JPH11150572A - 直交信号復号装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 少ない回路規模でかつ量子化精度が高い直交
信号復号装置を提供する。 【解決手段】 端子１に供給されるＱ信号のビット
［７］とビット［６］について排他的論理和回路３で排
他的論理和を演算し、端子２に供給されるＩ信号のビッ
ト［７］とビット［６］について排他的論理和回路４で
排他的論理和を演算し、両演算結果について論理和回路
５で論理和を求め、セレクタ６，７の選択制御信号とす
る。セレクタ６はＱ信号のビット［６：０］かビット
［７：１］、セレクタ７はＩ信号のビット［６：０］か
ビット［７：１］を選択し、ＲＯＭ８にてセレクタ６の
出力信号とセレクタ７の出力信号より位相誤差ΔΘを８
ビットで量子化する。このように各々直交する２信号を
変換処理することにより、データ復号時の入力信号のビ
ット数を大幅に削減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばＰＳＫ変
調や多値ＱＡＭ変調等によって変調されたデジタル変調
信号の復調回路のように、直交する２成分から信号を復
号する直交信号復号装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に信号レベルが２値で表されるデジ
タル信号データ（以下シンボルと称する）を伝送するた
めに用いられるデジタル変調方式として、ＰＳＫ（Phas
e Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation ）等の方式が知られている。これらのデジタル
変調方式を採用した変調装置（以下デジタル変調装置と
称する）では、所定の時間間隔でサンプリング及び量子
化されたシンボルを用いて、アナログの搬送波（キャリ
ア）の変調を行っている。

【０００３】一方、上記デジタル変調方式の復調装置
（以下デジタル復調装置と称する）では、前述のように
して変調されたアナログ信号の振幅レベルを適正値に制
御した後、キャリア成分を除去し、所定のシンボルレベ
ルと比較して最も近いシンボルレベルを再生シンボル値
として判定するようにしている。

【０００４】通常、キャリア成分を除去するために、直
交検波が行われる。この直交検波は、上記デジタル変調
装置のキャリア信号と同一の周波数を持ち、互いに位相
の９０°異なる２つのキャリア信号を変調波に掛け合わ
すことにより行われる。直交検波された復調信号は、Ｉ
信号、Ｑ信号に分けられる。

【０００５】ここで、直交検波に用いるキャリア信号の
周波数は、通常、デジタル変調装置のキャリア信号の周
波数と完全には一致していないため、キャリア成分の除
去が不完全である。このため、デジタル復調装置には、
残留キャリア成分を除去するキャリア除去回路が用いら
れる。残留キャリア成分の除去は、ＰＬＬ（Phase Lock
Loop ）回路で再生された残留キャリア信号と変調信号
とを複素乗算することにより行われる。ＰＬＬ回路は、
キャリア位相検出回路、ループフィルタで構成される。
キャリア位相検出回路は、入力される復調信号（Ｉ信
号、Ｑ信号）よりキャリアの位相情報を検出する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ようなデジタル復調装置には、キャリア位相検出回路の
ように、直交する２信号から特定のデータを復号する直
交信号復号回路が多用されるが、従来の直交信号復号装
置では、多値で量子化された２信号より復号を行うた
め、回路規模が大きくなるという問題があった。また、
回路規模を縮小しようとすると、量子化精度が荒くな
り、性能の劣化をもたらすという問題があった。この発
明は上記の問題を解決するべくなされたもので、少ない
回路規模でかつ量子化精度が高い直交信号復号装置を提
供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明に係わる直交信号復号装置は、各々直交す
る２信号（Ｉ，Ｑ）のいずれかが所定の振幅レベルを超
えていることを検出する判定手段と、前記判定手段が有
意の時、前記２信号を所定の値で除算を行う除算手段
と、前記除算手段の出力信号より所望のデータを復号す
る復号手段とを具備して構成するようにした。

【０００８】

【発明の実施の形態】この発明の実施の形態を説明する
に先立ち、図８を参照して、この発明が適用可能とする
ＱＰＳＫ変調におけるデジタル復調装置について説明す
る。図８に示すデジタル復調装置にあっては、入力端子
８０１にＱＰＳＫ変調信号が供給される。このＱＰＳＫ
復調信号はＡＧＣアンプ８０２に供給される。このＡＧ
Ｃアンプ８０２は、後述する振幅レベル検出回路８１５
より供給される振幅レベル誤差信号を用いて、ＱＰＳＫ
復調信号をゲイン調整するもので、その出力は直交検波
回路８０３に供給される。この直交検波回路８０３はＡ
ＧＣアンプ８０２の出力信号を直交検波することでＩ信
号８０４及びＱ信号８０５を復調する。

【０００９】ここで得られたＩ信号８０４、Ｑ信号８０
５は、それぞれＡ／Ｄ変換器８０６、８０７でサンプリ
ング及び量子化され、キャリア除去回路８０８に供給さ
れる。このキャリア除去回路８０８は、後述のキャリア
再生回路８０９にて再生されるキャリアを用いて、Ａ／
Ｄ変換器８０６、８０７の出力信号からキャリア成分を
除去するもので、そのキャリア除去出力はそれぞれロー
ルオフフィルタ回路８１０、８１１に供給される。

【００１０】上記ロールオフフィルタ回路８１０、８１
１は、それぞれキャリア除去回路８０８の出力信号に対
して帯域制限を行って復調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８
１３を得る。これらの復調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８
１３は、それぞれキャリア位相検出回路８１４、振幅レ
ベル検出回路８１５、シンボル判定回路８１６に供給さ
れる。

【００１１】上記キャリア位相検出回路８１４は、復調
Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３からキャリアの位相誤
差を検出するもので、その位相誤差検出結果はキャリア
再生回路８０９に供給される。また、上記振幅レベル検
出回路８１５は、復調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３
から信号の振幅レベル誤差を検出するもので、その振幅
レベル誤差検出結果は前述したようにＡＧＣアンプ８０
２に供給される。また、上記シンボル判定回路８１６
は、復調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３を予め設定し
たシンボルレベルと比較して、最も近いシンボルレベル
をシンボル判定値として出力する。

【００１２】次に、図９を参照して、上記キャリア位相
検出回路８１４に用いられるキャリア位相誤差検出方
法、上記振幅レベル検出回路８１５に用いられる振幅レ
ベル検出方法の一例を説明する。

【００１３】図９において、横軸、縦軸は、それぞれ復
調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３の信号レベルを表し
ている。図に示す円９０５は、復調装置で復調された復
調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３の軌跡を示してい
る。ここで、復調Ｉ信号８１２、復調Ｑ信号８１３はそ
れぞれ８ビットで量子化されており、信号レベル−１２
７から＋１２７の値を取りうる。

【００１４】いま、キャリア成分の除去、振幅レベルの
ゲイン調整が正常に行われ、かつ、雑音の無い理想的な
状態であったとすると、復調信号は、図中４つの黒丸９
０１、９０２、９０３、９０４のいずれかの位置（以下
シンボル位置と称する）に存在する。これに対し、キャ
リア成分の除去が不完全であった場合には、復調信号は
シンボル位置を通る円９０５上を回転することになる。
しかし、現実には、伝送系の雑音により、例えば黒四角
９０６のように円９０５から離れた位置に復調信号が存
在する。この時、４５°、１３５°、２２５°、３１５
°の斜線から、復調信号の角度がキャリア位相誤差ΔΘ
を表すことになる。すなわち、復調Ｉ信号８１２のレベ
ルをＩ、復調Ｑ信号８１３のレベルをＱとすると、

【００１５】

【数１】 と表現することができる。したがって、上記式１を満足
する回路を実現すれば、前述のキャリア位相検出回路８
１４を構成することができる。

【００１６】また、原点から黒四角９０６に引いた直線
と円９０５の交点から、黒四角９０６までの距離が振幅
レベル誤差Δｇを表す。すなわち、基準振幅レベルをｇ
_ref（＝３２）とすると、

【００１７】

【数２】 と表現することができる。したがって、上記式２を満足
する回路を実現すれば、前述の振幅レベル検出回路８１
５を構成することができる。

【００１８】上記キャリア位相検出回路８１４の回路構
成例として、例えばＲＯＭを用いたルックアップテーブ
ルを用いる構成が考えられる。すなわち、式１で表され
る入出力関係をＲＯＭのデータとしてルックアップテー
ブルを構成する。上記の例の場合、必要なＲＯＭの容量
は６４ｋ×８ビットとなる。

【００１９】また、キャリア位相検出回路８１４の他の
回路構成例として、図１０に示すような構成が考えられ
る。図１０において、端子１００１には、ロールオフフ
ィルタ回路８１１より復調Ｑ信号８１３が供給される。
この復調Ｑ信号８１３は、乗算器１００３の一方の入力
端子に供給される。また、端子１００２には、ロールオ
フフィルタ回路８１０より復調Ｉ信号８１２が供給され
る。この復調Ｉ信号８１２は、２５６×８ビットのＲＯ
Ｍ１００４に供給される。

【００２０】このＲＯＭ１００４は、復調Ｉ信号８１２
のレベルの逆数１／Ｉを８ビットで量子化するもので、
その出力は乗算器１００３の他方の入力端子に供給され
る。この乗算器１００３は、復調Ｑ信号８１３とＲＯＭ
１００４の出力信号との除算（Ｑ／Ｉ）を計算し、８ビ
ットで量子化するもので、その出力はＲＯＭ１００５に
供給される。このＲＯＭ１００５は、乗算器１００３の
出力信号の tan^-1を８ビットで量子化するもので、その
出力は出力端子１００６よりキャリア再生回路８０９に
供給される。

【００２１】すなわち、図１０に示すキャリア位相検出
回路では、必要なＲＯＭの容量が２５６×８ビット×２
個に削減される。また、振幅レベル検出回路８１５の回
路構成例として、例えばＲＯＭを用いたルックアップテ
ーブルを用いる構成が考えられる。すなわち、式２で表
される入出力関係をＲＯＭのデータとしてルックアップ
テーブルを構成する。上記の例の場合、必要なＲＯＭの
容量は６４ｋ×８ビットとなる。

【００２２】また、振幅レベル検出回路８１５の他の回
路構成例として、図１１に示すような構成が考えられ
る。図１１において、端子１１０１には、ロールオフフ
ィルタ回路８１１より復調Ｑ信号８１３が供給される。
この復調Ｑ信号８１３は、２５６×８ビットのＲＯＭ１
１０３に供給される。また、端子１１０２には、ロール
オフフィルタ回路８１０より復調Ｉ信号８１２が供給さ
れる。この復調Ｉ信号８１２は、２５６×８ビットのＲ
ＯＭ１１０４に供給される。

【００２３】ＲＯＭ１１０３は、復調Ｑ信号８１３のレ
ベルの２乗を８ビットで量子化するもので、その出力は
加算器１１０５の一方の入力端子に供給される。また、
ＲＯＭ１１０４は、復調Ｉ信号８１２のレベルの２乗を
８ビットで量子化するもので、その出力は加算器１１０
５の他方の入力端子に供給される。

【００２４】この加算器１１０５は、ＲＯＭ１１０３の
出力信号とＲＯＭ１１０４の出力信号を加算し８ビット
で量子化するもので、その出力はＲＯＭ１１０６に供給
される。このＲＯＭ１１０６は、加算器１１０５の出力
信号の平方根を８ビットで量子化するもので、その出力
は出力端子１１０７よりＡＧＣアンプ８０２に供給す
る。

【００２５】すなわち、図１１に示す振幅レベル検出回
路では、必要なＲＯＭの容量が２５６×８ビット×３個
に削減される。また、シンボル判定回路８１６において
も、以上説明したキャリア位相検出回路８１４、振幅レ
ベル検出回路８１５と同様、ＲＯＭを用いたルックアッ
プテーブルを用いる構成が考えられる。

【００２６】しかし、以上説明したキャリア位相検出回
路、振幅レベル検出回路、シンボル判定回路では、いず
れも計算を行う際に途中結果を８ビットで量子化してい
るため、演算誤差を生じるという問題がある。特に、以
上説明した、キャリア位相検出回路、振幅レベル検出回
路、シンボル判定回路は、いずれも直交する２信号から
特定のデータを復号する直交信号復号回路であり、入力
信号のビット数が多いため、回路規模が大きくなる。ま
た、データ復号計算を多段のステップに分割し、計算の
途中結果のビット数を減らして回路規模を縮小しようと
すると、量子化精度が荒くなり、演算誤差が増大し、性
能の劣化をもたらす。

【００２７】そこで、この発明では、少ない回路規模で
かつ量子化精度が高い直交信号復号装置を実現する。以
下、図面を参照して、この発明の実施の形態について説
明する。

【００２８】図１は、この発明の第１の実施の形態に係
わる直交信号復号装置の構成を示すものである。図１に
示す直交信号復号装置は、図８に示したＱＰＳＫ復調装
置のキャリア位相検出回路に本発明を適用したものであ
る。

【００２９】図１において、端子１には、図８のロール
オフフィルタ回路８１１より復調Ｑ信号８１３が供給さ
れる。この復調Ｑ信号８１３のビット［６：０］は、セ
レクタ６の一方の入力端子に供給される。また、復調Ｑ
信号８１３のビット［７：１］は、セレクタ６の他方の
入力端子に供給される。また、復調Ｑ信号８１３のビッ
ト［７］とビット［６］は、それぞれ排他的論理和回路
３の２つの入力端子に供給される。

【００３０】一方、端子２には、図８のロールオフフィ
ルタ回路８１０より復調Ｉ信号８１２が供給される。こ
の復調Ｉ信号８１２のビット［６：０］は、セレクタ７
の一方の入力端子に供給される。また、復調Ｉ信号８１
２のビット［７：１］は、セレクタ７の他方の入力端子
に供給される。また、復調Ｉ信号８１２のビット［７］
とビット［６］は、それぞれ排他的論理和回路４の２つ
の入力端子に供給される。上記排他的論理和回路３は２
つの入力信号の排他的論理和を演算するもので、その演
算結果は論理和回路５の一方の入力端子に供給される。
同様に、上記排他的論理和回路４は、２つの入力信号の
排他的論理和を演算するもので、その演算結果は論理和
回路５の他方の入力端子に供給される。

【００３１】この論理和回路５は２つの入力信号の論理
和を演算するもので、その演算結果はセレクタ６の選択
端子及びセレクタ７の選択端子に供給する。セレクタ６
は、論理和回路５の状態が”０”の時、復調Ｑ信号８１
３のビット［６：０］を、論理和回路５の状態が”１”
の時、復調Ｑ信号８１３のビット［７：１］を選択する
もので、その選択出力はＲＯＭ８に供給される。また、
セレクタ７は、論理和回路５の状態が”０”の時、復調
Ｉ信号８１２のビット［６：０］を、論理和回路５の状
態が”１”の時、復調Ｉ信号８１２のビット［７：１］
を選択するもので、その選択出力はＲＯＭ８に供給され
る。さらに、ＲＯＭ８は、セレクタ６の出力信号とセレ
クタ７の出力信号より、式１に基づいた位相誤差ΔΘを
８ビットで量子化するもので、その量子化出力は出力端
子９より図８のキャリア再生回路８０９に供給される。

【００３２】次に図２を参照して図１に示したＱＰＳＫ
復調装置のキャリア位相検出回路の動作について説明す
る。但し、図２において、従来のキャリア位相検出方法
を示す図９と同一部分には同一符号を付して示し、ここ
では異なる部分を中心に述べる。

【００３３】図２において、領域２０１はＩ信号の信号
レベル及びＱ信号の信号レベルが−６３から＋６３の間
にある領域を示す。また、領域２０２は領域２０１以外
の領域を示している。一方、Ｉ信号の信号レベル及びＱ
信号の信号レベルが−６３＋６３の間にある時、論理和
回路５の状態は”０”となり、それ以外の時、論理和回
路５の状態は”１”となる。すなわち、論理和回路５の
出力は、入力信号が領域２０１の中にあるか、領域２０
２の中にあるかを判定している。

【００３４】したがって、セレクタ６の出力は、復調信
号が領域２０１の中にある時は、復調Ｑ信号を７ビット
で出力し、復調信号が領域２０２の中にある時は、復調
Ｑ信号の１／２を７ビットで出力する。同様に、セレク
タ７の出力は、復調信号が領域２０１の中にある時は、
復調Ｉ信号を７ビットで出力し、復調信号が領域２０２
の中にある時は、復調Ｉ信号の１／２を７ビットで出力
する。

【００３５】ところで、キャリア位相誤差は、角度情報
であり、振幅には依存しない。すなわち、Ｉ信号の振幅
レベルとＱ信号の振幅レベルとに同一の係数を乗算して
も、キャリア位相誤差の値は変化しない。例えば、復調
信号が黒四角９０６の位置にある場合、セレクタ６及び
セレクタ７の出力信号は黒四角２０６に写像され、キャ
リア位相誤差の値は保存されている。このため、図１に
示すキャリア位相検出回路では、正確なキャリア位相検
出を行うことができる。この時、必要なＲＯＭの容量が
従来の６４ｋ×８ビットから１６ｋ×８ビットに削減さ
れる。

【００３６】次に、図３及び図４を参照して、この発明
の第２の実施の形態について説明する。図３は、この発
明の第２の実施の形態に係わる直交信号復号装置の構成
を示すものであり、図１に示した直交信号復号装置と同
様に、図８に示したＱＰＳＫ復調装置のキャリア位相検
出回路に本発明を適用したものである。

【００３７】図３において、図８のロールオフフィルタ
回路８１１からの復調Ｑ信号８１３が入力端子３０１
に、ロールオフフィルタ回路８１０からの復調Ｉ信号８
１２が入力端子３０２に供給される。復調Ｑ信号８１３
のビット［７：０］は、絶対値回路３０３で７ビットの
絶対値に変換され、復調Ｑ信号８１３のビット［７］
は、排他的論理和回路３１０の一方の入力端子に供給さ
れる。また、復調Ｉ信号８１２のビット［７：０］は、
絶対値回路３０４で７ビットの絶対値に変換され、復調
Ｉ信号８１２のビット［７］は、排他的論理和回路３１
０の他方の入力端子に供給される。上記排他的論理和回
路３１０は、２つの入力信号の排他的論理和を演算する
もので、その演算結果は極性反転回路３１１の制御入力
端子に供給される。

【００３８】上記絶対値回路３０３の出力信号のビット
［６］は論理和回路３０５の一方の入力端子に供給さ
れ、絶対値回路３０３の出力信号のビット［５：０］は
セレクタ３０６の一方の入力端子に供給され、絶対値回
路３０３の出力信号のビット［６：１］はセレクタ３０
６の他方の入力端子に供給される。上記絶対値回路３０
４の出力信号のビット［６］は論理和回路３０５の他方
の入力端子に供給され、絶対値回路３０４の出力信号の
ビット［５：０］はセレクタ３０７の一方の入力端子に
供給され、絶対値回路３０４の出力信号のビット［６：
１］はセレクタ３０７の他方の入力端子に供給される。

【００３９】上記論理和回路３０５は、２つの入力信号
の論理和を演算するもので、その演算結果はセレクタ３
０６の選択端子及びセレクタ３０７の選択端子に供給さ
れる。セレクタ３０６は、論理和回路３０５の状態が”
０”の時、絶対値回路３０３の出力のビット［５：０］
を、論理和回路３０５の状態が”１”の時、絶対値回路
３０３の出力のビット［６：１］を選択するもので、そ
の選択出力はＲＯＭ３０８に供給される。また、セレク
タ３０７は、論理和回路３０５の状態が”０”の時、絶
対値回路３０４の出力のビット［５：０］を、論理和回
路３０５の状態が”１”の時、絶対値回路３０４の出力
のビット［６：１］を選択するもので、その選択出力は
ＲＯＭ３０８に供給される。

【００４０】上記ＲＯＭ３０８は、セレクタ３０６の出
力信号とセレクタ３０７の出力信号より、式１に基づい
た位相誤差ΔΘを８ビットで量子化するもので、その量
子化出力は極性反転回路３１１に供給される。この極性
反転回路３１１は、排他的論理和回路３１０の出力信号
が”０”の時、ＲＯＭ３０８の出力信号をそのまま出力
し、排他的論理和回路３１０の出力信号が”１”の時、
ＲＯＭ３０８の出力信号を極性反転して出力する。この
ＲＯＭ３０８の出力信号は出力端子３０９より図８のキ
ャリア再生回路８０９に供給される。

【００４１】次に、図４を参照して、図３に示したＱＰ
ＳＫ復調装置のキャリア位相検出回路の動作について説
明する。但し、図４において、従来のキャリア位相検出
方法を示す図９と同一部分には同一符号を付して示し、
ここでは異なる部分を中心に述べる。

【００４２】図４において、領域４０１はＩ信号の信号
レベル及びＱ信号の信号レベルが０から＋１２７の間に
ある領域を示す。また、領域４０２はＩ信号の信号レベ
ルが−１２７から−１、Ｑ信号の信号レベルが０から＋
１２７の間にある領域を示す。また、領域４０３はＩ信
号の信号レベル及びＱ信号の信号レベルが−１２７から
−１の間にある領域を示す。また、領域４０４はＩ信号
の信号レベルが０から＋１２７、Ｑ信号の信号レベルが
−１２７から−１の間にある領域を示す。

【００４３】Ｉ信号の信号レベル及びＱ信号の信号レベ
ルが領域４０１もしくは領域４０３にある時、論理和回
路５の状態は”０”となり、それ以外の時、論理和回路
５の状態は”１”となる。すなわち、論理和回路５の出
力は、入力信号が領域４０１、領域４０３の中にある
か、領域４０２、領域４０４の中にあるかを判定してい
る。

【００４４】一方、絶対値回路３０３及び絶対値回路３
０４の出力信号は、Ｉ信号、Ｑ信号ともに信号レベルが
０から＋１２７の中にある。すなわち、領域４０２、領
域４０３、領域４０４の中にある信号が全て領域４０１
に写像される。以下の処理は、図１に示したこの発明の
第１の実施の形態に係わる直交信号復号装置と同様であ
り、ＲＯＭ３０８の出力信号として領域４０１の領域の
キャリア位相誤差の値が出力される。

【００４５】この時、図４から明らかなように、領域４
０２及び領域４０４にあった信号は符号の極性が逆に写
像される。したがって、極性反転回路３１１において、
論理回路５の出力信号を用いて極性反転を行うことによ
り、領域４０１、領域４０２、領域４０３、領域４０４
の全てにおいて、正確なキャリア位相検出を行うことが
できる。この時、必要なＲＯＭの容量が従来の６４ｋ×
８ビットから４ｋ×８ビットに削減される。

【００４６】次に、図５及び図６を参照して、この発明
の第３の実施の形態について説明する。図５は、この発
明の第３の実施の形態に係わる直交信号復号装置の構成
を示すものであり、図１に示した直交信号復号装置と同
様、図８に示したＱＰＳＫ復調装置のキャリア位相検出
回路に本発明を適用したものである。

【００４７】図５において、図８のロールオフフィルタ
回路８１１からの復調Ｑ信号８１３が入力端子５０１
に、ロールオフフィルタ回路８１０からの復調Ｉ信号８
１２が入力端子５０２に入力される。復調Ｑ信号８１３
のビット［７：０］は、絶対値回路５０３で７ビットの
絶対値に変換され、復調Ｑ信号８１３のビット［７］
は、極性判定回路５１０に供給される。また、復調Ｉ信
号８１２のビット［７：０］は、絶対値回路５０４で７
ビットの絶対値に変換され、復調Ｉ信号８１２のビット
［７］は、極性判定回路５１０に供給される。

【００４８】上記絶対値回路５０３の出力信号は、比較
回路５１２、変換判定回路５１３、変換回路５０６及び
変換回路５０７に供給される。また、絶対値回路５０４
の出力信号は、比較回路５１２、変換判定回路５１３、
変換回路５０６及び変換回路５０７に供給される。

【００４９】上記比較回路５１２は、絶対値回路５０３
の出力信号の信号レベル（Ｉ）と絶対値回路５０４の出
力信号の信号レベル（Ｑ）を比較し、Ｑ＞Ｉの時”１”
を、それ以外の時”０”を出力するもので、その比較結
果は極性判定回路５１０及び変換判定回路５１３に供給
される。極性判定回路５１０は、復調Ｑ信号８１３のビ
ット［７］、復調Ｉ信号８１２のビット［７］、比較回
路５１２の出力信号より、極性反転する領域を示す信号
を生成するもので、その判定出力は極性反転回路５１１
の制御入力端子に供給される。

【００５０】変換判定回路５１３は、比較回路５１２の
出力信号、絶対値回路５０３の出力信号、及び、絶対値
回路５０４の出力信号より、信号を変換する領域を示す
信号を生成するもので、その判定出力は変換回路５０６
及び変換回路５０７に供給される。変換回路５０６は、
変換判定回路５１３の出力信号に応じて、絶対値回路５
０３の出力信号のビット［４：０］、絶対値回路５０４
の出力信号のビット［４：０］、絶対値回路５０３の出
力信号のビット［５：１］もしくは、絶対値回路５０４
の出力信号のビット［５：１］をＲＯＭ５０８に供給す
る。また、変換回路５０７は、変換判定回路５１３の出
力信号に応じて、絶対値回路５０４の出力信号のビット
［５：０］、絶対値回路５０３の出力信号のビット
［５：０］、絶対値回路５０４の出力信号のビット
［６：１］、絶対値回路５０３の出力信号のビット
［６：１］もしくは、これらの信号のビット［５］を”
０”した信号をＲＯＭ５０８に供給する。

【００５１】ＲＯＭ５０８は、変換回路５０６の出力信
号と変換回路５０７の出力信号より、式１に基づいた位
相誤差ΔΘを８ビットで量子化するもので、その量子化
出力は極性反転回路５１１に供給される。この極性反転
回路５１１は、極性判定回路５１０の出力信号が”０”
の時、ＲＯＭ５０８の出力信号をそのまま出力し、極性
判定回路５１０の出力信号が”１”の時、ＲＯＭ５０８
の出力を極性反転して出力するもので、その出力信号は
出力端子５０９より図８のキャリア再生回路８０９に供
給される。

【００５２】次に、図６、図７を参照して図５に示した
ＱＰＳＫ復調装置のキャリア位相検出回路の動作につい
て説明する。図６は、図４に示した領域４０１の部分を
取り出した図である。すなわち、絶対値回路５０３の出
力信号と絶対値回路５０４の出力信号とを表している。
但し、図２を用いて説明したように、振幅レベル６４以
上の領域、すなわち、領域２０２は領域２０１に写像さ
れるため、信号は振幅レベル６３以下の領域にのみ存在
しているとする。

【００５３】図６において、領域６０１は、復調Ｑ信号
の信号レベル（以下Ｑと称する）が、復調Ｉ信号の信号
レベル（以下Ｉと称する）より大きい領域を示す。同様
に、領域６０２は、ＩがＱ以上の領域を示す。復調信号
が領域６０１に存在する時、すなわち、Ｑ＞Ｉのとき、
復調Ｑ信号と復調Ｉ信号とを入れ替えることにより、領
域６０１は領域６０２に写像される。

【００５４】図７は、領域６０１を領域６０２に写像し
た状態を示す。図７において、領域７０１は、絶対値回
路５０３の出力信号のビット［６］及び絶対値回路５０
４の出力信号のビット［６］がともに”１”の領域を表
す。復調信号が領域７０１に存在する時、復調Ｑ信号と
復調Ｉ信号とを入れ替え、ビット［６］を”０”にする
ことにより、領域７０１は領域７０２に写像される。し
たがって、以上述べた処理を行うことにより、復調信号
は点線で囲まれた領域７０３、すなわち、Ｉ信号の振幅
が０から＋６３、Ｑ信号の振幅が０から＋３１の領域に
写像される。

【００５５】以下の処理は、図３に示したこの発明の第
２の実施の形態に係わる直交信号復号装置と同様であ
り、極性反転回路５１１の出力信号として、正確なキャ
リア位相検出を行うことができる。この時、必要なＲＯ
Ｍの容量が従来の６４ｋ×８ビットから２ｋ×８ビット
に削減される。

【００５６】ところで、上記第１、第２及び第３の実施
の形態では、キャリア位相検出回路に本発明を適用した
場合を説明したが、振幅レベル検出回路、シンボル判定
回路に適用することもできる。

【００５７】そこで、図１及び図２を参照して、この発
明の第１の実施形態を振幅レベル検出回路に適用した場
合を説明する。振幅レベル検出回路に適用した場合、Ｒ
ＯＭ８の出力信号を、１ビットだけビットシフトとする
回路が必要となる。すなわち、図２において、領域２０
２に存在する復調信号は、領域２０１に写像するため、
１／２の係数がかけられる。このため、ＲＯＭ８の出力
を２倍、すなわち１ビットシフトして領域２０２に戻
す。これ以外の構成は、全てキャリア位相検出の場合と
同様であり、振幅レベル検出回路を構成することができ
る。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明では、各
々直交する２信号を、ビットシフト、絶対値化、変換処
理することにより、データを復号する復号手段の入力信
号のビット数が大幅に削減されている。したがって、こ
の発明によれば、少ない回路規模で、かつ、量子化精度
が高い直交信号復号装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明に係わる直交信号復号装置の第１の
実施の形態の構成を示す回路ブロック図である。

【図２】 図１に示した直交信号復号装置の動作を示す
ための平面図である。

【図３】 この発明に係わる直交信号復号装置の第２の
実施の形態の構成を示す回路ブロック図である。

【図４】 図３に示した直交信号復号装置の動作を示す
ための平面図である。

【図５】 この発明に係わる直交信号復号装置の第３の
実施の形態の構成を示す回路ブロック図である。

【図６】 図５に示した直交信号復号装置の動作を示す
ための平面図である。

【図７】 図５に示した直交信号復号装置の動作を示す
ための平面図である。

【図８】 本発明に係わる直交信号復号装置の応用例を
示す回路ブロック図である。

【図９】 キャリア位相検出方法を説明する平面図であ
る。

【図１０】 従来の直交信号復号装置の第１の実施の形
態の形態を示す回路ブロック図である。

【図１１】 従来の直交信号復号装置の第２の実施の形
態の形態を示す回路ブロック図である。

【符号の説明】

１…入力端子、２…入力端子、３…排他的論理和回路、
４…排他的論理和回路、５…論理和回路、６…セレク
タ、７…セレクタ、８…ＲＯＭ、９…出力端子。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】各々直交する２信号（Ｉ，Ｑ）のいずれか
   が所定の振幅レベルを超えていることを検出する第１の
   判定手段と、 前記第１の判定手段が有意の時、前記２信号を所定の値
   で除算を行う除算手段と、 前記除算手段の出力信号より所望のデータを復号する第
   １の復号手段とを具備したことを特徴とする直交信号復
   号装置。
2. 【請求項２】前記除算手段は０ビットからｎビットのビ
   ットシフトを行う第１のシフト回路より構成されること
   を特徴とする請求項１に記載の直交信号復号装置。
3. 【請求項３】前記第１の復号手段は、信号の振幅レベル
   を検出する振幅レベル検出回路と、ｎビットから０ビッ
   トのビットシフトを行う第２のシフト回路より構成され
   ることを特徴とする請求項１に記載の直交信号復号装
   置。
4. 【請求項４】さらに、前記直交する２信号（Ｉ，Ｑ）の
   絶対値をそれぞれ計算する第１及び第２の絶対値手段を
   備え、 前記第１の判定手段及び前記除算手段の入力信号とし
   て、前記第１及び第２の絶対値手段の出力信号を用いる
   ことを特徴とする請求項１に記載の直交信号復号装置。
5. 【請求項５】各々直交する２信号（Ｉ，Ｑ）の大小を判
   定する第２の判定手段と、 前記直交する２信号（Ｉ，Ｑ）がともに所定の振幅レベ
   ルを超えていることを検出する第３の判定手段と、 前記第２の判定手段もしくは前記第３の判定手段が有為
   の時、前記２信号を変換する変換手段と、 前記変換手段の出力信号より所望のデータを復号する第
   ２の復号手段とを具備したことを特徴とする直交信号復
   号装置。
6. 【請求項６】前記変換手段は前記２信号を入れ替え、か
   つ、一方の信号のビット数を１ビット削除し、他方の信
   号の１ビットを０に強制変換するように構成されること
   を特徴とする請求項７に記載の直交信号復号装置。