JPH11146635A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡素な回路構成で直流電源装置を過負荷又は
負荷短絡から確実に保護する。 【解決手段】 本発明による直流電源装置では、通常負
荷時においてオン状態を保持しかつ過負荷又は負荷短絡
時にオフ状態となり負荷６に供給する出力電流を遮断す
る過電流保護用のＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１を出
力コンデンサ５と負荷６との間に接続している。通常負
荷時は、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１がオン状態を
保持しているため、ＭＯＳ-ＦＥＴ３のオン・オフ動作
により出力コンデンサ５から出力される定電圧の直流出
力Ｖ_OUTがＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１を通して負荷
６に供給される。負荷６が過負荷状態又は短絡状態にな
ると、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１がオン状態から
オフ状態となり、出力コンデンサ５から負荷６に供給さ
れる出力電流Ｉ_OUTが遮断される。このため、簡素な回
路構成で直流電源装置を過負荷又は負荷短絡から確実に
保護できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、簡素な回路構成で
確実に電源装置の過電流保護が可能な直流電源装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流電源の直流入力をオン・オフ動作に
より断続して高周波電力に変換するスイッチング素子
と、高周波電力を負荷に供給する直流出力に変換する直
流変換回路とを備え、負荷に供給される直流出力に応じ
てスイッチング素子をオン・オフ制御することにより負
荷に定電圧の直流出力を供給する直流電源装置は、従来
から電子機器等の電源回路に広く使用されている。例え
ば、図８に示す従来の直流電源装置としての昇圧チョッ
パ型コンバータは、バッテリ又は整流回路等の直流電源
１と、直流電源１の両端に直列に接続されるリアクトル
２及びスイッチング素子としてのＭＯＳ-ＦＥＴ３と、
ＭＯＳ-ＦＥＴ３の両端に直列に接続される出力ダイオ
ード４及び出力コンデンサ５と、出力コンデンサ５の両
端に接続される負荷６と、負荷６に供給される直流出力
電圧Ｖ_OUTに応じてＭＯＳ-ＦＥＴ３のゲート端子に付与
するオン・オフ制御信号Ｖ_Gを発生する制御回路７とを
備えている。この昇圧チョッパ型コンバータでは、ＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ３のオン・オフ動作により直流電源１からの
直流入力電流が断続されて高周波電力に変換され、この
高周波電力がリアクトル２及び出力コンデンサ５から成
る直流変換回路により負荷６に供給する直流出力電圧Ｖ
_OUTに変換される。出力コンデンサ５及び負荷６間の負
側のラインには、負荷６に流れる出力電流Ｉ_OUTをそれ
に対応する電圧として検出する電流検出用抵抗８が接続
されている。制御回路７は、直流出力電圧Ｖ_OUTの基準
電圧Ｖ_R1を発生する基準電源９、及び負荷６に供給され
る直流出力電圧Ｖ_OUTと基準電源９の基準電圧Ｖ_R1とを
比較するコンパレータ１０から成る出力電圧検出回路１
１と、負荷６に流れる出力電流Ｉ_OUTの制限値に対応す
る基準電圧Ｖ_B2を発生する基準電源１２、及び電流検出
用抵抗８の検出電圧と基準電源１２の基準電圧Ｖ_B2とを
比較するコンパレータ１３から成る過電流検出回路１４
と、ダイオード１５を通して出力される出力電圧検出回
路１１のコンパレータ１０の比較出力とダイオード１６
を通して出力される過電流検出回路１４のコンパレータ
１３の比較出力との論理和信号に基づいてパルス幅可変
のＰＷＭ（パルス幅変調）信号を発生すると共にこのＰ
ＷＭ信号をオン・オフ制御信号Ｖ_GとしてＭＯＳ-ＦＥＴ
３のゲート端子に付与するＰＷＭ信号発生回路１７とか
ら構成されている。

【０００３】図８に示す昇圧チョッパ型コンバータにお
いて、ＭＯＳ-ＦＥＴ３がオン状態のときは直流電源１
からリアクトル２及びＭＯＳ-ＦＥＴ３に電流が流れ、
リアクトル２にエネルギが蓄積される。ＭＯＳ-ＦＥＴ
３がオン状態からオフ状態になると、リアクトル２に蓄
積されたエネルギが放出され、出力ダイオード４及び出
力コンデンサ５を介して負荷６に直流出力電圧Ｖ_OUTが
供給される。負荷６に供給される直流出力電圧Ｖ
_OUTは、出力電圧検出回路１１のコンパレータ１０によ
り基準電源９の基準電圧Ｖ_R1と比較される。一方、負荷
６に流れる出力電流Ｉ_OUTは電流検出用抵抗８によりそ
れに対応する電圧として検出され、過電流検出回路１４
のコンパレータ１３により基準電源１２の基準電圧Ｖ_B2
と比較される。出力電圧検出回路１１のコンパレータ１
０の比較出力と過電流検出回路１４のコンパレータ１３
の比較出力は、それぞれダイオード１５、１６により論
理和信号としてＰＷＭ信号発生回路１７に入力される。
負荷６が通常の状態であるときは、電流検出用抵抗８の
検出電圧が基準電源１２の基準電圧Ｖ_B2よりも低く、過
電流検出回路１４のコンパレータ１３の比較出力が低レ
ベルとなるので、過電流検出回路１４の出力信号は略０
となる。したがって、通常負荷時は、出力電圧検出回路
１１の出力信号に基づいてＰＷＭ信号発生回路１７から
出力されるＰＷＭ信号のパルス幅が制御され、制御回路
７からＭＯＳ-ＦＥＴ３のゲート端子に付与されるオン
・オフ制御信号Ｖ_Gのオン幅が制御される。これによ
り、負荷６に供給される直流出力電圧Ｖ_OUTに応じてＭ
ＯＳ-ＦＥＴ３がオン・オフ制御され、負荷６に定電圧
の直流出力が供給される。

【０００４】負荷６が過負荷状態又は短絡状態になる
と、電流検出用抵抗８の検出電圧が基準電源１２の基準
電圧Ｖ_B2よりも高くなるので、過電流検出回路１４のコ
ンパレータ１３の比較出力が高レベルとなり、過電流検
出回路１４から過電流検出信号が出力される。したがっ
て、過負荷又は負荷短絡時は、出力電圧検出回路１１の
出力信号と過電流検出回路１４の過電流検出信号との論
理和信号に基づいてＰＷＭ信号発生回路１７から出力さ
れるＰＷＭ信号のパルス幅が狭められ、制御回路７から
ＭＯＳ-ＦＥＴ３のゲート端子に付与されるオン・オフ
制御信号Ｖ_Gのオン幅が狭くなる。これにより、ＭＯＳ-
ＦＥＴ３のオン期間が短くなり、負荷６に流れる出力電
流Ｉ_OUTが一定値に制限される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８に示す
昇圧チョッパ型コンバータでは、過負荷又は負荷短絡時
においてＭＯＳ-ＦＥＴ３がオフ状態となっても、出力
コンデンサ５からの放電電流により比較的大きな出力電
流Ｉ_OUTが流れる。このため、過負荷又は負荷短絡時に
おいて出力電流Ｉ_OUTを大幅に制限することが困難とな
る。したがって、図８に示す昇圧チョッパ型コンバータ
において負荷６が短絡された場合、出力電流Ｉ_OUTを十
分に制限することができず、そのときに流れる過大な電
流により昇圧チョッパ型コンバータが破壊される問題点
があった。

【０００６】そこで、本発明では回路構成が簡素でかつ
電源装置を過負荷又は負荷短絡から確実に保護できる直
流電源装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明による直流電源装
置は、直流電源の直流入力をオン・オフ動作により断続
して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチン
グ素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直流出力に
変換する直流変換回路とを備え、前記直流出力に応じて
前記スイッチング素子をオン・オフ制御することにより
前記負荷に定電圧の直流出力を供給する。この直流電源
装置では、前記直流変換回路と前記負荷との間に過電流
保護用スイッチング素子を接続し、該過電流保護用スイ
ッチング素子は通常負荷時においてオン状態を保持しか
つ過負荷又は負荷短絡時にオフ状態となり前記負荷に供
給する出力電流を遮断する。本発明の他の実施形態で
は、前記直流電源装置は前記直流電源の直流入力電圧よ
り高い直流出力電圧を前記負荷に供給する昇圧コンバー
タであり、前記過電流保護用スイッチング素子は前記負
荷に供給される直流出力電圧が前記直流電源の直流入力
電圧より低下したときにオフ状態となる。

【０００８】通常の負荷の場合、過電流保護用スイッチ
ング素子がオン状態を保持しているため、電力変換部の
スイッチング素子のオン・オフ動作により直流変換回路
から出力される定電圧の直流出力が過電流保護用スイッ
チング素子を通して負荷に供給される。負荷が過負荷状
態又は短絡状態になると、過電流保護用スイッチング素
子がオン状態からオフ状態となり、電力変換部のスイッ
チング素子のオン・オフ動作により直流変換回路から負
荷に供給される出力電流が遮断される。これにより、過
負荷又は負荷短絡状態における出力電流が十分に制限さ
れるので、簡素な回路構成で電源装置を過負荷又は負荷
短絡から確実に保護できる。また、直流電源の直流入力
電圧より高い直流出力電圧を負荷に供給する昇圧コンバ
ータにおいて、負荷に供給される直流出力電圧が直流電
源の直流入力電圧より低下したときにオフ状態となる過
電流保護用スイッチング素子を設けた場合は、過負荷又
は負荷短絡による直流出力電圧の著しい低下を迅速に検
知して出力電流を遮断することができるので、昇圧コン
バータを迅速に過負荷又は負荷短絡から確実に保護する
ことが可能となる。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明による直流電源装置
を昇圧チョッパ型コンバータに適用した場合の一実施形
態を図１に基づいて説明する。但し、図１では図８に示
す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、そ
の説明を省略する。本実施形態の昇圧チョッパ型コンバ
ータは、図１に示すように、図８に示す昇圧チョッパ型
コンバータにおいて、出力コンデンサ５及び負荷６間の
正側のラインに過電流保護用スイッチング素子としての
Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１を接続し、リアクトル
２を２巻線形の複巻線リアクトル２２に変更し、複巻線
リアクトル２２の補助巻線２２aとＮチャネル型ＭＯＳ-
ＦＥＴ２１のゲート端子との間にダイオード２３及びコ
ンデンサ２４から成る整流平滑回路と直列抵抗２５を接
続し、負荷６とＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１のゲー
ト端子との間に基準電源２６及びコンパレータ２７から
成る出力電流制限回路２８を接続し、電流検出用抵抗８
と基準電源１２及びコンパレータ１３から成る過電流検
出回路１４を省略したものである。ここで、出力電流制
限回路２８を構成する基準電源２６は直流出力電圧Ｖ
_OUTの下限値に対応する基準電圧Ｖ_R3を発生し、コンパ
レータ２７は直流出力電圧Ｖ_OUTを基準電源２６の基準
電圧Ｖ_R3と比較して直流出力電圧Ｖ_{O UT}が基準電圧Ｖ_R3
よりも低下したときにその比較出力が高レベルから低レ
ベルとなる。なお、本実施形態では、起動時においてＮ
チャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１をオン状態にするため、
負荷６として例えばバッテリ等の二次電池が接続され
る。その他の構成は、図８に示す昇圧チョッパ型コンバ
ータと略同様である。

【００１０】次に、図１に示す昇圧チョッパ型コンバー
タの動作について説明する。負荷６が正常な場合は、出
力電流制限回路２８内の基準電源２６の基準電圧Ｖ_R3よ
りも直流出力電圧Ｖ_OUTが高いため、出力電流制限回路
２８内のコンパレータ２７からＮチャネル型ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２１のゲート端子に高レベル信号が出力される。こ
のとき、電力変換部のＭＯＳ-ＦＥＴ３のオン・オフ動
作により、複巻線リアクトル２２の補助巻線２２aから
ダイオード２３、コンデンサ２４及び直列抵抗２５を介
してＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１のゲート端子に駆
動用の直流電圧が印加されるので、Ｎチャネル型ＭＯＳ
-ＦＥＴ２１はオン状態を保持する。したがって、この
ときの図１に示す昇圧チョッパ型コンバータの主回路の
動作は、先述の図８に示す昇圧チョッパ型コンバータの
通常負荷時の動作と略同様であるので説明は省略する。

【００１１】負荷６が過負荷状態又は負荷６間が略短絡
状態となり、負荷６のインピーダンスが極めて低くなる
と、直流出力電圧Ｖ_OUTが出力電流制限回路２８内の基
準電源２６の基準電圧Ｖ_R3よりも低くなる。このため、
出力電流制限回路２８内のコンパレータ２７からＮチャ
ネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１のゲート端子に出力される信
号の電圧レベルが高レベルから低レベルとなる。このと
き、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１がオン状態からオ
フ状態となり、出力コンデンサ５から負荷６に供給され
る出力電流Ｉ_OUTが遮断される。これによって、過負荷
又は負荷短絡状態における出力電流Ｉ_OUTが十分に制限
されるので、簡素な回路構成で昇圧チョッパ型コンバー
タを過負荷又は負荷短絡から確実に保護することができ
る。また、本実施形態では、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２１の駆動用の直流電圧を複巻線リアクトル２２の補
助巻線２２aに誘起される電圧から整流平滑して得るた
め、過電流状態を検知していち早く電力変換部のＭＯＳ
-ＦＥＴ３をオフ状態にした場合に、Ｎチャネル型ＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２１の駆動用の直流電圧が略０Ｖとなり、Ｎ
チャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１がオフ状態となるので、
より確実に昇圧チョッパ型コンバータを過負荷又は負荷
短絡から保護することが可能である。

【００１２】図１に示す実施形態の昇圧チョッパ型コン
バータは変更が可能である。例えば、図２に示す実施形
態の昇圧チョッパ型コンバータは、図１に示す昇圧チョ
ッパ型コンバータにおいて、基準電源２６及びコンパレ
ータ２７から成る出力電流制限回路２８の代わりに、直
流電源１の正極端子とＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１
のゲート端子との間にダイオード２９、分圧抵抗３０、
３１及びＮＰＮ型トランジスタ３２から成る出力電流制
限回路３３を接続したものである。その他の構成は、図
１に示す昇圧チョッパ型コンバータと略同様である。図
２に示す昇圧チョッパ型コンバータにおいて、負荷６が
正常な場合は負荷６に供給される直流出力電圧Ｖ_OUTが
直流電源１の直流入力電圧Ｖ_INよりも高いため、出力電
流制限回路３３内のダイオード２９が逆バイアスされて
非導通状態となる。このため、出力電流制限回路３３内
のＮＰＮ型トランジスタ３２がオフ状態となるので、Ｎ
チャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１はオン状態を保持する。
負荷６が過負荷状態又は負荷６間が略短絡状態となり、
負荷６のインピーダンスが極めて低くなると、直流出力
電圧Ｖ_OUTが直流電源１の直流入力電圧Ｖ_INよりも低く
なるので、出力電流制限回路３３内のダイオード２９が
順バイアスされて導通状態となる。このとき、出力電流
制限回路３３内の分圧抵抗３０、３１の分圧点に高レベ
ルの電圧が発生し、ＮＰＮ型トランジスタ３２がオン状
態となるので、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１がオン
状態からオフ状態となり、出力コンデンサ５から負荷６
に供給される出力電流Ｉ_OUTが遮断される。したがっ
て、図２に示す実施形態の昇圧チョッパ型コンバータに
おいても、図１の場合と同様の過電流保護効果が得られ
る。更に、図２に示す昇圧チョッパ型コンバータでは、
過負荷又は負荷短絡による直流出力電圧Ｖ_OUTの著しい
低下を迅速に検知して出力電流Ｉ_OUTを遮断することが
できるので、昇圧チョッパ型コンバータを迅速に過負荷
又は負荷短絡から確実に保護することが可能となる。

【００１３】また、図３に示す実施形態の昇圧チョッパ
型コンバータは、２つのＭＯＳ-ＦＥＴ３と、３つの中
間タップ３４a、３４b、３４cを有する単巻線形のリア
クトル３４と、２つの出力ダイオード４を使用して図１
に示す昇圧チョッパ型コンバータの電力変換部をプッシ
ュプル型の回路構成に変更したものである。図４に示す
実施形態の昇圧チョッパ型コンバータは、電力変換部が
図３に示す実施形態と同様のプッシュプル型の回路構成
であるが、図３に示すリアクトル３４の代わりに中間タ
ップ３５a及び補助巻線３５bを有する２巻線形の複巻線
リアクトル３５を使用し、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ
２１の駆動用の電源を複巻線リアクトル３５の補助巻線
３５bより得ている点が図３に示す実施形態の回路と相
違する。また、図５は、図１の昇圧チョッパ型コンバー
タにおける複巻線リアクトル２２を１次及び２次巻線３
６a、３６bと補助巻線３６cを有するトランス３６に変
更し、主回路の構成をトランス３６の２次巻線３６bか
ら出力ダイオード４、出力コンデンサ５及びＮチャネル
型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１を介して負荷６に供給する直流出
力を得る絶縁型のフライバック・コンバータとした実施
形態を示す。図５に示す絶縁型のフライバック・コンバ
ータでは、Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１の駆動用の
電源をトランス３６の補助巻線３６cより得ている。図
３〜図５に示す各実施形態の何れの場合においても、負
荷６が過負荷又は短絡状態となったときの過電流保護作
用は図１に示す実施形態の場合と略同様であるため、図
１に示す実施形態と略同様の効果が得られる。

【００１４】図１〜図５に示す各実施形態では、過電流
保護用スイッチング素子としてＮチャネル型のＭＯＳ-
ＦＥＴを使用したが、Ｐチャネル型のＭＯＳ-ＦＥＴも
使用可能である。例えば、図６に示す実施形態の昇圧チ
ョッパ型コンバータは、図１に示す実施形態におけるＮ
チャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１をＰチャネル型ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ３７に変更し、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７の
ゲート端子と負側の出力ラインとの間に直列抵抗３８を
接続し、出力電流制限回路２８のコンパレータ２７の出
力端子と正側の出力ラインとの間に分圧抵抗３９、４０
を接続し、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７のソース端
子とゲート端子との間にＰＮＰ型トランジスタ４１を接
続し、ＰＮＰ型トランジスタ４１のベース端子を分圧抵
抗３９、４０の分圧点に接続したものである。図６に示
す実施形態の昇圧チョッパ型コンバータでは、正常負荷
時において出力電流制限回路２８内のコンパレータ２７
から高レベル信号が出力され、分圧抵抗３９、４０の分
圧点に電圧が発生する。このとき、ＰＮＰ型トランジス
タ４１がオン状態となり、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ
３７はオン状態を保持するので、このときの図６に示す
昇圧チョッパ型コンバータの主回路の動作は、先述の図
１に示す昇圧チョッパ型コンバータの通常負荷時の動作
と略同様となる。また、過負荷又は負荷短絡時において
は、出力電流制限回路２８内のコンパレータ２７から低
レベル信号が出力され、ＰＮＰ型トランジスタ４１がオ
フ状態となるので、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７の
ゲート端子が直列抵抗３８を通して接地電位となる。こ
のとき、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７がオフ状態と
なり、出力コンデンサ５から負荷６に供給される出力電
流Ｉ_OUTが遮断される。したがって、図６に示す実施形
態の昇圧チョッパ型コンバータにおいても、図１の場合
と同様の過電流保護効果が得られる。

【００１５】ところで、図１〜図６に示す実施形態で
は、負荷６として例えばバッテリ等の二次電池をコンバ
ータ出力端子に接続し、起動時においてＮチャネル型Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ２１又はＰチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７を
オン状態にしている。これらの実施形態において、バッ
テリ等の二次電池の極性を逆にしてコンバータ出力端子
に接続した場合は、起動時においてＮチャネル型ＭＯＳ
-ＦＥＴ２１又はＰチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７がオフ
状態のままとなるので、バッテリ等の逆接続からコンバ
ータを保護することが可能である。但し、図１〜図６に
示す実施形態において、コンバータ出力端子に負荷６を
接続しない場合は、起動時にＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２１又はＰチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７をオン状態
にすることができないため、コンバータを動作させるこ
とができない。このため、例えば図７に示す実施形態の
昇圧チョッパ型コンバータでは、図６に示す昇圧チョッ
パ型コンバータにおいて、正側及び負側の出力ライン間
に分圧抵抗４２、４３を接続し、分圧抵抗４２、４３の
分圧点と正側の出力ラインとの間に起動用抵抗４４を接
続し、出力電流制限回路２８内の基準電源２６と直列に
直列抵抗４５を接続し、基準電源２６及び直列抵抗４５
の直列回路と並列にコンデンサ４６を接続し、出力電流
制限回路２８内のコンパレータ２７の非反転入力端子を
分圧抵抗４２、４３の分圧点に接続している。図７に示
す昇圧チョッパ型コンバータでは、起動時において起動
用抵抗４４を介して分圧抵抗４２、４３の分圧点に電圧
が発生し、出力電流制限回路２８のコンパレータ２７か
ら高レベル信号が出力されてＰＮＰ型トランジスタ４１
がオン状態となり、Ｐチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７が
オン状態となる。したがって、起動時においてＰチャネ
ル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７をオン状態にできるので、コン
バータ出力端子に負荷６を接続しない場合でも昇圧コン
バータを動作させることが可能である。通常負荷時及び
過負荷又は負荷短絡時における図７の昇圧チョッパ型コ
ンバータの動作については、図６に示す場合と略同様で
あるので説明は省略する。

【００１６】本発明の実施態様は上記の各実施形態に限
定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図６
及び図７に示す実施形態では図１の昇圧チョッパ型コン
バータにおけるＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ２１をＰチ
ャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ３７に変更した形態を示した
が、図２〜図５の各実施形態の昇圧コンバータにおいて
も前記と同様の変更が可能である。また、図５に示す実
施形態では図１に示す非絶縁型の昇圧チョッパ型コンバ
ータを絶縁型のフライバック・コンバータに変更した形
態を示したが、フォワード型、ハーフブリッジ型又はフ
ルブリッジ型等の他方式の絶縁型コンバータに変更する
ことも可能である。また、上記の各実施形態ではスイッ
チング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用する形態を示し
たが、バイポーラ形トランジスタ、接合型電界効果トラ
ンジスタ（Ｊ-ＦＥＴ）等の他のスイッチング素子も使
用可能である。更に、昇圧型コンバータに限定すること
なく、降圧型コンバータ、昇降圧型コンバータ又は極性
反転型コンバータ等の他の直流電源装置にも本発明を適
用できることは容易に理解できよう。

【００１７】

【発明の効果】本発明によれば、過負荷又は負荷短絡時
において負荷に供給される出力電流を遮断して出力電流
を十分に制限できるので、出力側に過電流保護用のスイ
ッチング素子を追加する程度の簡素な回路構成で直流電
源装置を過負荷又は負荷短絡から確実に保護することが
可能となる。したがって、過負荷又は負荷短絡時におい
て過大な電流が流れることがなく、過電流による直流電
源装置の破壊を未然に防止することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態を示す直流電源装置の電
気回路図

【図２】 本発明の他の実施形態を示す直流電源装置の
電気回路図

【図３】 図１の回路の第１の変更実施形態を示す電気
回路図

【図４】 図１の回路の第２の変更実施形態を示す電気
回路図

【図５】 図１の回路の第３の変更実施形態を示す電気
回路図

【図６】 図１の回路の第４の変更実施形態を示す電気
回路図

【図７】 図１の回路の第５の変更実施形態を示す電気
回路図

【図８】 従来の直流電源装置を示す電気回路図

【符号の説明】 １．．．直流電源、２．．．リアクトル、３．．．ＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ（スイッチング素子）、４．．．出力ダイオ
ード、５．．．出力コンデンサ、６．．．負荷、
７．．．制御回路、８．．．電流検出用抵抗、９．．．
基準電源、１０．．．コンパレータ、１１．．．出力電
圧検出回路、１２．．．基準電源、１３．．．コンパレ
ータ、１４．．．過電流検出回路、１５，１６．．．ダ
イオード、１７．．．ＰＷＭ信号発生回路、２１．．．
Ｎチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴ（過電流保護用スイッチン
グ素子）、２２．．．複巻線リアクトル、２２a．．．
補助巻線、２３．．．ダイオード、２４．．．コンデン
サ、２５．．．直列抵抗、２６．．．基準電源、２
７．．．コンパレータ、２８．．．出力電流制限回路、
２９．．．ダイオード、３０，３１．．．分圧抵抗、３
２．．．ＮＰＮ型トランジスタ、３３．．．出力電流制
限回路、３４．．．リアクトル、３４a，３４b，３４
c．．．中間タップ、３５．．．複巻線リアクトル、３
５a．．．中間タップ、３５b．．．補助巻線、３
６．．．トランス、３６a．．．１次巻線、３６b．．．
２次巻線、３６c．．．補助巻線、３７．．．Ｐチャネ
ル型ＭＯＳ-ＦＥＴ（過電流保護用スイッチング素
子）、３８．．．直列抵抗、３９，４０．．．分圧抵
抗、４１．．．ＰＮＰ型トランジスタ、４２，４
３．．．分圧抵抗、４４．．．起動用抵抗、４５．．．
直列抵抗、４６．．．コンデンサ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の直流入力をオン・オフ動作に
   より断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのス
   イッチング素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直
   流出力に変換する直流変換回路とを備え、前記直流出力
   に応じて前記スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
   とにより前記負荷に定電圧の直流出力を供給する直流電
   源装置において、 前記直流変換回路と前記負荷との間に過電流保護用スイ
   ッチング素子を接続し、該過電流保護用スイッチング素
   子は通常負荷時においてオン状態を保持しかつ過負荷又
   は負荷短絡時にオフ状態となり前記負荷に供給する出力
   電流を遮断することを特徴とする直流電源装置。
2. 【請求項２】 前記直流電源装置は前記直流電源の直流
   入力電圧より高い直流出力電圧を前記負荷に供給する昇
   圧コンバータであり、前記過電流保護用スイッチング素
   子は前記負荷に供給される直流出力電圧が前記直流電源
   の直流入力電圧より低下したときにオフ状態となる「請
   求項１」に記載の直流電源装置。