JPH11150417A

JPH11150417A - 発振回路

Info

Publication number: JPH11150417A
Application number: JP31391397A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Murayama; 明宏村山
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1997-11-14
Filing date: 1997-11-14
Publication date: 1999-06-02
Anticipated expiration: 2017-11-14
Also published as: JP3523031B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＩＣ内蔵可能な注入型発振器で、自走発振周
波数がばらついたときは注入信号に追尾する機能を追加
して、入力信号に対し正確な位相関係が保て、かつ正弦
／余弦波の発振信号を得ることにある。【解決手段】ｇｍ可変型フィルタ回路を用いた発振器
にあって、帰還路のアンプ２やｇｍフィルタ３内部のノ
ードに対し、注入信号Ｖｉｎを加算することにより、注
入型の発振器を構成する。発振出力は、アンプ２やｇｍ
フィルタ３の任意の箇所（６ａ，６ｂ）から取り出せ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明の回路は、主にＰＬ
Ｌにより原信号にロックした正弦波信号を簡易な構成で
得る用途、特にＴＶ受像機の色副搬送波再生の分野に用
いて好適な発振回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来インジェクションロックと呼ばれる
ＶＣＯまたはＰＬＬが知られ、実用に供されている。同
期させたい信号を発振器に注入（インジェクション）す
ると、その発振信号が注入信号に位相同期するもので、
弛張発振器を用いて行うのが一般的である。発振器単体
で位相同期するので、位相比較器などの周辺回路が不
要、簡便でＩＣ内蔵に適している。ＰＬＬとも発振器と
も言えるが、以下注入型発振器と呼ぶ。このような発振
器の一例として引例１：特開平９−９３０４２号「イン
ジェクションロック方式ＦＭ復調回路」がある。入力信
号に同期した注入発振器出力と入力信号をかけ算するこ
とにより、ＦＭ復調を行うもので、入力周波数（デビエ
ーション）により発振器の同期位相が異なることを利用
している。

【０００３】一般的に正弦波発振が必要な場合、引例１
のような弛張発振器を用いた注入発振器では発振波形が
矩形波なので、ポストフィルタで高調波を除去しないと
正弦波出力が得られず、コストアップを招く。また、Ｔ
Ｖ受信機の色副搬送波処理では、４相の正弦／余弦波が
必要となるが、弛張発振器では自走周波数と入力信号周
波数が異なると直交位相出力が得られない。加えて前記
のようにフィルタを用いた場合には、フィルタ間の特性
ばらつきにより出力信号の相対位相がずれ、映像の色相
がずれるという問題を発生する。

【０００４】一方、ＩＣ内蔵可能な正弦波発振器の一例
として、引例２：特開昭６３−１９１４０３号「発振回
路」がある。いわゆるｇｍ可変型のフィルタ回路を用
い、帰還路に増幅回路を配して正弦波出力を得たもので
ある。

【０００５】この引例２では注入ロックに関する内容の
記載がなく、正弦波の注入型発振器を実用化できないと
いう問題がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来技術で正
弦波発振が必要な場合、引例１では弛張発振器を用いた
注入発振器では正弦波出力が得られず、ＴＶ受信機の色
副搬送波処理では、４相の正弦／余弦波が必要となる
が、弛張発振器では自走周波数と入力信号周波数が異な
ると直交位相出力が得られない。フィルタを用いた場合
には、映像の色相がずれるという問題を発生する。ま
た、引例２の分野では注入ロックに関する記載がなく、
正弦波の注入型発振器を実用化できないという問題があ
る。

【０００７】この発明の目的は、ＩＣ内蔵可能な注入型
発振器で、自走発振周波数がばらついた際には注入信号
に追尾する機能を追加して、入力信号に対し正確な位相
関係が保て、かつ正弦／余弦波の発振信号を得ることに
ある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ために、この発明の発振回路はｇｍ可変型のフィルタ回
路を用いた発振器において、帰還路のアンプやｇｍフィ
ルタ内部のノードに対し入力信号を加算（注入）するこ
とにより、注入型の発振器を構成する。注入信号と９０
度位相差を持つフィルタ回路内部信号とを位相比較し、
その位相誤差を検出してｇｍフィルタの自走発振周波数
を補正する。

【０００９】この手段によれば、帰還路のアンプやｇｍ
フィルタ内部の任意のノードに信号を注入すると、その
ノードの発振信号に対して位相シフトする作用となり、
フィルタの位相特性によって発振条件が変化し引き込み
動作する。最終的には注入したノードでの発振信号の位
相が注入信号と同相になるようロックし、発振器を実現
できる。

【００１０】また、伝達関数が２次関数となるｇｍフィ
ルタ回路では、注入ノードの信号と９０度位相差を持つ
信号ノードが存在する。自走発振周波数が注入信号周波
数とずれている場合、注入ノードの信号位相は同相から
ずれるので、その２つの信号位相差から自走周波数が注
入信号からずれていることが判る。位相比較結果でｇｍ
フィルタの自走発振周波数を制御すれば、最終的に注入
信号と自走周波数を等しくすることができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の第１の実施の形態について説明するためのシス
テム図である。１は発振器であり、アンプ２とトランス
コンダクタンス可変型のｇｍフィルタ３から成る。入力
端子４に注入される信号源からの注入信号Ｖｉｎとｇｍ
フィルタ３の出力信号とをアンプ２に入力する。このア
ンプ２は、ｇｍフィルタ３の出力と注入信号Ｖｉｎとの
差あるいは和を増幅する。アンプ３の出力をｇｍフィル
タ３の入力に帰還して発振ループを構成する。発振出力
はループ内の任意のノードで発生した信号を発振出力と
して取り出すことができる。

【００１２】ｇｍフィルタ３の自走発振周波数ｆｏは、
周波数制御端子５に入力される制御信号により決定す
る。制御信号とは例えば定電流源や定電圧源であり、こ
れらの値を変えることで、自走発振周波数ｆｏを変化で
きる。ｇｍフィルタ３の出力と注入信号Ｖｉｎとの差を
増幅する場合には、アンプ２の正負入力端子に両入力を
接続し、和を増幅する場合には、アンプ２内に加算器を
含むものとする。図１（ａ）ではアンプ２の出力を出力
端子６ａから、図１（ｂ）ではｇｍフィルタ３の出力を
出力端子６ｂから発振出力を取り出している。このよう
に、ループ内の任意のノードから所望の発振信号を得る
ことができる。

【００１３】このことから、以降の各実施の形態の説明
をする中では、特定のノード信号を指さないものとす
る。従って、発振出力が供給される出力端子は、浮かし
た状態で示すものとする。

【００１４】図１の具体的な回路構成例を図２に示して
さらに説明する。アンプ２は加算器２１とリミッタアン
プ２２から成り、加算器２１の一方には入力端子４より
注入信号Ｖｉｎを入力する。加算器２１の出力はリミッ
タアンプ２２で増幅する。

【００１５】ｇｍフィルタ３は一例として帯域通過（Ｂ
ＰＦ）特性の回路接続を示した。従来で示した例２と同
型であり、伝達関数と回路パラメータの対応等の説明は
省略する。

【００１６】ＢＰＦに代表される２次伝達関数を持つフ
ィルタ回路では、入力信号のある特定の周波数成分だけ
を通過させ、位相は１８０度回転する。ＢＰＦの場合、
出力振幅が最も大きくなる周波数で、出力位相は０度と
なる。アンプを設け出力信号を増幅して入力に帰還する
経路を設ければ、発振条件を満足させることができる。
発振ループ、すなわちアンプ２の出力からｇｍフィルタ
３を介してアンプ２に入力に戻る経路での利得は、ＢＰ
Ｆの最大の利得周波数近傍で１倍を越えるが、位相特性
は回転しており、振幅最大となる周波数でのみ０度とな
る。従って、位相０度となる周波数が発振周波数とな
る。

【００１７】ｇｍフィルタ３は、ＢＰＦ特性としたた
め、アンプ２の出力の発振信号が例え矩形波であって
も、高調波成分はフィルタで抑制され、ｇｍフィルタ３
の出力は正弦波に近くなる。このためＩＣ内に内蔵可能
な正弦波発振回路として、ＢＰＦを用いた発振回路が多
用されている。

【００１８】図２において、３１，３２はそれぞれｇｍ
可変型のｇｍアンプである。正入力が接地されたｇｍア
ンプ３１の出力は、コンデンサＣ１を介して供給される
リミッタアンプ２２からの出力信号Ｓ１とともに、バッ
ファアンプＢ１を介してｇｍアンプ３２の正入力に入力
する。ｇｍアンプ３２の出力は、一端が接地されたコン
デンサＣ２とバッファアンプＢ２を介して出力端子６に
入力する。バッファアンプＢ２の出力Ｓ２は、アンプ２
の加算器２１の他方に入力する。さらにバッファアンプ
Ｂ２の出力Ｓ２は、ｇｍアンプ３２の負入力および減衰
器ｍを介してｇｍアンプ３２の負入力に入力する。ｇｍ
アンプ３１，３２はバイアス電流源３３からの電流によ
りバイアスされており、電流に応じたｇｍの値を持ち、
ｇｍは周波数制御端子５により所望の値に制御する。

【００１９】ＢＰＦであるｇｍフィルタ３の特性を図３
に示す。（ａ）が振幅特性で（ｂ）が位相特性である。
自走発振周波数ｆｏで最大振幅となり、このときの位相
は０度である。ループの利得を１以上に設定すると、自
走発振周波数ｆｏで自走発振する。リミッタアンプ２２
の出力信号Ｓ１には高調波が含まれるが、ＢＰＦで高調
波を抑圧するので、出力端子６からは正弦波の発振出力
が得られる。

【００２０】図２の回路では、注入信号Ｖｉｎに対して
ｇｍフィルタ３の出力の信号位相が０度すなわち同相と
なるように位相ロックする。これについて図４（ａ）を
用いて説明する。ｇｍフィルタ３の出力信号Ｓ２の位相
を基準にとり、ａベクトルとし、自走発振周波数ｆｏと
全く同じ周波数の注入信号Ｖｉｎを注入したと仮定し
て、その位相をｂベクトルとする。加算器２１でこれら
２つの信号を加算すると合成ベクトルはｃとなり、自走
時のａ位相から進みシフトされたことと等価になる。ル
ープの中に進み移相が混入したので、発振条件が変わ
り、図３（ｂ）でいうと、全体が進み（上）方向へず
れ、０度を与える周波数が高くなる。これにより、発振
器は、より高い周波数で発振し、進み位相方向すなわち
ｂ位相へ追従するように動く。この過渡応答が終了した
後、図４（ｂ）のようにａ，ｂ，ｃすべてのベクトルは
同じ向きでロックすることになる。

【００２１】ところで、２次フィルタ回路では、ｇｍア
ンプを２段従属接続して伝達関数を実現するため、ＢＰ
Ｆを構成した場合においてもＢＰＦ特性の出力の他に、
ｇｍアンプ段間の信号を出力することができる。例え
ば、図２のｇｍアンプ３１と３２の間から出力を取った
場合はＨＰＦ特性となる。ＨＰＦ特性は、ＢＰＦ特性と
位相が９０度ずれており、ＢＰＦ特性に対して直交する
信号として用いることができる。

【００２２】次に、注入信号Ｖｉｎの周波数が自走発振
周波数ｆｏと異なる場合について図５を用いて説明す
る。いま、注入信号Ｖｉｎの周波数は自走発振周波数ｆ
ｏより低いｆａとする。この場合、図５（ａ）のように
ｇｍフィルタ３の出力信号Ｓ２のａベクトルに対し、注
入信号Ｖｉｎのｂベクトルが遅れになり、ａとｂを合成
したｃベクトルがφ度の遅れとなる。これはｇｍフィル
タ３の出力信号Ｓ２での位相をφ度遅れ（下）方向へシ
フトしたことになるので、図５（ｂ）のように０度と交
わる周波数ｆａで発振する。発振条件はｆａでループ位
相が０度になることであるから、その条件が成り立つよ
うループの位相特性をシフトする状態で収束するとも言
える。シフト位相は注入信号Ｖｉｎとｇｍフィルタ３の
出力信号Ｓ２との位相差で発生する。自走発振周波数ｆ
ｏよりも高い周波数の場合はこの逆で、φが進み位相と
なる。注入信号Ｖｉｎの周波数が自走発振周波数ｆｏか
ら離れるほどφは大きくなる。

【００２３】この実施の形態によれば、正弦波出力の注
入型発振器を実現することができる。さらに、図２のＡ
点はｇｍフィルタ３の出力信号Ｓ２と常に９０度位相差
を持つので、正弦／余弦の直交信号を同時に得ることが
できる。自走発振周波数ｆｏから遠い周波数信号を注入
すると、φが０からずれたとしても必ず直交し、相対的
な位相関係が変わることはない。

【００２４】ここで、加算器２１の配置について説明す
る。図４（ｂ）で説明したように、注入信号Ｖｉｎはｇ
ｍフィルタ３の出力信号Ｓ２と同相でロックするので、
加算器２１の出力は自走時の振幅よりも大きくなる。し
かし、自走発振周波数ｆｏから離れた注入信号Ｖｉｎほ
どφが大きくなり、合成したベクトルの振幅増加量は小
さくなるので、周波数によって加算器２１の出力振幅が
変わってしまう（ｆｏで最大）。加算器２１をリミッタ
アンプ２２の前段に配置しておけば、リミッタアンプ２
２の出力振幅は一定なので、周波数による発振振幅変化
を避けることができる。

【００２５】図２ではアンプ２を注入信号Ｖｉｎとの和
で実現したが、単純な差動アンプによるリミッタアンプ
２２を作成し、正入力にｇｍフィルタ３の出力信号Ｓ２
を負入力に注入信号Ｖｉｎを接続して差信号増幅とし、
回路規模を簡略化することも可能である。この場合、図
４（ｂ）のｂベクトルはａの逆相になる。ただし、通常
はｇｍフィルタ３の出力の直流動作点（ｇｍ１の正入力
電位と同じになる）がオフセットし易いので、差動入力
には、このオフセットを許容できるだけのダイナミック
レンジが必要となる。和をとる場合は抵抗で簡易に加算
器２１を実現することが可能である。注入信号Ｖｉｎを
ｇｍフィルタ３の出力の直流動作点に対しＣ結合で入力
できるため、オフセットの問題を解決することが可能で
ある。さらに、加算器２１で実現すると別のメリットが
派生するが、これについては後述することとする。

【００２６】アンプ２については、リミッタアンプ２２
を例にしたが、自動利得制御機能の付いたリニアアンプ
を用いても構わない。アンプ２の出力振幅を検波し、あ
る一定振幅になるようアンプ２の利得を制御すれば、ル
ープの利得を正確に１に保つことができ、発振ループ内
の全てのノードで正弦波の発振が得られる。

【００２７】ｇｍフィルタ３の特性はＢＰＦを例にとっ
たが、低域通過（ＬＰＦ）でも全域通過（ＡＰＦ）でも
実現可能である。ｇｍフィルタ３の出力位相に対して発
振条件が成り立つよう、考慮されていればよい。ＢＰＦ
の場合、φは周波数に対して線形に変化しないため、Ｆ
Ｍ復調には適さないが、位相変化が線形なＡＰＦが適し
ている。また、φはフィルタのＱや注入信号の大きさに
依存する。Ｑが高いほど位相回転の微分傾きは大きくな
るので、同じデビエーションに対するφは大きくなる。
従って、Ｓカーブ特性の傾きがＱでも制御でき、注入信
号Ｖｉｎが小さいほどφが大きくなる。

【００２８】図１の実施の形態では、帰還路にアンプ２
を備え、アンプ２に注入信号Ｖｉｎを注入した例である
が、図６、図７に示すようにｇｍフィルタ３に注入信号
Ｖｉｎを注入する入力端子を設けることが可能である。
図６は、この発明の第２の実施の形態を、図７はこの発
明の第３の実施の形態について説明するためのシステム
図である。

【００２９】すなわち、図６ではｇｍフィルタ３ａの出
力をアンプ２ａに入力し、アンプ２ａの出力をｇｍフィ
ルタ３ａに正帰還する。アンプ２ａの具体例については
図２の説明で述べた通りである。

【００３０】また、図７ではｇｍフィルタ３ｂに、この
フィルタ３ｂのＱを制御する制御信号ＱｃをＱ制御回路
７１から供給する。ｇｍフィルタ３ｂの出力をフィルタ
３ｂの入力端子とＱ制御回路７１に供給し、発振条件が
成り立つような制御信号Ｑｃをｇｍフィルタ３ｂに供給
してｇｍフィルタ３ｂのＱを制御する。図３（ａ）で言
えば、Ｑが高いほど自走発振周波数ｆｏでの利得は高く
なるので、例えば利得が１になるよう制御すれば、アン
プが無くても発振条件を満足させることができる。図２
では減衰器ｍの値を変えることによりＱの制御が可能で
ある。

【００３１】図６、図７の構成では図２の加算器を省略
することが可能である。図８の回路構成図を用い、この
ことについて説明する。

【００３２】図８は、一例として図２のＢＰＦ特性のフ
ィルタ部分を基本としており、図２と同一の機能部分に
は同一の符号を付して説明する。ＢＰＦの接続ではコン
デンサＣ２およびｇｍアンプ３１の正入力端子を交流接
地に接続する。これらの端子を接地せず、直接注入信号
の入力端子とすることが可能で、例えばノードＮＡやＮ
Ｂを端子とすれば回路を追加することなく注入すること
ができる。コンデンサＣ１やＣ２を分割して入力端子を
設けることもでき、この場合もトータルの容量値を変え
ずに注入できる。

【００３３】ｇｍフィルタ３ａ，３ｂに、注入信号Ｖｉ
ｎを入力する入力端子４を設けるという意味では、素子
追加になるがｇｍアンプ８１を追加することも１つの手
段である。

【００３４】どのノードから注入しても、前述の通り、
注入したノードでの発振位相が同相となるようにロック
する。ｇｍアンプを介した場合にはｇｍ出力端子で同相
ロックとなる。

【００３５】ｇｍフィルタの交流発振ループではなく、
通常直流信号を与える周波数制御端子に入力することも
可能である。この場合も加算器の追加が必要ない。図９
のシステム図を用いて、この発明の第４の実施の形態に
ついて説明する。図９ではアンプなどの正帰還ループを
省略している。この場合、ｇｍフィルタ３ｃの周波数を
制御する周波数制御端子５と注入信号Ｖｉｎを入力する
入力端子４は同じ箇所からとする。発振ループ内の任意
のノード信号を発振信号として取り出す。

【００３６】図９の動作ベクトルは前述と異なるので、
図１０を用いて説明する。ｇｍフィルタ３ｃは、例えば
図８で用いたＢＰＦ特性と仮定する。注入信号Ｖｉｎは
周波数制御端子５からバイアス電流源３３を通り、ｇｍ
アンプ３１，３２と容量Ｃ１，Ｃ２にて電圧信号に変換
される。このときｇｍアンプ３１，３２と容量Ｃ１，Ｃ
２が等しいとすると、容量Ｃ１，Ｃ２で変換された注入
信号Ｖｉｎは同じベクトルとなる。

【００３７】図１０で、フィルタ入力を基準ベクトルｄ
とすると、ｇｍアンプ３１の出力では９０度進むため、
ｅベクトルとなる。これに注入信号Ｖｉｎのｆベクトル
が加算されるので、図８のＡ点での合成ベクトルはｇと
なる。ｇベクトルをｇｍアンプ３２では、９０度遅れ方
向に回転するのでｈベクトルを出力するが、ここでもｆ
ベクトルを加算するので、合成ベクトルがｉとなり基準
ベクトルｄと同位相に戻る。この回路は注入信号Ｖｉｎ
を基準として、＋４５度位相でロックする。周波数が自
走発振周波数ｆｏからずれた信号に対しては、４５度か
らφだけずれた位相でロックする。

【００３８】この場合、注入信号Ｖｉｎと同位相の発振
信号が得られないが、やはり加算器は削除できる。逆に
π／４の移相器として、ＴＶ受像機の色あい制御用正弦
波に用いたり、ＱＰＳＫ復調に用いることもできる。ｇ
ｍアンプ２１，３２の出力は直交しており、４相出力間
の位相がずれることはない。注入信号Ｖｉｎに対しπ／
２相が必要な場合には、π／４相の直交信号から隣り合
う２軸の加算で合成できる。

【００３９】以上述べてきた注入型発振器はＩＣ内蔵を
前提としており、ＩＣ製造工程での時定数ばらつきによ
り、自走発振周波数がばらついてしまう。注入信号Ｖｉ
ｎが自走発振周波数ｆｏからずれても正弦／余弦出力の
相対直交位相はばらつかないが、キャプチャレンジがば
らつく。これが許容できない場合には、別途追尾する機
能を設ける必要があり、これについて図１１を用いて説
明する。注入型発振器は前述のもの全てが該当する。こ
の発振器から注入信号と９０度位相差を生じる信号とを
出力し、位相比較器１１１にて位相比較する。その比較
結果をＬＰＦ１１２にて平滑し、発振器の周波数制御端
子５に帰還する。

【００４０】９０度位相差を生じる信号とは、自走発振
周波数ｆｏで注入信号Ｖｉｎと９０度位相差を持ち、か
つＶｉｎがｆｏからずれた場合の位相差φを検出可能な
信号である。図９を除く発振器からは得ることができ
る。図２で言うとＡ点信号となる。Ａ点の位相はｆｏで
進み９０度であり、注入信号Ｖｉｎの周波数がｆｏから
ずれると９０度からφよりも大きくずれる。これを位相
比較器で検出して常に９０度位相差となるようｇｍフィ
ルタを制御すれば、自走発振周波数ｆｏを注入信号と等
しくすることができる。図６や図７の例でも同様に選ぶ
ことができ、図８のノードＮＡから注入した場合には、
ｇｍアンプ３１の出力から９０度位相信号を取り出せば
よい。

【００４１】製造ばらつきが大きく自走発振周波数ｆｏ
のずれが大きいと、注入信号Ｖｉｎにロックできないこ
とがあり、追尾調整不能に陥るので、これを避ける手段
について図１２の回路構成図を用いて説明する。

【００４２】追尾調整を行う間は注入ロック可能な周波
数レンジ（キャプチャレンジ）を広くし、調整完了とと
もに所定のレンジに戻せば、確実に追尾調整できる。レ
ンジを広くするには注入する信号利得を変えればよく、
利得制御回路を追加すればよい。この利得制御回路は、
図２のアンプ２を兼用することも可能である。以下、そ
のことについて説明する。

【００４３】図１２は図２のアンプ２にて実現した例で
ある。加算器２１は抵抗Ｒとｇｍアンプ１２１で構成
し、加算信号をリミッタアンプ２２に入力する。ｇｍ１
２１にｇｍ値を可変できる制御端子１２２を設け、この
制御端子１２２に例えばカラーか白黒を判定した結果を
入力すれば、注入信号Ｖｉｎの利得を変えることができ
る。また、図２では加算器２１で合成するので、加算比
を変える手段を追加することが容易であるが、図６や図
７では直接注入してしまうので、別途利得切換回路を追
加する必要がある。この一例としては図８のｇｍアンプ
８１のような配置も考えられ、ｇｍアンプ８１のｇｍを
切り換えることで実現できる。

【００４４】レンジ切り換えの制御信号としては、所定
の時間のパルスでもよいが、例えばカラーＴＶ受信機の
色副搬送波にこのような注入型発振器を用いた場合、カ
ラーキラー回路が白黒と判定している場合には追尾モー
ドで広いレンジに設定し、カラーと判定した場合にはレ
ンジを狭くするような処理も可能である。このようにレ
ンジを切換えておけば、製造工程のばらつきによらず常
に安定した注入ロック性能を得て、追尾調整を確実に行
うことができる。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したように、ＩＣ内蔵可能で正
弦／余弦の発振信号が得られる注入型の発振器としたの
で用途が拡大するばかりか、自走発振周波数がばらつい
た際には注入信号に追尾する機能を追加して、入力信号
に対し正確な位相関係を保つことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態について説明する
ためのシステム図。

【図２】図１を具体例について説明するための回路構成
図。

【図３】図２のＢＰＦの特性を示した特性図。

【図４】図２の位相同期過程の動作を説明するためのベ
クトル図。

【図５】図２の静止ロック位相を説明するための特性
図。

【図６】この発明の第２の実施の形態について説明する
ためのシステム図。

【図７】この発明の第３の実施の形態について説明する
ためのシステム図。

【図８】図６と図７のｇｍフィルタの具体例について説
明するための回路構成図。

【図９】この発明の第４の他の実施の形態について説明
するためシステム図。

【図１０】図９のロック位相について説明するためのベ
クトル図。

【図１１】この発明の注入型発振器の自走発振周波数を
追尾調整する適用した例について説明するためのシステ
ム図。

【図１２】図１１の注入利得切換機能について説明する
ための回路構成図。

【符号の説明】

１…発振器、２，２ａ…アンプ、３，３ａ，３ｂ…ｇｍ
フィルタ、４…入力端子、５…周波数制御端子、６ａ，
６ｂ…出力端子、２１…加算器、２２…リミッタアン
プ、３１，３２，８１，１２１…ｇｍアンプ、３３…バ
イアス電流源、７１…Ｑ制御回路、１１１…位相比較
器、１１２…ＬＰＦ、Ｖｉｎ…注入信号、Ｂ１，Ｂ２…
バッファアンプ、ｍ…減衰器、Ｃ１，Ｃ２…コンデン
サ、Ｒ…抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数制御端子を備えたトランスコンダ
クタンス（ｇｍ）可変型のフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力と注入信号とを入力し差あるい
は和を増幅するアンプ回路と、前記アンプ回路の出力を前記フィルタ回路に入力して発
振ループを構成する手段と、前記発振ループ内の任意のノードから発振出力を取り出
す手段とからなることを特徴とする発振回路。
【請求項２】アンプ回路は、フィルタ出力信号と注入
信号を加算する加算回路と、加算出力をリミッタ増幅す
るリミッタアンプとにより構成してなることを特徴とす
る請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】周波数制御端子と注入信号入力端子を持
つｇｍ可変型のフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を入力して増幅するアンプ回路
と、前記アンプ回路の出力を前記フィルタ回路に入力して発
振ループを構成する手段と、前記発振ループ内の任意のノードから発振出力を取り出
す手段とからなることを特徴とする発振回路。
【請求項４】周波数制御端子と注入信号入力端子を持
つｇｍ可変型のフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力振幅を検波してある所定振幅で
あるか否かを検出する検出回路と、前記検出回路の検出結果に基づき、前記フィルタ回路の
Ｑを制御する制御手段と、前記フィルタ回路の出力を、該フィルタ回路のフィルタ
入力に帰還して発振ループを構成する手段と、前記発振ループ内の任意のノードから発振出力を取り出
す手段とからなることを特徴とする発振回路。
【請求項５】ｇｍ可変型のフィルタ内部の交流接地端
子を注入信号入力端子としたことを特徴とする請求項
３，４のいずれかに記載の発振回路。
【請求項６】ｇｍ可変型のフィルタ回路の内部ノード
に対し、ｇｍアンプまたは受動素子の加算回路を介して
注入信号入力端子からの信号を注入したことを特徴とす
る請求項３，４のいずれかに記載の発振回路。
【請求項７】周波数制御端子を持つｇｍ可変型のフィ
ルタ回路と、前記フィルタ回路の出力端子を入力端子に帰還して発振
ループを構成する手段とを備え、前記発振ループ内の任意のノードから発振出力を取り出
し、前記周波数制御端子に注入信号を注入したことを特
徴とする発振回路。
【請求項８】ｇｍ可変型のフィルタ回路は、２個のｇ
ｍアンプにより構成したものであって、前記各ｇｍアン
プの出力から発振出力を取り出したことを特徴とする請
求項１，３，４，７のいずれかに記載の発振回路。
【請求項９】注入信号に対し９０度位相差を示す発振
ループ内の信号と注入信号とを入力して位相比較する位
相比較器と、前記位相比較出力を平滑するＬＰＦとを設け、前記ＬＰＦの出力を周波数制御端子に接続したことを特
徴とする請求項１，３，４，７のいずれかに記載の発振
回路。
【請求項１０】注入信号の注入利得を制御する端子を
備えた利得制御回路を備え、外部からの制御信号によ
り、注入信号の利得を変えたことを特徴とする請求項
１，３，４，７のいずれかに記載の発振回路。