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JPH11163636A - 出力段、チャージポンプ、復調器及び無線電話デバイス - Google Patents

出力段、チャージポンプ、復調器及び無線電話デバイス

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JPH11163636A
JPH11163636A JP10242214A JP24221498A JPH11163636A JP H11163636 A JPH11163636 A JP H11163636A JP 10242214 A JP10242214 A JP 10242214A JP 24221498 A JP24221498 A JP 24221498A JP H11163636 A JPH11163636 A JP H11163636A
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transistor
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Eric Desbonnets
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Koninklijke Philips NV
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Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 低電流チャージポンプおよびこのようなポン
プを用いる復調器を開示する。 【解決手段】 本発明は、主としてトランジスタ、例え
ば、ＭＯＳ−タイプのトランジスタによって形成される
チャージポンプ用の出力段に関する。この出力段は、ト
ランジスタに固有の寄生キャパシタンスの充電／放電現
象を補償するための容量性要素を含む。この出力段を含
むチャージポンプは、低値の公称電流を生成し、このた
め、無線電話などに用いる位相固定ループ復調器を完全
に集積化することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チャージポンプタ
イプ（charge pump type）の回路用の出力段（output s
tage）、チャージポンプ、復調器及び無線電話デバイス
（radio telephony device）に関する。より詳細には、
このチャージポンプタイプの回路は、制御入力を受信す
る制御入力と、出力とを持つ。そして、この出力段は、
入力端子と出力端子と基準端子とを持つ電流ミラー（cu
rrent mirror）を含み、この電流ミラーは、入力トラン
ジスタと、出力トランジスタとを含む。各トランジスタ
は、バイアス端子と呼ばれる端子と、基準端子と呼ばれ
る端子と、伝達端子と呼ばれる端子とを含む。前記基準
端子は相互接続され、これによって前記電流ミラーの基
準端子が形成され、前記バイアス端子は一緒に前記入力
トランジスタの前記伝達端子に接続され、前記入力トラ
ンジスタと出力トランジスタの伝達端子によって、それ
ぞれ、前記電流ミラーの入力端子と出力端子が形成さ
れ、トランジスタの基準端子と伝達端子との間の接合に
よって主電流路が形成される。前記電流ミラーの入力端
子は電流源に接続され、前記電流ミラーの基準端子は供
給端子に接続され、前記電流ミラーの出力端子はスイッ
チを介してこの出力段の出力に接続され、このスイッチ
は、この出力段の制御入力を形成する制御入力を持つ。
【０００２】
【従来の技術】現在、上記のような出力段が、チャージ
ポンプ内で発振器を制御するために、特に、位相固定ル
ープ復調器（phase-locked loop demodulator）に用い
られている。例えば欧州特許第0 398 254 B1号において
開示されているこのような公知の復調器は、周波数変調
された信号を受信するための信号入力と、復調された信
号を供給するための出力を持つ。この復調器は、従来
は、発振器の出力上に存在する信号と変調された入力信
号との間に存在する位相シフトを評価し、この位相差を
表すチャージポンプ制御信号を供給するための位相検出
器を含む。チャージポンプはループフィルタ（loop fil
ter）に接続された出力上に電流をチャージポンプ制御
信号によって定められる時間期間だけ供給するために用
いられる。抵抗性要素（resistive element）とこれに
直列に接続された容量性要素（capacitive element）に
よって形成されるループフィルタの端子上に存在する電
圧によって調節電圧が構成され、この調節電圧によって
この発振器の出力信号の周波数が決定される。この電圧
はさらに復調された信号を構成する。
【０００３】これら復調器は、主にビデオ信号受信分野
において用いられる。ビデオ信号の受信の場合は、変調
された信号は、百メガヘルツのオーダの周波数を持ち、
このために、ループフィルタに、復調器全体を含む集積
回路にて容易に実現することが可能なコンデンサを用い
ることが可能である。ループフィルタの機能の一つは、
その端子上に、変調された信号の周波数よりかなり低い
周波数を持つ前記変調された信号のＤＣ成分に等しい可
変電圧成分を供給することにある。変調された信号の周
波数がビデオ信号の場合のように大きな値を持つ場合
は、抵抗性要素の値と容量性要素の値の積として定義さ
れるループフィルタの時定数は、比較的低く選択でき、
このため、数百ピコファラド以下の値を持つコンデンサ
を用いることが許される。
【０００４】位相固定ループ復調器は、無線電話におい
ても用いることが考えられる。ただし、無線電話の場合
は、変調された信号の周波数は、上述のビデオ信号の場
合よりかなり低く、例えば、ＡＭＰＳあるいはＣＴ０標
準を満たすデバイスに用いられる従来のダブルヘテロダ
インタイプのアーキテクチャの場合は、数百キロヘルツ
のオーダの周波数を持つ。このために、ループフィルタ
は、上述の場合よりかなり高い値のコンデンサを用いる
ことが必要となる。現在の技術レベルでは、数百ピコフ
ァラドを超えるコンデンサを安価に集積形式にて実現す
ることは不可能である。他方で、復調器全体を集積形式
にて実現することが要望されている。事実、外部要素
は、それ自身のコストが高くなることに加えて、復調器
の残りの部分を含むハウジング上に追加の余分なピンが
必要となる他、無線電話機の製造の際の組立における工
程数の増加を招く。加えて、無線電話機を形成する要素
の数とかさを縮小することは、無線電話機のサイズの縮
小と重量の軽量化にも結びつき、これは、ユーザにとっ
て便利であるというより、むしろ不可避である。
【０００５】ループフィルタに用いるコンデンサの値
は、復調器によって形成される回路アセンブリの安定性
と利得、チャージポンプによって生成される出力電流と
呼ばれる電流の値等の様々なパラメータに依存し、チャ
ージポンプの出力電流が１０マイクロアンペアより低い
公称値をもつようにした場合は、１０ピコアァラドの値
のコンデンサを用いることが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ただし、現在の殆どの
チャージポンプは、１ミリアンペアのオーダの公称値を
持つ出力電流を供給する。そして、復調器を完全に集積
化するために、上記のように出力電流の公称値を低くす
るには、追加の問題を解決することが必要となる。つま
り、チャージポンプの出力段を形成するトランジスタは
生来的な寄生キャパシタンスを持ち、スイッチが開閉さ
れる際に、これらキャパシタンスが充電あるいは放電
し、このためにチャージポンプの出力上にチャージポン
プの出力電流の公称値より１０〜１００倍も高い振幅を
持つ寄生電流が生成され、寄生キャパシタンスのこの充
電／放電現象によって、復調器の動作が大きな妨害を受
ける。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の一つの目的は、
無線電話用途に対する位相固定ループ復調器を完全に集
積化された形式にて実現することにあり、このためのチ
ャージポンプに対する出力段が提唱される。この出力段
を用いることで、寄生キャパシタの充電／放電現象がチ
ャージポンプの出力電流に与える影響が最小限に押さえ
られる。
【０００８】本発明によると、冒頭で述べられた出力段
は、改善点として、容量性補償要素を持ち、この補償要
素は、前記電流ミラーの出力端子とこの出力段の出力と
の間の接合に接続された制御端子と呼ばれる第一の端子
と、前記制御信号と同相の信号を受信するためのバイア
ス端子と呼ばれる端子を含む。
【０００９】本発明による出力段は、この出力段が用い
られる対象の構成によって、電流を出力段の出力に向っ
て導通させるため、あるいは、電流を出力段の出力から
内側に向わせるためにに用いられる。電流ミラーの基準
端子が正の供給端子に接続された場合は、電流ミラーの
出力トランジスタの寄生キャパシタンスは、スイッチが
公称電流を出力段に出力に向って導通するためにスイッ
チングされるまで充電され、スイッチが導通状態になっ
た時点で、寄生キャパシタンスは容量性補償要素に向け
て放電される。こうして、この補償要素は、この補償要
素が存在しない場合は出力段に向う電荷をこの補償要素
のバイアス端子に向ける。逆に、電流ミラーの基準端子
が負の供給端子、例えば、この回路の接地端子に接続さ
れた場合は、電流ミラーの出力トランジスタの寄生キャ
パシタンスは、スイッチが出力段から電流を内側に向わ
せるように導通状態にされた際に充電される。この容量
性補償要素が存在しない場合は、この寄生キャパシタン
スを充電するために必要な電荷は出力段の出力から引か
れることとなるが、この補償要素のために、この電荷は
補償要素のバイアス端子から引かれることとなり、こう
して、寄生キャパシタンスの充電／放電現象が出力電流
に与える影響が大幅に低減される。
【００１０】スイッチ自身も妨害現象を起し得る。事
実、このスイッチがトランジスタの形式にて実現された
場合、これは、スイッチトランジスタと呼ばれるが、こ
のトランジスタも生来的な寄生キャパシタンスを持ち、
このために、このスイッチのスイッチング動作によっ
て、出力段の出力上に大きな振幅を持つ寄生電流が生成
される。本発明の代替の実施形態においては、この点を
考慮し、前記スイッチがトランジスタによって形成さ
れ、このトランジスタのベース端子が前記制御入力を形
成し、この主電流路が前記電流ミラーの前記出力端子と
この出力段の前記出力との間に形成され、この出力段が
さらに、容量性補償要素を含み、この補償要素が、前記
電流ミラーの前記出力端子とこの出力段の出力との間の
接合部に接続された接続端子と、前記制御信号と位相が
反対の信号を受信するバイアス端子とを持つチャージポ
ンプタイプの回路用の出力段が提供される。
【００１１】この出力段においては、スイッチトランジ
スタと関連する容量性補償要素は、バイアス端子上に、
このスイッチトランジスタの寄生キャパシタンスに電荷
を流す原因となった電圧と反対の電圧を受信する。容量
性補償要素は、こうして、スイッチトランジスタの寄生
キャパシタンスに発生するのと同一であるが、方向が逆
の電荷の伝達を行なう。理論上は、これら２つの電荷の
伝達は、スイッチトランジスタの寄生キャパシタンスの
値と、容量性補償要素のキャパシタンスの値が同一であ
る場合は完全に補償される。補償要素が用いられた場
合、電荷は、出力段には流入せず、補償要素を介して、
補償要素のバイアス端子へと流れ、こうして、出力段の
出力は、もはやスイッチトランジスタの寄生キャパシタ
ンスの充電／放電現象に対して要求される電荷を運ぶこ
とはなくなる。
【００１２】本発明の一つの特に好ましい実施形態にお
いては、各容量性補償要素は補償トランジスタと呼ばれ
るトランジスタによって形成され、このトランジスタの
基準端子と伝達端子は互いに接続され、これによってこ
の容量性補償要素の接続端子が形成され、この補償トラ
ンジスタのバイアス端子によって、この補償容量性要素
のバイアス端子が形成される。
【００１３】この実施形態では、トランジスタの寄生キ
ャパシタンスと、これと関連する容量性補償要素との間
の最適なペアを提供することが可能である。実際、補償
要素の補償キャパシタンスも、妨害の原因となる充電／
放電現象を発生させたのと同一の値を持つ生来的な寄生
キャパシタンスによって形成され、これら全てのトラン
ジスタは、同一の製造プロセスによって得ることが可能
である。このペアは製造が簡単であるという長所に加
え、上記妨害現象の優れた補償を可能にする。
【００１４】チャージポンプを実現するために相補的な
二つの出力段を用いると便利である。本発明は、従っ
て、それぞれ、第一と第二の制御信号を受信する第一と
第二の制御入力と、出力とを持つチャージポンプを開示
する。改善点として、このチャージポンプは、第一と第
二の供給端子との間に直列に接続され前述の第一と第二
の出力段を持ち、これら出力段の出力は互いに接続さ
れ、これによってこのチャージポンプの出力が形成され
る。前記第一と第二の出力段は互いに反対の導電タイプ
を持つトランジスタによって形成され、前記第一と第二
の出力段の制御入力によって、それぞれ、このチャージ
ポンプの第一と第二の制御入力が形成され、前記第一と
第二の出力段の電流ミラーの基準端子は、それぞれ、前
記第一と第二の供給端子に接続される。
【００１５】このような相補構造が、ループフィルタの
キャパシタンスの充電あるいは放電を制御するために用
いられる。第一の出力段は、公称電流をチャージポンプ
の出力に向けて導通するために充電を提供するために用
いられ、第二の出力段は、同一の値を持つ電流をチャー
ジポンプの出力から内側に流すために放電を提供するた
めに用いられる。
【００１６】本発明によるチャージポンプは、前述のよ
うに、特に、集積型の復調器への用途に適する。本発明
は、従って、請求項５に記載するような復調器にも関す
る。最後に、無線信号復調器を完全に集積化することが
可能な本発明は、携帯無線電話デバイスに用いると便利
である。本発明は、このため請求項６に記載するような
無線電話デバイスにも関する。
【００１７】本発明のこれらおよびその他の特徴が後に
説明される本発明の実施形態を図面を参照しながら読む
ことで明らかになるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の特に好ましい実
施形態によるチャージポンプ（charge pump）ＣＰを示
す。チャージポンプは、第一の制御信号ＵＰと第二の制
御信号ＤＷＮをそれぞれ受信する第一の制御入力と第二
の制御入力と、電流Ｉoutを供給する一つの出力を持
つ。チャージポンプは、それぞれ、第一と第二の供給端
子ＶＣＣとＧＮＤとの間に直列に接続された第一と第二
の出力段を持つ。第一の出力段はＰＭＯＳタイプのトラ
ンジスタによって形成され、第二の出力段はＮＭＯＳタ
イプのトランジスタによって形成される。
【００１９】第一と第二の出力段は、それぞれ、制御信
号ＵＰと制御信号ＤＷＮを受信する制御入力と、チャー
ジポンプＣＰの出力に接続された出力を持つ。第一と第
二の出力段は、それぞれ、第一の電流ミラーＭ１と第二
の電流ミラーＭ２を含み、各電流ミラーは、入力端子
と、出力端子と、基準端子を含む。各電流ミラーＭ１、
Ｍ２は、それぞれ、入力トランジスタＰＭ１、ＮＭ１
と、出力トランジスタＰＭ２、ＮＭ２を持つ。電流ミラ
ーの各トランジスタは、ここでは、ＭＯＳタイプとさ
れ、この場合は、トランジスタのゲートによって形成さ
れるバイアス端子と呼ばれる一つの端子と、トランジス
タのソースによって形成される基準端子と呼ばれる一つ
の端子と、トランジスタのドレインによって形成される
伝達端子と呼ばれる一つの端子を含む。
【００２０】トランジスタのペアＰＭ１とＰＭ２と、Ｎ
Ｍ１とＮＭ２のソースは互いに接続され、これぞれ、第
一と第二の電流ミラーＭ１とＭ２の基準端子を形成す
る。トランジスタＰＭ１とＰＭ２のゲートと、トランジ
スタＮＭ１とＮＭ２のゲートは、互いに、それぞれ、ト
ランジスタＰＭ１とＰＭ２のドレインに接続される。入
力トランジスタＰＭ１、ＮＭ１と、出力トランジスタＰ
Ｍ２、ＮＭ２のドレインは、それぞれ、第一と第二の電
流ミラーの入力端子と出力端子を形成する。トランジス
タの主電流路は、ソースとドレインとの間の接合によっ
て形成される。第一の電流ミラーＭ１の入力端子は、電
流源に接続されるが、これは、公称値Ｉrefの基準電流
を供給する。第一の電流ミラーは中間ＰＭＯＳトランジ
スタＰＭｉを含む。
【００２１】この中間トランジスタは、出力トランジス
タＰＭ２と並列に接続され、基準電流Ｉrefのコピーを
生成する。第二の電流ミラーＭ２の入力端子は、この中
間トランジスタＰＭｉのドレインに接続され、このため
に、これも公称値Ｉrefの電流を受信する。この電流の
コピーをより完全なものにするために、上述の電流ミラ
ーと電流源との間に、当業者においては周知のカスケー
ド型の構造を導入することも考えられる。第一と第二の
電流ミラーＭ１とＭ２の基準端子は、それぞれ、第一と
第二の供給端子ＶＣＣとＧＮＤに接続される。
【００２２】第一と第二の電流ミラーＭ１、Ｍ２の出力
端子は、それぞれ、第一と第二の出力段の出力に、それ
ぞれ、ＭＯＳタイプのトランジスタＰＭ３とＮＭ３によ
って形成されるスイッチを介して接続される。ここで、
これらのゲートが、第一と第二の出力段の制御入力を形
成し、これらの主電流路は、それぞれ、第一と第二の電
流ミラーＭ１、Ｍ２の出力端子とチャージポンプＣＰと
の間に形成される。第一と第二の出力段は、それぞれ、
ＰＭＯＳタイプの補償トランジスタＰＭ４と呼ばれる第
一のトランジスタと、ＮＭＯＳタイプの第二の補償トラ
ンジスタＮＭ４を含む。ここで、各トランジスタのソー
スとドレインは一緒に接続され、補償トランジスタＰＭ
４、ＮＭ４の接続端子と呼ばれる端子を形成し、ゲート
はバイアス端子を形成する。
【００２３】第一と第二の補償トランジスタＰＭ４とＮ
Ｍ４の接続端子は、それぞれ、スイッチトランジスタＰ
Ｍ３とＮＭ３のドレインに接続され、これらのバイアス
端子は、それぞれ、第一と第二の制御信号ＵＰとＤＷＮ
と同位相の信号ＶＰ４とＶＮ４を受信する。第一と第二
の出力段は、それぞれ、ＰＭＯＳタイプの第三の補償ト
ランジスタＰＭ５と、ＮＭＯＳタイプの第四の補償トラ
ンジスタＮＭ５を含む。ここで、各トランジスタのソー
スとドレインは互いに接続され、補償トランジスタＰＭ
５、ＮＭ５の接続端子と呼ばれる端子を形成し、ゲート
はバイアス端子を形成する。第三と第四の補償トランジ
スタＰＭ５とＮＭ５の接続端子は、それぞれ、第一と第
二の電流ミラーの出力トランジスタのドレインに接続さ
れ、一方、バイアス端子は、それぞれ、第一と第二の制
御信号ＵＰとＤＷＮと反対の位相を持つ信号ＶＰ５とＶ
Ｎ５を受信する。
【００２４】第一と第二の出力段は、この実施形態にお
いては、それぞれ、第一と第二の隔離（isolation）ト
ランジスタＰＭ６とＮＭ６を含む。これらトランジスタ
の機能は、各出力段内の対称性（symmetry）を確保し、
同時に、チャージポンプＣＰの出力をスイッチトランジ
スタＭＰ３、ＮＭ３から隔離することで、スイッチトラ
ンジスタＰＭ３、ＮＭ３のスイッチング動作の際に、電
荷がスイッチトランジスタから直接にチャージポンプＣ
Ｐの出力に流入するのを防ぐことにある。これら隔離ト
ランジスタＰＭ６、ＮＭ６は、好ましくは、図面には示
さないが、当業者において周知であり、チャージポンプ
ＣＰの出力において最大の電圧レンジを得ることを可能
にする「Ｖｔ補償付きカスケード電流ミラー」と呼ばれ
る構造の最終要素とされる。第一と第二の隔離トランジ
スタＰＭ６とＮＭ６は、おのおののゲート上に、それぞ
れ、これらをターンオンするのに十分な電圧Ｖｂ１とＶ
ｂ２を受信する。ここに示す補償トランジスタとスイッ
チトランジスタの配列方法は、単に一例として示すもの
であり、チャージポンプＣＰの動作に影響を与えること
なく、他の配列を用いることも可能である。
【００２５】図２は、上述のチャージポンプＣＰを駆動
する制御信号の展開を示すセットのタイミング図であ
る。瞬間ｔ１において、信号ＵＰは下降エッジを示し、
ＰＭＯＳスイッチトランジスタＰＭ３は導通状態となる
ように指令される。チャージポンプＣＰの出力電流Ｉou
tは、こうして、零近傍の値からＩrefと呼ばれる正の公
称値にスイッチする。同時に、信号ＶＰ４は、所定の電
位Ｖ０から零近傍の電位にスイッチし、このために、第
一の補償トランジスタＰＭ４によって形成されるキャパ
シタンスへの電荷の注入が指令される。他方、信号ＶＰ
５は上昇エッジを示し、このため、第三の補償トランジ
スタＰＭ５によって形成されるキャパシタンスへの電荷
の注入が指令される。
【００２６】瞬間ｔ２において、信号ＵＰは上昇エッジ
を示し、このため、ＰＭＯＳトランジスタＰＭ３は導通
をスイッチングオフするように指令される。結果とし
て、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、正の公称
値Ｉrefから零近傍の値にスイッチする。同時に、信号
ＶＰ４は、零近傍の電位から所定の電位Ｖ０にスイッチ
し、信号ＶＰ５は下降エッジを持つ。
【００２７】瞬間ｔ３において、信号ＤＷＮは、上昇エ
ッジを持ち、このため、ＮＭＯＳスイッチトランジスタ
ＮＭ３が導通を指令される。結果として、チャージポン
プＣＰの出力電流Ｉoutは、零近傍の値から−Ｉrefと呼
ばれる負の公称値にスイッチする。同時に、信号ＶＮ４
は、零近傍の電位から所定の電位Ｖ０’にスイッチし、
このために、第二の補償トランジスタＮＭ４によって形
成されるキャパシタンスに電荷を注入することを指令す
る。一方、信号ＶＮ５は、下降エッジを持ち、第四の補
償トランジスタＮＭ５によって形成されるキャパシタン
スに電荷を注入することを指令する。
【００２８】瞬間４において、信号ＤＷＮは、下降エッ
ジを持ち、ＮＭＯＳスイッチトランジスタＮＭ３に対し
て導通をスイッチングオフすることを指令する。結果と
して、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、負の公
称値−Ｉrefから零近傍の値にスイッチする。信号ＶＮ
４は、所定の電位Ｖ０’から零近傍の電位にスイッチ
し、信号ＶＮ５は、上昇エッジを持つ。ここで、図示さ
れる不規則性ＯＶＳとＵＤＳは、補償トランジスタが存
在しない場合に、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉout
に影響を及ぼす寄生キャパシタンスの充電／放電現象を
表す。
【００２９】第一の電流ミラーＭ１の出力トランジスタ
ＰＭ２は、ＰＭＯＳスイッチトランジスタＰＭ３が遮断
されるとき、つまり、瞬間ｔ１の前に、充電された寄生
キャパシタンスを持つ。瞬間１において起こるスイッチ
ングによって、この寄生キャパシタンスが放電される。
このため、第一の補償トランジスタＰＭ４が存在しない
場合は、電荷がチャージポンプＣＰの出力に向って伝達
される。
【００３０】この放電は、ｉｄ１＝Ｃ・ΔＶ／Δｔとい
う規則に従って、寄生電流ｉｄ１を生成する。ここで、
Ｃは数百フェムトファラッドであり、ΔＶは第一の出力
段の中間接合の電位の変動を表し、数百ミリボルトであ
り、Δｔはスイッチング時間を表し、ナノ秒のオーダを
持つ。こうして、第一のオーバーシュート（overshoo
t）ＯＶＳの形式で現われる１００のオーダの減衰係数
を持つ寄生電流ｉｄ１が生成される。第一の補償トラン
ジスタＰＭ４が存在しない場合は、数百マイクロアンペ
アの規模のピークを持つこの寄生電流が正の公称値Ｉre
fに追加されることとなる。第一の補償トランジスタＰ
Ｍ４は、第一の電流ミラーＭ１の出力トランジスタＰＭ
２の寄生キャパシタンスの放電に由来するこの電荷をチ
ャージポンプＣＰの出力以外の別の所に逸らす機能を持
つ。
【００３１】第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタ
ＮＭ２は、ＮＭＯＳスイッチトランジスタＮＭ３が遮断
されるときに、つまり、瞬間ｔ３の前に、本質的に放電
されている寄生キャパシタンスを持つ。そして、瞬間ｔ
３において起こるスイッチングによってこのキャパシタ
ンスの充電が発生し、この結果、第二の補償トランジス
タＮＭ４が存在しない場合は、これに電荷がチャージポ
ンプＣＰの出力から注入されることとなる。この電荷
は、前述の寄生電流ｉｄ１と同一のオーダの規模を持つ
寄生電流ｉｄ２を生成する。
【００３２】瞬間ｔ３においてアンダーシュート（unde
rshoot）ＵＤＳとして現われるこの寄生電流ｉｄ２は、
数百マイクロアンペアの規模のピークを持ち、これが、
出力電流Ｉoutの負の公称値−Ｉrefから引かれることと
なる。第二の補償トランジスタＮＭ４は、第二の電流ミ
ラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２の寄生キャパシタン
スを充電するのに必要な電荷をチャージポンプＣＰの出
力以外の端子からこれに注入する働きを持つ。
【００３３】以下に説明するスイッチトランジスタのス
イッチングに起因する追加の充電／放電現象が上述の充
電／放電現象に重ねられる。
【００３４】図３は、寄生キャパシタンスの充電／放電
現象を補償する動作をより良く理解する目的で、チャー
ジポンプＣＰの第二の出力段についてより詳細に示す。
第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２は、Ｃ
ｇｄ２として示される寄生ゲート−ドレインキャパシタ
ンスを持つ。第二のスイッチトランジスタＮＭ３、第二
の補償トランジスタＮＭ４、第四の補償トランジスタＮ
Ｍ５は、それぞれ、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５として示される寄
生キャパシタンスを持つが、これらは、並列に接続した
ときのこれらのゲート−ソースとゲート−ドレインキャ
パシタンスに等しい。これら等価寄生キャパシタンスＣ
３、Ｃ４、Ｃ５は、図面において破線にて示される。
【００３５】瞬間ｔ３の前は、キャパシタンスＣｇｄ２
は放電されている。スイッチトランジスタＮＭ３が、瞬
間ｔ３において導通すると、第二の出力段の接合の所に
電位の変動が発生する。以下では、説明の都合上、第四
の補償トランジスタＮＭ５のドレインは、電位Ｖｄ５を
持つものと想定される。すると、キャパシタンスＣｇｄ
２は、電位変動ΔＶｄ５に、時間Δｔの期間だけ曝され
ることとなり、このため、電流ｉ２＝Ｃｇｄ２・ΔＶｄ
５／Δｔだけ充電される。同時に、キャパシタンスＣ４
は、時間Δｔの期間だけ電位変動ΔＶ＝Ｖ０’に曝さ
れ、電流ｉ４＝Ｃｇｓ４・Ｖ０’／Δｔだけ充電され
る。こうして、Ｃ４・Ｖ０’＝Ｃｇｄ２・ΔＶｄ５とな
るように選択することにより、第二の電流ミラーＭ２の
出力トランジスタＮＭ２の寄生キャパシタンスを充電す
るのに必要とされる電流ｉ２が、電流ｉ４によって完全
に補償され、Ｃｇｄ２の充電がチャージポンプＣＰの出
力電流Ｉoutに悪影響を与えるのが回避される。
【００３６】もし、図１の場合のように、第二の出力段
が隔離トランジスタＮＭ６を持つ場合は、このトランジ
スタのＣｇｓ６と呼ばれるゲート−ソース寄生キャパシ
タンスを考慮に入れる必要がある。つまり、これは、Ｃ
ｇｓ６・ΔＶｄ５／Δｔに等しい追加の電流を生成す
る。従って、この場合は、トランジスタＮＭ２と隔離ト
ランジスタＮＭ６の寄生キャパシタンスによって生成さ
れる電流を補償するためには、Ｃ４・Ｖ０’＝Ｃ（Ｃｇ
ｄ２＋Ｃｇｓ６）・ΔＶｄ５を選択することが必要とな
る。
【００３７】第二のスイッチトランジスタＮＭ３は、寄
生電流ｉ３がその等価寄生キャパシタンスＣ３に流れる
ようにし、トランジスタＮＭ３のゲートは正の電位に曝
される。第四の補償トランジスタＮＭ５は、この電流を
補償するために用いられる。実際、これは、第二のスイ
ッチトランジスタＮＭ３と同一であり、従って、第二の
スイッチトランジスタＮＭ３の等価寄生キャパシタンス
Ｃ３と非常に近い値の等価寄生キャパシタンスＣ５を持
つ。第四の補償トランジスタＮＭ５のゲートの電位は、
第二のスイッチトランジスタＮＭ３のゲートの電位と反
対にされ、キャパシタンスＣ５には、寄生電流ｉ３と実
質的に等しい電流ｉ５が流れる。つまり、第二のスイッ
チトランジスタＮＭ３のスイッチングの際に第二の出力
段内に注入される電荷は、第四の補償トランジスタＮＭ
５によって直ちに第二の出力段の外に逸らされ、チャー
ジポンプＣＰの出力電流Ｉoutへの影響が回避される。
【００３８】第二の出力段の動作についての上の説明か
ら第一の出力段の動作も容易に理解できるものである。
【００３９】図４は、本発明によるチャージポンプＣＰ
を用いる復調器ＤＥＭを機能図にて示す。この復調器
は、周波数変調された信号Ｖｉｎを受信する信号入力
と、復調された信号Ｖoutを供給する出力とを持つ位相
固定ループ復調器であり、この復調器は： −この復調器ＤＥＭの信号入力を構成する第一と第二の
信号入力上に受信される信号間に存在する位相差を評価
し、第一と第二の制御出力上に、それぞれ、前記位相差
を表す信号ＵＰとＤＷＮを供給する位相検出器ＰＤと、 −それぞれ、前記位相検出器ＰＤの第一と第二の制御出
力に接続された第一と第二の制御入力と、抵抗性要素Ｒ
ｆとこれに直列に接続された容量性要素Ｃｆとによって
形成されるループフィルタに接続された出力を持つ上述
のチャージポンプＣＰと、 −前記チャージポンプＣＰの出力に接続され、前記ルー
プフィルタの端子上に存在する電圧Ｖoutを受信するチ
ューニング入力と、このチューニング入力上に受信され
る電圧の値に依存する周波数を持つ信号を供給する出力
とを持つこの復調器ＤＥＭの出力を形成する電圧制御発
振器ＶＯＣを含み、この出力は、前記位相検出器ＰＤの
第二の信号入力に接続される。
【００４０】図５は、前記のような復調器ＤＥＭを用い
る無線電話デバイスを示す。このデバイスは： −周波数変調された無線信号を受信するためのアンテナ
／フィルタシステムＡＦと、 −少なくとも一つの発振器ＯＳＣと一つのミキサーＭＸ
によって形成される前記無線信号を選択し、この周波数
を、中間周波数に変換するための選択モジュールと、 −変調された信号に基づいて復調された音声信号を回復
するための前記復調器ＤＥＭを含む。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一つの好ましい実施形態によるチャー
ジポンプを示す電気回路図である。
【図２】このようなチャージポンプ内に存在する信号の
進展を示す幾つかのタイミング図である。
【図３】本発明の出力段をより詳細に示す電気回路図で
ある。
【図４】本発明によるチャージポンプが集積された復調
器を示す機能図である。
【図５】このような復調器が集積された無線電話デバイ
スを示す機能図である。
【符号の説明】
ＣＰ チャージポンプ Ｍ１ 第一の電流ミラー Ｍ２ 第二の電流ミラー ＰＭ１、ＮＭ１ 入力トランジスタ ＰＭ２、ＮＭ２ 出力トランジスタ ＰＭｉ 中間ＰＭＯＳトランジスタ ＶＣＣ 第一の供給端子 ＧＮＤ 第二の供給端子 ＵＰ 第一の制御信号 ＤＷＮ 第二の制御信号 ＰＮ４ 第一の補償トランジスタ ＮＭ４ 第二の補償トランジスタ ＰＭ５ 第三の補償トランジスタ ＮＭ５ 第四の補償トランジスタ ＰＭ６ 第一の隔離トランジスタ ＮＭ６ 第二の隔離トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】制御入力を受信する制御入力と、出力とを
    有するチャージポンプタイプの回路用の出力段であっ
    て、 入力端子と、出力端子と、基準端子とを有する電流ミラ
    ーを備え、 前記電流ミラーは、入力トランジスタと、出力トランジ
    スタとを含み、各トランジスタは、バイアス端子と呼ば
    れる端子と、基準端子と呼ばれる端子と、伝達端子と呼
    ばれる端子とを有し、 それぞれの前記基準端子は相互接続され、これによって
    前記電流ミラーの基準端子が形成され、それぞれの前記
    バイアス端子は一緒に前記入力トランジスタの前記伝達
    端子に接続され、 前記入力トランジスタの伝達端子と前記出力トランジス
    タの前記伝達端子によって、前記電流ミラーの入力端子
    と前記出力端子がそれぞれ形成され、トランジスタの前
    記基準端子と前記伝達端子との間の接合によって主電流
    路が形成され、 前記電流ミラーの前記入力端子は電流源に接続され、 前記電流ミラーの前記基準端子は供給端子に接続され、
    前記電流ミラーの前記出力端子はスイッチを介してこの
    出力段の出力に接続され、前記スイッチは、この出力段
    の制御入力を形成する制御入力を持つ出力段において、 この出力段は、容量性補償要素を含み、この補償要素
    が、前記電流ミラーの出力端子とこの出力段の出力との
    間の接合部に接続された制御端子と呼ばれる第一の端子
    と、前記制御信号と同相の信号を受信するためのバイア
    ス端子と呼ばれる端子とを含むことを特徴とするチャー
    ジポンプタイプの回路用の出力段。
  2. 【請求項２】前記スイッチがトランジスタによって形成
    され、このトランジスタのベース端子が前記制御入力を
    形成し、このトランジスタの主電流路が前記電流ミラー
    の前記出力端子とこの出力段の前記出力との間に形成さ
    れ、 この出力段は、さらなる容量性補償要素を含み、この補
    償要素が、前記電流ミラーの前記出力端子とこの出力段
    の出力との間の接合部に接続された接続端子と、前記制
    御信号と位相が反対の信号を受信するバイアス端子とを
    持つことを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ
    タイプの回路用の出力段。
  3. 【請求項３】前記容量性補償要素のそれぞれが補償トラ
    ンジスタと呼ばれるトランジスタによって形成され、こ
    のトランジスタの基準端子と伝達端子とが互いに接続さ
    れ、これによってこの容量性補償要素の接続端子が形成
    され、この補償トランジスタのバイアス端子によってこ
    の容量性補償要素のバイアス端子が形成されていること
    を特徴とする請求項１あるいは２に記載のチャージポン
    プタイプの回路用の出力段。
  4. 【請求項４】第一と第二の制御信号をそれぞれ受信する
    第一と第二の制御入力と、出力とを持つチャージポンプ
    であって、 このチャージポンプは、第一と第二の供給端子との間に
    直列に接続された請求項１から３のいずれかに記載の第
    一と第二の出力段を持ち、これら出力段の出力が互いに
    接続され、これによってこのチャージポンプの出力が形
    成され、前記第一と第二の出力段とが互いに反対の導電
    タイプを持つトランジスタによって形成され、前記第一
    と第二の出力段の制御入力によって、それぞれ、このチ
    ャージポンプの第一と第二の制御入力が形成され、前記
    第一と第二の出力段の電流ミラーの基準端子が、それぞ
    れ、前記第一と第二の供給端子に接続されていることを
    特徴とするチャージポンプ。
  5. 【請求項５】周波数変調された信号を受信する信号入力
    と、復調された信号を供給する出力とを持つ位相固定ル
    ープ復調器であって、この復調器が： −第一の信号入力と第二の信号入力とに受信される信号
    の間に存在する位相差を評価し、第一と第二の制御出力
    上に、それぞれ、前記位相差を表す信号を供給する位相
    検出器であって、前記第１の信号入力がこの復調器の信
    号入力を構成するものである位相検出器と、 −前記位相検出器の前記第一と第二の制御出力にそれぞ
    れ接続された第一と第二の制御入力と、抵抗性要素とこ
    れに直列に接続された容量性要素とによって形成される
    ループフィルタに接続された出力とを持つチャージポン
    プと、 −この復調器の出力を形成する電圧制御発振器であっ
    て、前記チャージポンプの出力に接続され前記ループフ
    ィルタの端子上に存在する電圧を受信するチューニング
    入力と、このチューニング入力上に受信される電圧の値
    に依存する周波数を有する信号を供給する出力とを有
    し、前記出力が前記位相検出器の前記第二の信号入力に
    接続されたものである、電圧制御発振器と、 を備え、 前記チャージポンプが請求項４に記載のチャージポンプ
    であることを特徴とする復調器。
  6. 【請求項６】−周波数変調された無線信号を受信するた
    めのアンテナ及びフィルタシステムと、 −少なくとも一つの発振器と一つのミキサーとによって
    形成され、前記無線信号を選択し、その周波数を中間周
    波数に変換するための選択モジュールと、 −変調された信号に基づいて音声信号を復調するための
    復調器と、 を備え、 前記復調器は、請求項５に記載の復調器であることを特
    徴とする無線電話デバイス。
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