（ｅ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１８ａを介して直流
電源４の負極に電流が流れる。
ッチング素子１８ａのオフ期間においては、図５（ｄ）
に示すように、出力端子６から自己消弧形スイッチング
素子１７ａ、ダイオード１６ｂを介して直流電源４に電
流が流れ、また自己消弧形スイッチング素子１８ａのオ
ン期間においては、図５（ｅ）に示すように、出力端子
６から自己消弧形スイッチング素子１８ａを介して直流
電源４の負極に電流が流れる。
【００３５】次に、図３のｔ5 〜ｔ6 の期間において
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１８を、ｔ3
〜ｔ4 の期間の場合と同様に制御し、またｔ6 〜ｔ7 の
期間においては、ｔ2 〜ｔ3 の期間の場合と同様に制御
する。このようにして、Ｕ相のインバータアームの１周
期の駆動を行い、この後、ｔ1 〜ｔ2 の期間の制御に戻
る。
は、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１８を、ｔ3
〜ｔ4 の期間の場合と同様に制御し、またｔ6 〜ｔ7 の
期間においては、ｔ2 〜ｔ3 の期間の場合と同様に制御
する。このようにして、Ｕ相のインバータアームの１周
期の駆動を行い、この後、ｔ1 〜ｔ2 の期間の制御に戻
る。
【００３６】なお、上記したＵ相以外にＶ相、Ｗ相につ
いても、直流電源１〜４を共通使用して、上記Ｕ相のイ
ンバータアームと同じ構成のものが備えられており、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子から３相の交流電圧が出力さ
れて、３相交流電動機などの負荷を駆動する。また、上
記した実施形態において、ｔ1 〜ｔ2 の期間において自
己消弧形スイッチング素子１１ａをＰＷＭ制御する場
合、低電圧側の自己消弧形スイッチング素子１２ａを常
時オンしておくことにより、自己消弧形スイッチング素
子１１ａがオフしたとき、自己消弧形スイッチング素子
１２ａおよびダイオード１３ｂを介して電流が流れる
（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ電圧の発生なく出力
端子６から出力される電圧を２２５Ｖに切り換えること
ができる。
いても、直流電源１〜４を共通使用して、上記Ｕ相のイ
ンバータアームと同じ構成のものが備えられており、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の出力端子から３相の交流電圧が出力さ
れて、３相交流電動機などの負荷を駆動する。また、上
記した実施形態において、ｔ1 〜ｔ2 の期間において自
己消弧形スイッチング素子１１ａをＰＷＭ制御する場
合、低電圧側の自己消弧形スイッチング素子１２ａを常
時オンしておくことにより、自己消弧形スイッチング素
子１１ａがオフしたとき、自己消弧形スイッチング素子
１２ａおよびダイオード１３ｂを介して電流が流れる
（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ電圧の発生なく出力
端子６から出力される電圧を２２５Ｖに切り換えること
ができる。
【００３７】同様に、ｔ2 〜ｔ3 の期間（又はｔ6 〜ｔ
7 の期間）において自己消弧形スイッチング素子１２ａ
をＰＷＭ制御する場合も、低電圧側の自己消弧形スイッ
チング素子１４ａを常時オンしておくことにより、自己
消弧形スイッチング素子１２ａがオフしたとき、自己消
弧形スイッチング素子１４ａおよびダイオード１５ｂを
介して電流が流れる（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ
電圧の発生なく出力端子６から出力される電圧を１５０
Ｖに切り換えることができる。
7 の期間）において自己消弧形スイッチング素子１２ａ
をＰＷＭ制御する場合も、低電圧側の自己消弧形スイッ
チング素子１４ａを常時オンしておくことにより、自己
消弧形スイッチング素子１２ａがオフしたとき、自己消
弧形スイッチング素子１４ａおよびダイオード１５ｂを
介して電流が流れる（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ
電圧の発生なく出力端子６から出力される電圧を１５０
Ｖに切り換えることができる。
【００３８】さらに、ｔ3 〜ｔ4 の期間（又はｔ5 〜ｔ
6 の期間）において自己消弧形スイッチング素子１４ａ
をＰＷＭ制御する場合も、低電圧側の自己消弧形スイッ
チング素子１６ａを常時オンしておくことにより、自己
消弧形スイッチング素子１４ａがオフしたとき、自己消
弧形スイッチング素子１６ａおよびダイオード１７ｂを
介して電流が流れる（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ
電圧の発生なく出力端子６から出力される電圧を７５Ｖ
に切り換えることができる。なお、ｔ4 〜ｔ5の期間に
おいては、自己消弧形スイッチング素子１６ａがオフし
たとき、出力端子６から出力される電圧を０Ｖに切り換
える。
6 の期間）において自己消弧形スイッチング素子１４ａ
をＰＷＭ制御する場合も、低電圧側の自己消弧形スイッ
チング素子１６ａを常時オンしておくことにより、自己
消弧形スイッチング素子１４ａがオフしたとき、自己消
弧形スイッチング素子１６ａおよびダイオード１７ｂを
介して電流が流れる（Ｉ＞０の場合）ため、高いサージ
電圧の発生なく出力端子６から出力される電圧を７５Ｖ
に切り換えることができる。なお、ｔ4 〜ｔ5の期間に
おいては、自己消弧形スイッチング素子１６ａがオフし
たとき、出力端子６から出力される電圧を０Ｖに切り換
える。
【００３９】このように高電圧側の自己消弧形スイッチ
ング素子をＰＷＭ制御する場合に、低電圧側を高電圧側
の電流方向と同じ方向にのみ電流が流れるように設定し
ておくことにより、負荷の短絡状態を防止するとともに
電流の行き場がなくなることを防止できるので、従来の
インバータで用いられているような相間コンデンサを不
要とすることができる。
ング素子をＰＷＭ制御する場合に、低電圧側を高電圧側
の電流方向と同じ方向にのみ電流が流れるように設定し
ておくことにより、負荷の短絡状態を防止するとともに
電流の行き場がなくなることを防止できるので、従来の
インバータで用いられているような相間コンデンサを不
要とすることができる。
【００４０】また、上記した実施形態においては、２つ
の自己消弧形スイッチング素子をソース電極同士を直列
接続した構成としているので、直列接続された２つの自
己消弧形スイッチング素子を駆動する場合のフローティ
ング電源を１つにすることができ、図２と図９に示すＡ
Ｃ／ＤＣ変換器の数の比較から明らかなように、本実施
形態ではフローティング電源の数を少なくすることがで
きる。
の自己消弧形スイッチング素子をソース電極同士を直列
接続した構成としているので、直列接続された２つの自
己消弧形スイッチング素子を駆動する場合のフローティ
ング電源を１つにすることができ、図２と図９に示すＡ
Ｃ／ＤＣ変換器の数の比較から明らかなように、本実施
形態ではフローティング電源の数を少なくすることがで
きる。
【００４１】なお、図８に示す構成の場合、直列接続す
る自己消弧形スイッチング素子の数を増やすほど１つの
自己消弧形スイッチング素子の耐圧を小さくできオン抵
抗を小さくすることができるが、自己消弧形スイッチン
グ素子としてＩＧＢＴやＳｉＣトランジスタなどを用い
た場合には直列接続数を増やして耐圧を下げてもオン抵
抗の低減率が小さい。従って、そのような素子を用いる
場合には、耐圧が高くても直列接続数を少なくするのが
好ましい。この点、上記した実施形態においては、２つ
の自己消弧形スイッチング素子を直列接続する構成とし
ているため、ＩＧＢＴやＳｉＣトランジスタなどを用い
て多段のマルチレベル化を行うのに適した構成とするこ
とができる。
る自己消弧形スイッチング素子の数を増やすほど１つの
自己消弧形スイッチング素子の耐圧を小さくできオン抵
抗を小さくすることができるが、自己消弧形スイッチン
グ素子としてＩＧＢＴやＳｉＣトランジスタなどを用い
た場合には直列接続数を増やして耐圧を下げてもオン抵
抗の低減率が小さい。従って、そのような素子を用いる
場合には、耐圧が高くても直列接続数を少なくするのが
好ましい。この点、上記した実施形態においては、２つ
の自己消弧形スイッチング素子を直列接続する構成とし
ているため、ＩＧＢＴやＳｉＣトランジスタなどを用い
て多段のマルチレベル化を行うのに適した構成とするこ
とができる。
【００４２】また、図４、図５において、本実施形態で
は、自己消弧形スイッチング素子がオンの状態でも、逆
並列接続されているダイオードを介して電流が流れる旨
説明したが、勿論、オン状態のスイッチング素子のみに
電流を流すことも可能だし、スイッチング素子とダイオ
ードの両方に電流を流すことも可能である。また、上記
した実施形態においては、最高電圧を出力する自己消弧
形スイッチング素子１１ａと、最低電圧を出力する自己
消弧形スイッチング素子１８ａを除く自己消弧形スイッ
チング素子１２ａと１３ａ、１４ａと１５ａ、１６ａと
１７ａのソース電極同士を共通接続するものを示した
が、図６に示すように、自己消弧形スイッチング素子１
２ａと１３ａ、１４ａと１５ａ、１６ａと１７ａのドレ
イン電極同士を共通接続するようにしてもよい。
は、自己消弧形スイッチング素子がオンの状態でも、逆
並列接続されているダイオードを介して電流が流れる旨
説明したが、勿論、オン状態のスイッチング素子のみに
電流を流すことも可能だし、スイッチング素子とダイオ
ードの両方に電流を流すことも可能である。また、上記
した実施形態においては、最高電圧を出力する自己消弧
形スイッチング素子１１ａと、最低電圧を出力する自己
消弧形スイッチング素子１８ａを除く自己消弧形スイッ
チング素子１２ａと１３ａ、１４ａと１５ａ、１６ａと
１７ａのソース電極同士を共通接続するものを示した
が、図６に示すように、自己消弧形スイッチング素子１
２ａと１３ａ、１４ａと１５ａ、１６ａと１７ａのドレ
イン電極同士を共通接続するようにしてもよい。
【００４３】このような構成にすることにより、自己消
弧形スイッチング素子１１ａ、１３ａ、１５ａ、１７ａ
のソース電極が共通接続されるため、それらを駆動する
駆動回路のフローティング電源を共通にすることができ
る。すなわち、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１
８ａを駆動する駆動回路を、図７に示すように構成する
ことができ、ＡＣ／ＤＣ変換器２１３から出力される電
圧によって自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１３
ａ、１５ａ、１７ａを駆動することができる。なお、こ
の図７においてもＳＷは自己消弧形スイッチング素子を
示し、丸付き符号は図１中の丸付き符号と接続されてい
ることを示している。
弧形スイッチング素子１１ａ、１３ａ、１５ａ、１７ａ
のソース電極が共通接続されるため、それらを駆動する
駆動回路のフローティング電源を共通にすることができ
る。すなわち、自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜１
８ａを駆動する駆動回路を、図７に示すように構成する
ことができ、ＡＣ／ＤＣ変換器２１３から出力される電
圧によって自己消弧形スイッチング素子１１ａ、１３
ａ、１５ａ、１７ａを駆動することができる。なお、こ
の図７においてもＳＷは自己消弧形スイッチング素子を
示し、丸付き符号は図１中の丸付き符号と接続されてい
ることを示している。
【００４４】また、自己消弧形スイッチング素子１２
ａ、１４ａ、１６ａ、１８ａにおいては、そのソース電
極が直流電圧端子１ａ〜５ａに接続されるため、各相
（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）にて、自己消弧形ス
イッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａ、１８ａと同じ
配置の自己消弧形スイッチング素子に対し、駆動回路の
フローティング電源を共通にすることができる。すなわ
ち、図７に示す駆動回路において、ＡＣ／ＤＣ変換器２
１４〜２１７から出力される電圧を各相共通に使用する
ことができる。
ａ、１４ａ、１６ａ、１８ａにおいては、そのソース電
極が直流電圧端子１ａ〜５ａに接続されるため、各相
（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）にて、自己消弧形ス
イッチング素子１２ａ、１４ａ、１６ａ、１８ａと同じ
配置の自己消弧形スイッチング素子に対し、駆動回路の
フローティング電源を共通にすることができる。すなわ
ち、図７に示す駆動回路において、ＡＣ／ＤＣ変換器２
１４〜２１７から出力される電圧を各相共通に使用する
ことができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す４レベルインバータ
のＵ相の構成を示す図である。
のＵ相の構成を示す図である。
【図２】図１中の自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜
１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆動回
路の構成を示す図である。
１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆動回
路の構成を示す図である。
【図３】Ｕ相のインバータアームの１周期の駆動を行う
場合の各部の波形を示す図である。
場合の各部の波形を示す図である。
【図４】出力電流Ｉが正の場合の動作状態を示す図であ
る。
る。
【図５】出力電流Ｉが負の場合の動作状態を示す図であ
る。
る。
【図６】本発明の他の実施形態を示す４レベルインバー
タのＵ相の構成を示す図である。
タのＵ相の構成を示す図である。
【図７】図６中の自己消弧形スイッチング素子１１ａ〜
１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆動回
路の構成を示す図である。
１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆動回
路の構成を示す図である。
【図８】従来の４レベルインバータのＵ相の構成を示す
図である。
図である。
【図９】図８中の自己消弧形スイッチング素子１１１ａ
〜１１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆
動回路の構成を示す図である。
〜１１８ａのゲート−ソース間電圧を印加するための駆
動回路の構成を示す図である。
１〜４…直流電源で、１ａ…５ａ…直流電圧端子、６…
出力端子、１１ａ〜１８ａ…自己消弧形スイッチング素
子、１１ｂ〜１８ｂ…ダイオード。
出力端子、１１ａ〜１８ａ…自己消弧形スイッチング素
子、１１ｂ〜１８ｂ…ダイオード。
Claims (6)
- 【請求項１】 互いに電圧レベルの異なる直流電圧とな
る複数の直流電圧端子（１ａ〜５ａ）と、交流電圧を出
力するための出力端子（６）との間に設けられたマルチ
レベル形電力変換器であって、 前記複数の直流電圧端子と前記出力端子との間にスイッ
チング手段（Ａ〜Ｅ）がそれぞれ接続され、これら複数
のスイッチング手段が選択的に導通制御されて前記複数
の直流電圧端子のいずれかの直流電圧を前記出力端子の
電圧とするように構成されており、 前記複数の直流電圧端子の直流電圧のうち最高電圧と最
低電圧を除いた直流電圧となる直流電圧端子と前記出力
端子との間に設けられたスイッチング手段（Ｂ〜Ｄ）
は、 第１の自己消弧形スイッチング素子（１２ａ、１４ａ、
１６ａ）と、 この第１の自己消弧形スイッチング素子と直列接続され
た第２の自己消弧形スイッチング素子（１３ａ、１５
ａ、１７ａ）と、 前記第１の自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続さ
れた第１のダイオード（１２ｂ、１４ｂ、１６ｂ）と、 前記第２の自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続さ
れた第２のダイオードと（１３ｂ、１５ｂ、１７ｂ）を
有して構成されていることを特徴とするマルチレベル形
電力変換器。 - 【請求項２】 前記最高電圧となる直流電圧端子（１
ａ）と前記出力端子との間に設けられたスイッチング手
段（Ａ）および前記最低電圧となる直流電圧端子（５
ａ）と前記出力端子との間に設けられたスイッチング手
段（Ｅ）のそれぞれは、自己消弧形スイッチング素子
（１１ａ、１８ａ）と、この自己消弧形スイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード（１１ｂ、１８ｂ）と
を有して構成されていることを特徴とする請求項１に記
載のマルチレベル形電力変換器。 - 【請求項３】 前記第１の自己消弧形スイッチング素子
と前記第２の自己消弧形スイッチング素子は、ＭＯＳ構
造をしたトランジスタであって、互いのソース電極同士
が直列接続されていることを特徴とする請求項１又は２
に記載のマルチレベル形電力変換器。 - 【請求項４】 前記第１の自己消弧形スイッチング素子
と前記第２の自己消弧形スイッチング素子は、ＭＯＳ構
造をしたトランジスタであって、互いのドレイン電極同
士が直列接続されていることを特徴とする請求項１又は
２に記載のマルチレベル形電力変換器。 - 【請求項５】 前記複数のスイッチング手段は、ＰＷＭ
制御によって前記導通制御が行われるようになってお
り、ＰＷＭ制御されているスイッチング手段に接続され
た直流電圧端子の直流電圧より電圧レベルが低い側の直
流電圧の直流電圧端子に接続されたスイッチング手段
は、前記ＰＷＭ制御が行われている間、前記ＰＷＭ制御
されているスイッチング手段を流れる電流と同方向に電
流が流れる状態に制御されていることを特徴とする請求
項１乃至４のいずれか１つに記載のマルチレベル形電力
変換器。 - 【請求項６】 複数の直流電圧のいずれかを、複数のス
イッチング手段の導通、遮断の切替により出力の電圧と
するマルチレベル形電力変換器において、 前記複数の直流電圧の中で最高電圧と最低電圧を除いた
電圧となる直流電圧端子（２ａ〜４ａ）と出力端子
（６）の間が、逆阻止型双方向性スイッチング手段（Ｂ
〜Ｄ）で接続され、 前記最高電圧となる直流電圧端子（１ａ）と前記出力端
子の間および前記最低電圧となる直流電圧端子（５ａ）
と前記出力端子の間が、１個の自己消弧形スイッチング
素子（１１ａ、１８ａ）と、この自己消弧形スイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード（１１ｂ、１８
ｂ）からなるスイッチ手段（Ａ、Ｅ）でそれぞれ接続さ
れており、 前記逆阻止型双方向性スイッチング手段は、２個の自己
消弧形スイッチング素子（１２ａと１３ａ、１４ａと１
５ａ、１６ａと１７ａ）と、それぞれの自己消弧形スイ
ッチング素子に逆並列接続されたダイオード（１２ｂと
１３ｂ、１４ｂと１５ｂ、１６ｂと１７ｂ）から構成さ
れていることを特徴とするマルチレベル形電力変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26501998A JPH11220886A (ja) | 1997-11-25 | 1998-09-18 | マルチレベル形電力変換器 |
| US09/199,316 US6005787A (en) | 1997-11-25 | 1998-11-25 | Multilevel power converter including switching circuits |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-323498 | 1997-11-25 | ||
| JP32349897 | 1997-11-25 | ||
| JP26501998A JPH11220886A (ja) | 1997-11-25 | 1998-09-18 | マルチレベル形電力変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11220886A true JPH11220886A (ja) | 1999-08-10 |
Family
ID=26546789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26501998A Pending JPH11220886A (ja) | 1997-11-25 | 1998-09-18 | マルチレベル形電力変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPH11220886A (ja) |
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- 1998-09-18 JP JP26501998A patent/JPH11220886A/ja active Pending
- 1998-11-25 US US09/199,316 patent/US6005787A/en not_active Expired - Fee Related
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