JPH1032432A - 周波数変換方法と周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換方法と周波数変換回路Info
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- JPH1032432A JPH1032432A JP8276151A JP27615196A JPH1032432A JP H1032432 A JPH1032432 A JP H1032432A JP 8276151 A JP8276151 A JP 8276151A JP 27615196 A JP27615196 A JP 27615196A JP H1032432 A JPH1032432 A JP H1032432A
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- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
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- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0491—Circuits with frequency synthesizers, frequency converters or modulators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力信号の周波数が低い場合であっても、出
力信号の上下側波帯間の周波数差を拡幅することによ
り、容易にフィルタで不要な側波帯を除去できる周波数
変換方法を提供する。 【解決手段】 第１の励振周波数ＦP の第１の励振信号
を所定の周波数Ｆ1 の入力信号ａで両側波帯変調して第
１の中間信号ｂを生成する。第１の励振周波数ＦP より
入力信号ａ周波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周
波数Ｆq の第２の励振信号を入力信号ａで両側波帯変調
して第２の中間信号ｃを生成する。第１の中間信号ｂと
第２の中間信号ｃを加算して、第１の中間信号ｂの下側
波帯と第２の中間信号ｃの上側波帯を打ち消し、第１の
中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波帯と
から成る出力信号ｄを生成する。これにより上側波帯と
下側波帯との間が拡幅され、容易に低域消去フィルタ２
０で下側波帯を消去できる。
力信号の上下側波帯間の周波数差を拡幅することによ
り、容易にフィルタで不要な側波帯を除去できる周波数
変換方法を提供する。 【解決手段】 第１の励振周波数ＦP の第１の励振信号
を所定の周波数Ｆ1 の入力信号ａで両側波帯変調して第
１の中間信号ｂを生成する。第１の励振周波数ＦP より
入力信号ａ周波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周
波数Ｆq の第２の励振信号を入力信号ａで両側波帯変調
して第２の中間信号ｃを生成する。第１の中間信号ｂと
第２の中間信号ｃを加算して、第１の中間信号ｂの下側
波帯と第２の中間信号ｃの上側波帯を打ち消し、第１の
中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波帯と
から成る出力信号ｄを生成する。これにより上側波帯と
下側波帯との間が拡幅され、容易に低域消去フィルタ２
０で下側波帯を消去できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数変換方法と周
波数変換回路に関する。
波数変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の周波数変換方法と周波数変換回路
について図１２〜図１４を用いて説明する。一例として
周波数を上げるアップコンバートについて説明する。こ
の周波数変換方法は、周波数がＦ1 の入力信号に対して
励振周波数Ｆp （Ｆp ＞Ｆ1 ）の励振信号をミキシング
して、図１２に示すように周波数が励振周波数Ｆp と入
力信号周波数Ｆ1 との和または差（Ｆp ±Ｆ1 ）となる
出力信号に変換する。そして図１３に示すように、この
出力信号から下側波帯（周波数：Ｆp −Ｆ1）を低域消
去フィルタで除去して出力信号の上側波帯（周波数：Ｆ
p ＋Ｆ1 ）のみを出力させる方法である。これにより、
周波数がＦ1 から（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバート
された出力信号が得られる。また、図１４に示すように
上記の周波数変換方法を繰り返し使用することによっ
て、さらに高い周波数へのアップコンバートも可能とな
る。
について図１２〜図１４を用いて説明する。一例として
周波数を上げるアップコンバートについて説明する。こ
の周波数変換方法は、周波数がＦ1 の入力信号に対して
励振周波数Ｆp （Ｆp ＞Ｆ1 ）の励振信号をミキシング
して、図１２に示すように周波数が励振周波数Ｆp と入
力信号周波数Ｆ1 との和または差（Ｆp ±Ｆ1 ）となる
出力信号に変換する。そして図１３に示すように、この
出力信号から下側波帯（周波数：Ｆp −Ｆ1）を低域消
去フィルタで除去して出力信号の上側波帯（周波数：Ｆ
p ＋Ｆ1 ）のみを出力させる方法である。これにより、
周波数がＦ1 から（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバート
された出力信号が得られる。また、図１４に示すように
上記の周波数変換方法を繰り返し使用することによっ
て、さらに高い周波数へのアップコンバートも可能とな
る。
【０００３】具体的に上述した周波数変換方法を実現す
る周波数変換回路の一例は、ミキサと低域消去フィルタ
とで構成できる。図１４に、この周波数変換回路を２つ
（５０ａ、５０ｂ）使用し、２段階で周波数をアップコ
ンバートするアップコンバータ５２を示す。この各周波
数変換回路５０ａ、５０ｂはそれぞれ、ミキサ５４ａ、
５４ｂと低域消去フィルタ５６ａ、５６ｂとで構成され
る。このアップコンバータ５２により、１段目の周波数
変換回路５０ａにおいて上述したように入力信号の周波
数（Ｆ1 ）は周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバー
トされる。さらに後段の周波数変換回路５０ｂにおい
て、同様に周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ＋Ｆs ）までアップコン
バートされ、アンテナ５８から送信される。なお、周波
数変換回路５０ｂでは励振周波数Ｆs （Ｆs ＞Ｆp ）の
励振信号がミキシングされる。
る周波数変換回路の一例は、ミキサと低域消去フィルタ
とで構成できる。図１４に、この周波数変換回路を２つ
（５０ａ、５０ｂ）使用し、２段階で周波数をアップコ
ンバートするアップコンバータ５２を示す。この各周波
数変換回路５０ａ、５０ｂはそれぞれ、ミキサ５４ａ、
５４ｂと低域消去フィルタ５６ａ、５６ｂとで構成され
る。このアップコンバータ５２により、１段目の周波数
変換回路５０ａにおいて上述したように入力信号の周波
数（Ｆ1 ）は周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバー
トされる。さらに後段の周波数変換回路５０ｂにおい
て、同様に周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ＋Ｆs ）までアップコン
バートされ、アンテナ５８から送信される。なお、周波
数変換回路５０ｂでは励振周波数Ｆs （Ｆs ＞Ｆp ）の
励振信号がミキシングされる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の周波数変換方法と周波数変換回路には次の様な課
題が有る。周波数変換回路５０ａ、５０ｂにおいては、
低域消去フィルタ５６ａ、５６ｂを用いて下側波帯を除
去して上側波帯のみを出力させる構成となっているが、
周波数変換回路においては励振周波数Ｆp またはＦs と
上下側波帯との間の周波数差は入力信号の周波数となる
ために、特に初段の周波数変換回路のように入力信号周
波数が低い場合には、上側波帯と下側波帯との間の周波
数差も狭くなる。なお、後段の周波数変換回路では、入
力される信号の周波数が前段の周波数変換回路でアップ
コンバートされているため、ミキサ５４ｂで励振周波数
Ｆs の励振信号とミキシングし、両側波帯変調して得ら
れる信号の上下側波帯間には十分な周波数差（２Ｆp ＋
２Ｆ1 ）がある。なお、Ｆs ＞Ｆp である。よって、初
段の周波数変換回路において入力信号周波数が低く、上
側波帯と下側波帯との間の周波数差が狭くなる場合に、
上側波帯に影響を及ぼすことなく下側波帯以下の周波数
成分を除去するためには、低域消去フィルタ５６ａには
急峻な遮断特性をもつ精度の高いものを採用する必要が
生じる。そしてこのような高精度のフィルタは通常は高
価であり、周波数変換回路の製品コストを上昇させると
いう課題がある。また、さらに入力信号の周波数が低い
場合には、所望の低域消去フィルタが実現できず、従っ
てこの周波数変換方法では上側波帯に影響を及ぼすこと
なく下側波帯以下の周波数成分を除去できないので、周
波数変換が行えないという課題がある。
従来の周波数変換方法と周波数変換回路には次の様な課
題が有る。周波数変換回路５０ａ、５０ｂにおいては、
低域消去フィルタ５６ａ、５６ｂを用いて下側波帯を除
去して上側波帯のみを出力させる構成となっているが、
周波数変換回路においては励振周波数Ｆp またはＦs と
上下側波帯との間の周波数差は入力信号の周波数となる
ために、特に初段の周波数変換回路のように入力信号周
波数が低い場合には、上側波帯と下側波帯との間の周波
数差も狭くなる。なお、後段の周波数変換回路では、入
力される信号の周波数が前段の周波数変換回路でアップ
コンバートされているため、ミキサ５４ｂで励振周波数
Ｆs の励振信号とミキシングし、両側波帯変調して得ら
れる信号の上下側波帯間には十分な周波数差（２Ｆp ＋
２Ｆ1 ）がある。なお、Ｆs ＞Ｆp である。よって、初
段の周波数変換回路において入力信号周波数が低く、上
側波帯と下側波帯との間の周波数差が狭くなる場合に、
上側波帯に影響を及ぼすことなく下側波帯以下の周波数
成分を除去するためには、低域消去フィルタ５６ａには
急峻な遮断特性をもつ精度の高いものを採用する必要が
生じる。そしてこのような高精度のフィルタは通常は高
価であり、周波数変換回路の製品コストを上昇させると
いう課題がある。また、さらに入力信号の周波数が低い
場合には、所望の低域消去フィルタが実現できず、従っ
てこの周波数変換方法では上側波帯に影響を及ぼすこと
なく下側波帯以下の周波数成分を除去できないので、周
波数変換が行えないという課題がある。
【０００５】従って、本発明は上記課題を解決すべくな
され、その目的とするところは、入力信号の周波数が低
い場合であっても、出力信号の上下側波帯間の周波数差
を拡幅することにより、容易にフィルタで不要な側波帯
を除去できる周波数変換方法と周波数変換回路を提供す
ることにある。
され、その目的とするところは、入力信号の周波数が低
い場合であっても、出力信号の上下側波帯間の周波数差
を拡幅することにより、容易にフィルタで不要な側波帯
を除去できる周波数変換方法と周波数変換回路を提供す
ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため次の構成を備える。すなわち、本発明に係る第
１の周波数変換方法は、第１の励振周波数の第１の励振
信号を所定の周波数の入力信号で両側波帯変調して第１
の中間信号を生成し、前記第１の励振周波数より前記入
力信号周波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数
の第２の励振信号を前記入力信号で両側波帯変調して第
２の中間信号を生成し、前記第１の中間信号と前記第２
の中間信号を加算して、第１の中間信号の下側波帯と第
２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第１の中間信号の
上側波帯と第２の中間信号の下側波帯とから成る出力信
号を生成することを特徴とする。この方法によれば、各
中間信号を加算して生成される信号の上下側波帯の周波
数間隔が入力信号周波数の４倍の周波数に拡幅されるの
で、いずれか一方の側波帯の除去がフィルタで容易に行
える。また、本発明に係る第２の周波数変換方法は、第
１の励振周波数の第１の励振信号を、周波数が所定の周
波数パターンに従って所定の時間間隔で変更される入力
信号で両側波帯変調して第１の中間信号を生成し、前記
第１の励振周波数より前記周波数パターンの最大周波数
と最小周波数を加算した周波数だけ低い第２の励振周波
数の第２の励振信号を、前記周波数パターンの最大周波
数と最小周波数を加算した周波数から前記入力信号の周
波数だけ低い周波数の副入力信号で両側波帯変調して第
２の中間信号を生成し、前記第１の中間信号と前記第２
の中間信号を加算して、第１の中間信号の下側波帯と第
２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第１の中間信号の
上側波帯と第２の中間信号の下側波帯とから成る出力信
号を生成することを特徴とする。この方法によれば、周
波数がホッピングする入力信号においても、出力信号の
上下側波帯間の周波数差を拡幅できる。
するため次の構成を備える。すなわち、本発明に係る第
１の周波数変換方法は、第１の励振周波数の第１の励振
信号を所定の周波数の入力信号で両側波帯変調して第１
の中間信号を生成し、前記第１の励振周波数より前記入
力信号周波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数
の第２の励振信号を前記入力信号で両側波帯変調して第
２の中間信号を生成し、前記第１の中間信号と前記第２
の中間信号を加算して、第１の中間信号の下側波帯と第
２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第１の中間信号の
上側波帯と第２の中間信号の下側波帯とから成る出力信
号を生成することを特徴とする。この方法によれば、各
中間信号を加算して生成される信号の上下側波帯の周波
数間隔が入力信号周波数の４倍の周波数に拡幅されるの
で、いずれか一方の側波帯の除去がフィルタで容易に行
える。また、本発明に係る第２の周波数変換方法は、第
１の励振周波数の第１の励振信号を、周波数が所定の周
波数パターンに従って所定の時間間隔で変更される入力
信号で両側波帯変調して第１の中間信号を生成し、前記
第１の励振周波数より前記周波数パターンの最大周波数
と最小周波数を加算した周波数だけ低い第２の励振周波
数の第２の励振信号を、前記周波数パターンの最大周波
数と最小周波数を加算した周波数から前記入力信号の周
波数だけ低い周波数の副入力信号で両側波帯変調して第
２の中間信号を生成し、前記第１の中間信号と前記第２
の中間信号を加算して、第１の中間信号の下側波帯と第
２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第１の中間信号の
上側波帯と第２の中間信号の下側波帯とから成る出力信
号を生成することを特徴とする。この方法によれば、周
波数がホッピングする入力信号においても、出力信号の
上下側波帯間の周波数差を拡幅できる。
【０００７】また、本発明に係る第１の周波数変換装置
は、第１の励振周波数の第１の励振信号と所定の周波数
の入力信号をミキシングし、第１の中間信号を生成する
第１のミキサと、前記第１の周波数より前記入力信号周
波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数の第２の
励振信号と前記入力信号をミキシングし、第２の中間信
号を生成する第２のミキサと、前記第１の中間信号と前
記第２の中間信号を加算して、前記第１の中間信号の下
側波帯と前記第２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第
１の中間信号の上側波帯と第２の中間信号の下側波帯と
から成る出力信号を生成する加算器とを具備することを
特徴とする。この構成によれば、各中間信号を加算して
生成される信号の上下側波帯の周波数間隔が入力信号周
波数の４倍の周波数に拡幅されるので、いずれか一方の
側波帯の除去がフィルタで容易に行える。また、本発明
に係る第２の周波数変換装置は、周波数が所定の周波数
パターンに従って所定の時間間隔で変更される入力信号
を出力する第１の信号発生器と、前記周波数パターンの
最大周波数と最小周波数を加算した周波数から前記入力
信号の周波数だけ低い周波数の副入力信号を出力する第
２の信号発生器と、第１の励振周波数の第１の励振信
号、および第１の励振周波数より前記周波数パターンの
最大周波数と最小周波数を加算した周波数だけ低い第２
の励振周波数の第２の励振信号を発生する第１の局部発
振器と、前記第１の励振信号と前記入力信号をミキシン
グし、第１の中間信号を生成する第１のミキサと、前記
第２の励振信号と前記副入力信号をミキシングし、第２
の中間信号を生成する第２のミキサと、前記第１の中間
信号と前記第２の中間信号を加算して、第１の中間信号
の下側波帯と第２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第
１の中間信号の上側波帯と第２の中間信号の下側波帯と
から成る出力信号を生成する加算器とを具備することを
特徴とする。これによれば、周波数がホッピングする入
力信号においても、出力信号の上下側波帯間の周波数差
を拡幅できる。
は、第１の励振周波数の第１の励振信号と所定の周波数
の入力信号をミキシングし、第１の中間信号を生成する
第１のミキサと、前記第１の周波数より前記入力信号周
波数の２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数の第２の
励振信号と前記入力信号をミキシングし、第２の中間信
号を生成する第２のミキサと、前記第１の中間信号と前
記第２の中間信号を加算して、前記第１の中間信号の下
側波帯と前記第２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第
１の中間信号の上側波帯と第２の中間信号の下側波帯と
から成る出力信号を生成する加算器とを具備することを
特徴とする。この構成によれば、各中間信号を加算して
生成される信号の上下側波帯の周波数間隔が入力信号周
波数の４倍の周波数に拡幅されるので、いずれか一方の
側波帯の除去がフィルタで容易に行える。また、本発明
に係る第２の周波数変換装置は、周波数が所定の周波数
パターンに従って所定の時間間隔で変更される入力信号
を出力する第１の信号発生器と、前記周波数パターンの
最大周波数と最小周波数を加算した周波数から前記入力
信号の周波数だけ低い周波数の副入力信号を出力する第
２の信号発生器と、第１の励振周波数の第１の励振信
号、および第１の励振周波数より前記周波数パターンの
最大周波数と最小周波数を加算した周波数だけ低い第２
の励振周波数の第２の励振信号を発生する第１の局部発
振器と、前記第１の励振信号と前記入力信号をミキシン
グし、第１の中間信号を生成する第１のミキサと、前記
第２の励振信号と前記副入力信号をミキシングし、第２
の中間信号を生成する第２のミキサと、前記第１の中間
信号と前記第２の中間信号を加算して、第１の中間信号
の下側波帯と第２の中間信号の上側波帯を打ち消し、第
１の中間信号の上側波帯と第２の中間信号の下側波帯と
から成る出力信号を生成する加算器とを具備することを
特徴とする。これによれば、周波数がホッピングする入
力信号においても、出力信号の上下側波帯間の周波数差
を拡幅できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る周波数変換方
法と周波数変換回路の好適な実施の形態を添付図面に基
づいて詳細に説明する。 （第１の実施の形態）まず、周波数変換方法について図
１〜図３を用いて説明する。なお、周波数変換される入
力信号の周波数はＦ1 とし、一例としてこの周波数Ｆ1
を周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバートする方法
について述べる。なお、Ｆp ＞Ｆ1 である。
法と周波数変換回路の好適な実施の形態を添付図面に基
づいて詳細に説明する。 （第１の実施の形態）まず、周波数変換方法について図
１〜図３を用いて説明する。なお、周波数変換される入
力信号の周波数はＦ1 とし、一例としてこの周波数Ｆ1
を周波数（Ｆp ＋Ｆ1 ）までアップコンバートする方法
について述べる。なお、Ｆp ＞Ｆ1 である。
【０００９】第１に、第１の励振周波数Ｆp の第１の励
振信号を入力信号ａで両側波帯変調して第１の中間信号
ｂを生成する。生成された第１の中間信号ｂは、周波数
が（Ｆp ＋Ｆ1 ）の上側波帯と周波数が（Ｆp −Ｆ1 ）
の下側波帯とから成る。第１の中間信号ｂを式で表す
と、 ｓｉｎ（２πＦ1 ｔ）×ｓｉｎ（２πＦp ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆ1 ）２πｔ｝〕／ ２・・・・（１） また、第１の励振周波数Ｆp より入力信号周波数Ｆ1 の
２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数（Ｆq ＝Ｆp −
２×Ｆ1 ）の第２の励振信号を入力信号ａで両側波帯変
調して第２の中間信号ｃを生成する。生成された第２の
中間信号ｃは、周波数が（Ｆq ＋Ｆ1 ）の上側波帯と周
波数が（Ｆp −Ｆ1 ）の下側波帯とから成る。第２の中
間信号ｃを式で表すと、 ｓｉｎ（２πＦ1 ｔ）×ｓｉｎ（２πＦq ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆq ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆq −Ｆ1 ）２πｔ｝〕／ ２ ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −３×Ｆ1 ）２πｔ｝ 〕／２・・・・（２） なぜなら、Ｆq ＝Ｆp −２×Ｆ1
振信号を入力信号ａで両側波帯変調して第１の中間信号
ｂを生成する。生成された第１の中間信号ｂは、周波数
が（Ｆp ＋Ｆ1 ）の上側波帯と周波数が（Ｆp −Ｆ1 ）
の下側波帯とから成る。第１の中間信号ｂを式で表す
と、 ｓｉｎ（２πＦ1 ｔ）×ｓｉｎ（２πＦp ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆ1 ）２πｔ｝〕／ ２・・・・（１） また、第１の励振周波数Ｆp より入力信号周波数Ｆ1 の
２倍の周波数だけ低い第２の励振周波数（Ｆq ＝Ｆp −
２×Ｆ1 ）の第２の励振信号を入力信号ａで両側波帯変
調して第２の中間信号ｃを生成する。生成された第２の
中間信号ｃは、周波数が（Ｆq ＋Ｆ1 ）の上側波帯と周
波数が（Ｆp −Ｆ1 ）の下側波帯とから成る。第２の中
間信号ｃを式で表すと、 ｓｉｎ（２πＦ1 ｔ）×ｓｉｎ（２πＦq ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆq ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆq −Ｆ1 ）２πｔ｝〕／ ２ ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −３×Ｆ1 ）２πｔ｝ 〕／２・・・・（２） なぜなら、Ｆq ＝Ｆp −２×Ｆ1
【００１０】第２に、これら第１の中間信号ｂと第２の
中間信号ｃを加算する。この加算により、第１の中間信
号ｂの下側波帯（式（１）の第２項）と第２の中間信号
ｃの上側波帯（式（２）の第１項）が打ち消されて、第
１の中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波
帯のみから成る出力信号ｄが生成される。出力信号ｄを
式で表すと、 式（１）＋式（２） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −３×Ｆ1 ）２πｔ｝ 〕／２・・・・（３） 従って、生成された出力信号ｄの上下側波帯間の周波数
差は、 ｜Ｆp ＋Ｆ1 −（Ｆp −３×Ｆ1 ）｜＝４×Ｆ1 となり、入力周波数Ｆ1 の４倍に拡幅される。そして最
後に、低域消去フィルタにより、出力信号ｄの下側波帯
（式（３）の第２項）を除去することで、周波数（Ｆp
＋Ｆ1 ）に周波数変換された信号（式（３）の第１項）
を生成することができる。
中間信号ｃを加算する。この加算により、第１の中間信
号ｂの下側波帯（式（１）の第２項）と第２の中間信号
ｃの上側波帯（式（２）の第１項）が打ち消されて、第
１の中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波
帯のみから成る出力信号ｄが生成される。出力信号ｄを
式で表すと、 式（１）＋式（２） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆ1 ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −３×Ｆ1 ）２πｔ｝ 〕／２・・・・（３） 従って、生成された出力信号ｄの上下側波帯間の周波数
差は、 ｜Ｆp ＋Ｆ1 −（Ｆp −３×Ｆ1 ）｜＝４×Ｆ1 となり、入力周波数Ｆ1 の４倍に拡幅される。そして最
後に、低域消去フィルタにより、出力信号ｄの下側波帯
（式（３）の第２項）を除去することで、周波数（Ｆp
＋Ｆ1 ）に周波数変換された信号（式（３）の第１項）
を生成することができる。
【００１１】上記方法を実現する具体的な周波数変換回
路の一例を図４を用いて説明する。この周波数変換回路
１０は下記の構成を有する。１２は第１の励振周波数Ｆ
p の第１の励振信号と第２の励振周波数（Ｆq ＝Ｆp −
２×Ｆ1 ）の第２の励振信号を出力する第１の局部発振
器（ＯＳＣ１）である。１４は第１のミキサであり、第
１の励振信号と所定の周波数Ｆ1 の入力信号ａをミキシ
ングし、第１の中間信号ｂを生成する。１６は第２のミ
キサであり、第２の励振信号と入力信号ａをミキシング
し、第２の中間信号ｃを生成する。１８は加算器であ
り、第１の中間信号ｂと第２の中間信号ｃを加算する。
この加算により、上述したように第１の中間信号ｂの下
側波帯と第２の中間信号ｃの上側波帯を打ち消し、第１
の中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波帯
のみから成る出力信号が生成される。２０は低域消去フ
ィルタであり、周波数（Ｆp −３×Ｆ1 ）以下の信号を
除去するように構成されている。よって、この低域消去
フィルタ２０からは出力信号ｄの上側波帯のみが出力さ
れるので、入力信号ａはその周波数Ｆ1 が周波数（Ｆp
＋Ｆ1 ）に周波数変換されることになる。
路の一例を図４を用いて説明する。この周波数変換回路
１０は下記の構成を有する。１２は第１の励振周波数Ｆ
p の第１の励振信号と第２の励振周波数（Ｆq ＝Ｆp −
２×Ｆ1 ）の第２の励振信号を出力する第１の局部発振
器（ＯＳＣ１）である。１４は第１のミキサであり、第
１の励振信号と所定の周波数Ｆ1 の入力信号ａをミキシ
ングし、第１の中間信号ｂを生成する。１６は第２のミ
キサであり、第２の励振信号と入力信号ａをミキシング
し、第２の中間信号ｃを生成する。１８は加算器であ
り、第１の中間信号ｂと第２の中間信号ｃを加算する。
この加算により、上述したように第１の中間信号ｂの下
側波帯と第２の中間信号ｃの上側波帯を打ち消し、第１
の中間信号ｂの上側波帯と第２の中間信号ｃの下側波帯
のみから成る出力信号が生成される。２０は低域消去フ
ィルタであり、周波数（Ｆp −３×Ｆ1 ）以下の信号を
除去するように構成されている。よって、この低域消去
フィルタ２０からは出力信号ｄの上側波帯のみが出力さ
れるので、入力信号ａはその周波数Ｆ1 が周波数（Ｆp
＋Ｆ1 ）に周波数変換されることになる。
【００１２】上述したようにミキシングして加算するこ
とによって、出力信号ｄの上下側波帯間の周波数差が、
入力信号周波数Ｆ1 の４倍に拡幅される。この結果とし
て、例えば入力信号周波数Ｆ1 が低い場合に、従来の周
波数変換器では急峻な遮断特性をもつ精度の高い低域消
去フィルタによらなければ、出力信号ｄの上下側波帯
（Ｆp ＋Ｆ1 、Ｆp −Ｆ1 ）を分離できなかったもの
が、本願の周波数変換方法と周波数変換回路では、出力
信号ｄの上下側波帯（Ｆp ＋Ｆ1 、Ｆp −３×Ｆ1 ）の
周波数間隔が上記のように拡幅されるために、特に急峻
な遮断特性をもつ精度の高い低域消去フィルタを用いる
必要がなく、低域消去フィルタのコストを低減すること
が可能となる。また、特に入力信号周波数Ｆ1 が低い場
合には、従来例では急峻な遮断特性をもつ精度の高い低
域消去フィルタが実現できずに、周波数変換できないよ
うな場合であったものが、出力信号ｄの上下側波帯の周
波数差が広がることにより、実現できるようになる。
とによって、出力信号ｄの上下側波帯間の周波数差が、
入力信号周波数Ｆ1 の４倍に拡幅される。この結果とし
て、例えば入力信号周波数Ｆ1 が低い場合に、従来の周
波数変換器では急峻な遮断特性をもつ精度の高い低域消
去フィルタによらなければ、出力信号ｄの上下側波帯
（Ｆp ＋Ｆ1 、Ｆp −Ｆ1 ）を分離できなかったもの
が、本願の周波数変換方法と周波数変換回路では、出力
信号ｄの上下側波帯（Ｆp ＋Ｆ1 、Ｆp −３×Ｆ1 ）の
周波数間隔が上記のように拡幅されるために、特に急峻
な遮断特性をもつ精度の高い低域消去フィルタを用いる
必要がなく、低域消去フィルタのコストを低減すること
が可能となる。また、特に入力信号周波数Ｆ1 が低い場
合には、従来例では急峻な遮断特性をもつ精度の高い低
域消去フィルタが実現できずに、周波数変換できないよ
うな場合であったものが、出力信号ｄの上下側波帯の周
波数差が広がることにより、実現できるようになる。
【００１３】図４の周波数変換回路１０の後段には、入
力信号ａの周波数をさらに高い周波数に変換するため、
従来例と同様に周波数変換回路５０ｂが配されている。
この周波数変換回路５０ｂは、第３のミキサ５４ｂと第
２の局部発振器（ＯＳＣ２）２２と低域消去フィルタ５
６ｂとから成る。後段の周波数変換回路では、入力され
る信号の周波数は、前段の周波数変換回路１０でアップ
コンバートされて既に周波数は（Ｆp ＋Ｆ1 ）に高めて
あるので、第３のミキサ５４ｂで第２の局部発振器２２
からの第３の励振周波数Ｆs の第２の励振信号とミキシ
ングし、両側波帯変調して得られる信号の上下側波帯間
には十分な周波数差（２Ｆp ＋２Ｆ1 ）がある。よっ
て、急峻な低域消去フィルタを特に用いることなく上下
側波帯の分離が可能である。なお、Ｆs ＞Ｆp である。
力信号ａの周波数をさらに高い周波数に変換するため、
従来例と同様に周波数変換回路５０ｂが配されている。
この周波数変換回路５０ｂは、第３のミキサ５４ｂと第
２の局部発振器（ＯＳＣ２）２２と低域消去フィルタ５
６ｂとから成る。後段の周波数変換回路では、入力され
る信号の周波数は、前段の周波数変換回路１０でアップ
コンバートされて既に周波数は（Ｆp ＋Ｆ1 ）に高めて
あるので、第３のミキサ５４ｂで第２の局部発振器２２
からの第３の励振周波数Ｆs の第２の励振信号とミキシ
ングし、両側波帯変調して得られる信号の上下側波帯間
には十分な周波数差（２Ｆp ＋２Ｆ1 ）がある。よっ
て、急峻な低域消去フィルタを特に用いることなく上下
側波帯の分離が可能である。なお、Ｆs ＞Ｆp である。
【００１４】また同様にして、第１の励振周波数Ｆp よ
り入力信号の４倍低い周波数、６倍低い周波数というよ
うに第３、第４の励振信号を発生させ、第２の中間信号
ｃと並列に第３、第４の中間信号を生成し、第１の中間
信号ｂと加算させていくことにより、出力信号の上下側
波帯間の周波数差を入力周波数の６倍、８倍と拡幅させ
ていくことができる。一例として出力信号の上下側波帯
間の周波数差を６倍に拡幅する具体的な周波数変換回路
３０の一実施の形態を図５に示す。なお、この周波数変
換回路３０の後段には図４と同様に周波数変換回路５０
ｂが接続される。周波数変換回路３０の構成は、図４に
示す周波数変換回路１０の構成に第４のミキサ３２を追
加すると共に、第１の局部発振器１２から第３の励振周
波数（Ｆr ＝Ｆp −４×Ｆ1 ）の第３の励振信号を発生
させる。そして第４のミキサ３２において第３の励振信
号と入力信号ａをミキシングし、第３の中間信号ｆを生
成する。そして、加算器１８にて第１の中間信号ｂと第
２の中間信号ｃと第３の中間信号ｆを加算する。この構
成により、第１の中間信号ｂの下側波帯と第２の中間信
号ｃの上側波帯が相互に打ち消され、また第２の中間信
号ｃの下側波帯と第３の中間信号ｆの上側波帯が相互に
打ち消されて、第１の中間信号ｂの上側波帯と第３の中
間信号ｆの下側波帯のみから成る出力信号が加算器１８
から生成される。そして出力信号の上下側波帯間の周波
数差は入力周波数の６倍に拡幅されている。
り入力信号の４倍低い周波数、６倍低い周波数というよ
うに第３、第４の励振信号を発生させ、第２の中間信号
ｃと並列に第３、第４の中間信号を生成し、第１の中間
信号ｂと加算させていくことにより、出力信号の上下側
波帯間の周波数差を入力周波数の６倍、８倍と拡幅させ
ていくことができる。一例として出力信号の上下側波帯
間の周波数差を６倍に拡幅する具体的な周波数変換回路
３０の一実施の形態を図５に示す。なお、この周波数変
換回路３０の後段には図４と同様に周波数変換回路５０
ｂが接続される。周波数変換回路３０の構成は、図４に
示す周波数変換回路１０の構成に第４のミキサ３２を追
加すると共に、第１の局部発振器１２から第３の励振周
波数（Ｆr ＝Ｆp −４×Ｆ1 ）の第３の励振信号を発生
させる。そして第４のミキサ３２において第３の励振信
号と入力信号ａをミキシングし、第３の中間信号ｆを生
成する。そして、加算器１８にて第１の中間信号ｂと第
２の中間信号ｃと第３の中間信号ｆを加算する。この構
成により、第１の中間信号ｂの下側波帯と第２の中間信
号ｃの上側波帯が相互に打ち消され、また第２の中間信
号ｃの下側波帯と第３の中間信号ｆの上側波帯が相互に
打ち消されて、第１の中間信号ｂの上側波帯と第３の中
間信号ｆの下側波帯のみから成る出力信号が加算器１８
から生成される。そして出力信号の上下側波帯間の周波
数差は入力周波数の６倍に拡幅されている。
【００１５】また、出力信号の上下側波帯間の周波数差
を入力周波数の８倍に拡幅する場合も同様であり、図示
はしないが、さらに第１の局部発振器１２から第４の励
振周波数（Ｆs ＝Ｆp −６×Ｆ1 ）の第４の励振信号を
発生させ、第４のミキサを追加して入力信号ａとミキシ
ングして第４の中間信号を生成し、加算器１８で第１の
中間信号ｂと第２の中間信号ｃと第３の中間信号ｆと第
４の中間信号とを加算すれば良い。これにより、第１の
中間信号ｂの上側波帯と第４の中間信号の下側波帯のみ
から成る出力信号が加算器１８から生成される。そして
この出力信号の上下側波帯間の周波数差は入力周波数の
８倍に拡幅されている。
を入力周波数の８倍に拡幅する場合も同様であり、図示
はしないが、さらに第１の局部発振器１２から第４の励
振周波数（Ｆs ＝Ｆp −６×Ｆ1 ）の第４の励振信号を
発生させ、第４のミキサを追加して入力信号ａとミキシ
ングして第４の中間信号を生成し、加算器１８で第１の
中間信号ｂと第２の中間信号ｃと第３の中間信号ｆと第
４の中間信号とを加算すれば良い。これにより、第１の
中間信号ｂの上側波帯と第４の中間信号の下側波帯のみ
から成る出力信号が加算器１８から生成される。そして
この出力信号の上下側波帯間の周波数差は入力周波数の
８倍に拡幅されている。
【００１６】（第２の実施の形態）上述した第１の実施
の形態では、入力信号ａの周波数は所定の値に固定され
ていたが、例えば周波数が所定のパターンに従って周波
数ホッピングする入力信号ａに対しても本発明に係る周
波数変換回路を用いることができる。具体的には、周波
数がホッピングする入力信号ａをミキシングして周波数
をアップコンバートさせる構成は、周波数ホッピング方
式を用いたスペクトラム拡散変調回路に使用されてい
る。この周波数がホッピングする入力信号ａは、信号発
生器、通常はＤＤＳ（ディジタル・ダイレクト・シンセ
サイザ）を用いて発生させる場合が多いが、ＤＤＳによ
り発生させることができる周波数は約１００メガヘルツ
程度が限界である。よって、ミキシングしてアップコン
バートする際には、ミキシング後の上下側波帯間の周波
数差が狭く、精度の高い急峻なフィルタを用いなければ
ならない。従って、本発明に係る周波数変換回路が有用
である。
の形態では、入力信号ａの周波数は所定の値に固定され
ていたが、例えば周波数が所定のパターンに従って周波
数ホッピングする入力信号ａに対しても本発明に係る周
波数変換回路を用いることができる。具体的には、周波
数がホッピングする入力信号ａをミキシングして周波数
をアップコンバートさせる構成は、周波数ホッピング方
式を用いたスペクトラム拡散変調回路に使用されてい
る。この周波数がホッピングする入力信号ａは、信号発
生器、通常はＤＤＳ（ディジタル・ダイレクト・シンセ
サイザ）を用いて発生させる場合が多いが、ＤＤＳによ
り発生させることができる周波数は約１００メガヘルツ
程度が限界である。よって、ミキシングしてアップコン
バートする際には、ミキシング後の上下側波帯間の周波
数差が狭く、精度の高い急峻なフィルタを用いなければ
ならない。従って、本発明に係る周波数変換回路が有用
である。
【００１７】以下、周波数がホッピングする入力信号ａ
をアップコンバートする周波数変換回路２４の構成およ
び動作について、図６〜図１０を用いて説明する。な
お、第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号
を付し、説明は省略する。２６は第１の信号発生器とし
ての第１のＤＤＳ（ＤＤＳ１）であり、一例として図９
に示すホッピングパターンに従って所定の周波数Ｆh の
入力信号ａを発生させる。この入力信号ａがアップコン
バートされる元の信号となる。周波数のホッピングパタ
ーンは順番に従ってＦh1、Ｆh2、・・・、Ｆh5、Ｆh1、
・・・と、一定の時間間隔で変わる。なお、Ｆh1が最も
低い周波数Ｆhminであり、Ｆh4が最も高い周波数Ｆhmax
であるとする.２８は第２の信号発生器としての第２の
ＤＤＳである。第２のＤＤＳ２８は、第１のＤＤＳ２６
のホッピングタイミングと同じタイミングで、下記式を
満たす周波数Ｆg の副入力信号ｅを発生する。 Ｆg ＝Ｆhmin＋Ｆhmax−Ｆh ・・・・（４）
をアップコンバートする周波数変換回路２４の構成およ
び動作について、図６〜図１０を用いて説明する。な
お、第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号
を付し、説明は省略する。２６は第１の信号発生器とし
ての第１のＤＤＳ（ＤＤＳ１）であり、一例として図９
に示すホッピングパターンに従って所定の周波数Ｆh の
入力信号ａを発生させる。この入力信号ａがアップコン
バートされる元の信号となる。周波数のホッピングパタ
ーンは順番に従ってＦh1、Ｆh2、・・・、Ｆh5、Ｆh1、
・・・と、一定の時間間隔で変わる。なお、Ｆh1が最も
低い周波数Ｆhminであり、Ｆh4が最も高い周波数Ｆhmax
であるとする.２８は第２の信号発生器としての第２の
ＤＤＳである。第２のＤＤＳ２８は、第１のＤＤＳ２６
のホッピングタイミングと同じタイミングで、下記式を
満たす周波数Ｆg の副入力信号ｅを発生する。 Ｆg ＝Ｆhmin＋Ｆhmax−Ｆh ・・・・（４）
【００１８】第１の局部発振器１２は、第１の励振周波
数Ｆp の第１の励振信号を発生する。また、併せて第２
の励振周波数Ｆq の第２の励振信号を発生する。 ここで、Ｆq ＝Ｆp −（Ｆhmin＋Ｆhmax）・・・・（５） 第１のミキサ１４は、第１の励振信号と、第１のＤＤＳ
２６から出力され、図９に示すホッピングパターンに従
って周波数Ｆh が変化する入力信号ａとをミキシングす
る。そして第１の中間信号ｂを生成する。この第１の中
間信号ｂは図６に示すような上下側波帯から構成され
る。各側波帯の周波数帯域幅は（Ｆhmax−Ｆhmin）とな
り、また上側波帯の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆ
p ＋Ｆhmax）、（Ｆp ＋Ｆhmin）である。また下側波帯
の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆp −Ｆhmin）、
（Ｆp −Ｆhmax）となる。第２のミキサ１６は、第２の
励振信号と、第２のＤＤＳ２８から出力され、第１の励
振信号と共に上記式（４）を満たしてその周波数Ｆg が
ホッピングする副入力信号ｅとをミキシングする。そし
て第２の中間信号ｃを生成する。この第２の中間信号ｃ
は図７に示すような上下側波帯から構成される。各側波
帯の周波数帯域幅は（Ｆhmax−Ｆhmin）となり、また上
側波帯の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆq ＋Ｆhma
x）、（Ｆq ＋Ｆhmin）である。また下側波帯の周波数
の上限と下限はそれぞれ（Ｆq −Ｆhmin）、（Ｆq −Ｆ
hmax）となる。
数Ｆp の第１の励振信号を発生する。また、併せて第２
の励振周波数Ｆq の第２の励振信号を発生する。 ここで、Ｆq ＝Ｆp −（Ｆhmin＋Ｆhmax）・・・・（５） 第１のミキサ１４は、第１の励振信号と、第１のＤＤＳ
２６から出力され、図９に示すホッピングパターンに従
って周波数Ｆh が変化する入力信号ａとをミキシングす
る。そして第１の中間信号ｂを生成する。この第１の中
間信号ｂは図６に示すような上下側波帯から構成され
る。各側波帯の周波数帯域幅は（Ｆhmax−Ｆhmin）とな
り、また上側波帯の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆ
p ＋Ｆhmax）、（Ｆp ＋Ｆhmin）である。また下側波帯
の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆp −Ｆhmin）、
（Ｆp −Ｆhmax）となる。第２のミキサ１６は、第２の
励振信号と、第２のＤＤＳ２８から出力され、第１の励
振信号と共に上記式（４）を満たしてその周波数Ｆg が
ホッピングする副入力信号ｅとをミキシングする。そし
て第２の中間信号ｃを生成する。この第２の中間信号ｃ
は図７に示すような上下側波帯から構成される。各側波
帯の周波数帯域幅は（Ｆhmax−Ｆhmin）となり、また上
側波帯の周波数の上限と下限はそれぞれ（Ｆq ＋Ｆhma
x）、（Ｆq ＋Ｆhmin）である。また下側波帯の周波数
の上限と下限はそれぞれ（Ｆq −Ｆhmin）、（Ｆq −Ｆ
hmax）となる。
【００１９】これら第１の中間信号ｂと第２の中間信号
ｃとが加算器１８で加算されると、 ｓｉｎ（２πＦh ｔ）×ｓｉｎ（２πＦp ｔ）＋ｓｉｎ（２πＦg ｔ）×ｓｉ ｎ（２πＦq ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝〕／ ２＋〔−ｃｏｓ｛（Ｆq ＋Ｆg ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆq −Ｆg ）２πｔ｝ 〕／ ２ ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝〕／ ２＋〔−ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −２×（Ｆhmin＋ Ｆhmax）＋Ｆh ）２πｔ｝ 〕／ ２・・・・（６） 従って、生成された出力信号ｄの上下側波帯間の周波数
差は、 ｜Ｆp ＋Ｆh −Ｆp ＋２×（Ｆhmin＋ Ｆhmax）−Ｆh
｜＝２×（Ｆhmin＋Ｆhmax） となる（図８参照）。そして、２×（Ｆhmin＋Ｆhmax）
≧２×（Ｆhmin＋Ｆh ）＞２×Ｆh だから、入力周波数Ｆh を単純にミキシングしてアップ
コンバートする従来の周波数変換器の場合の周波数差
（２×Ｆh ）と比べて周波数差が拡幅される。
ｃとが加算器１８で加算されると、 ｓｉｎ（２πＦh ｔ）×ｓｉｎ（２πＦp ｔ）＋ｓｉｎ（２πＦg ｔ）×ｓｉ ｎ（２πＦq ｔ） ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝〕／ ２＋〔−ｃｏｓ｛（Ｆq ＋Ｆg ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆq −Ｆg ）２πｔ｝ 〕／ ２ ＝〔−ｃｏｓ｛（Ｆp ＋Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝〕／ ２＋〔−ｃｏｓ｛（Ｆp −Ｆh ）２πｔ｝＋ｃｏｓ｛（Ｆp −２×（Ｆhmin＋ Ｆhmax）＋Ｆh ）２πｔ｝ 〕／ ２・・・・（６） 従って、生成された出力信号ｄの上下側波帯間の周波数
差は、 ｜Ｆp ＋Ｆh −Ｆp ＋２×（Ｆhmin＋ Ｆhmax）−Ｆh
｜＝２×（Ｆhmin＋Ｆhmax） となる（図８参照）。そして、２×（Ｆhmin＋Ｆhmax）
≧２×（Ｆhmin＋Ｆh ）＞２×Ｆh だから、入力周波数Ｆh を単純にミキシングしてアップ
コンバートする従来の周波数変換器の場合の周波数差
（２×Ｆh ）と比べて周波数差が拡幅される。
【００２０】よって、第１の実施の形態と同様に、周波
数間隔が上記のように拡幅されるために、特に急峻な遮
断特性をもつ精度の高い高価な低域消去フィルタを用い
る必要がなく、上側波帯に影響を及ぼさずに下側波帯以
下の周波数成分を除去できる。従って、より安価に周波
数のアップコンバートが行える。
数間隔が上記のように拡幅されるために、特に急峻な遮
断特性をもつ精度の高い高価な低域消去フィルタを用い
る必要がなく、上側波帯に影響を及ぼさずに下側波帯以
下の周波数成分を除去できる。従って、より安価に周波
数のアップコンバートが行える。
【００２１】また、図１０の周波数変換回路２４に第３
のＤＤＳ３４を追加して図１１に示す周波数変換回路３
６とし、さらに加算器１８から出力される出力信号の周
波数差を拡幅させることも可能である。第３のＤＤＳ３
４は、第１のＤＤＳ２６のホッピングタイミングと同じ
タイミングで周波数Ｆg に対して下記式を満たす周波数
Ｆi の副入力信号ｇを発生させる。この式は、Ｆh に対
してＦg が満たす関係、つまり式（４）が示す関係と同
じであり、 Ｆi ＝Ｆhmin＋Ｆhmax−Ｆg ＝Ｆh となる。よって、第３のＤＤＳ３４を追加する代わりに
第１のＤＤＳ２６から出力される入力信号ａを副入力信
号ｇとして使用しても良い。また、第１の局部発振器１
２からは周波数Ｆq に対して下記式を満たす周波数Ｆr
の第３の励振信号をさらに発生させる。この式は、Ｆp
に対してＦq が満たす関係、つまり式（５）が示す関係
と同じである。 Ｆr ＝Ｆq −（Ｆhmin＋Ｆhmax）＝Ｆp −２×（Ｆhmin
＋Ｆhmax） そして第４のミキサ３２を用いて副入力信号ｇと第３の
励振信号をミキシングし、第３の中間信号ｆを第２の中
間信号ｃと並列に生成する。そして第１〜第３の中間信
号を加算器１８で加算することによって、加算器１８か
らの出力信号の上下側波帯の周波数差をさらに拡幅させ
ることができる。また、さらにＤＤＳやミキサを追加
し、第３の中間信号と同様にして、第２の中間信号と並
列に第４の中間信号や第５の中間信号をさらに生成させ
て加算することにより、一層周波数差を拡幅させること
ができる。
のＤＤＳ３４を追加して図１１に示す周波数変換回路３
６とし、さらに加算器１８から出力される出力信号の周
波数差を拡幅させることも可能である。第３のＤＤＳ３
４は、第１のＤＤＳ２６のホッピングタイミングと同じ
タイミングで周波数Ｆg に対して下記式を満たす周波数
Ｆi の副入力信号ｇを発生させる。この式は、Ｆh に対
してＦg が満たす関係、つまり式（４）が示す関係と同
じであり、 Ｆi ＝Ｆhmin＋Ｆhmax−Ｆg ＝Ｆh となる。よって、第３のＤＤＳ３４を追加する代わりに
第１のＤＤＳ２６から出力される入力信号ａを副入力信
号ｇとして使用しても良い。また、第１の局部発振器１
２からは周波数Ｆq に対して下記式を満たす周波数Ｆr
の第３の励振信号をさらに発生させる。この式は、Ｆp
に対してＦq が満たす関係、つまり式（５）が示す関係
と同じである。 Ｆr ＝Ｆq −（Ｆhmin＋Ｆhmax）＝Ｆp −２×（Ｆhmin
＋Ｆhmax） そして第４のミキサ３２を用いて副入力信号ｇと第３の
励振信号をミキシングし、第３の中間信号ｆを第２の中
間信号ｃと並列に生成する。そして第１〜第３の中間信
号を加算器１８で加算することによって、加算器１８か
らの出力信号の上下側波帯の周波数差をさらに拡幅させ
ることができる。また、さらにＤＤＳやミキサを追加
し、第３の中間信号と同様にして、第２の中間信号と並
列に第４の中間信号や第５の中間信号をさらに生成させ
て加算することにより、一層周波数差を拡幅させること
ができる。
【００２２】以上、本発明の好適な実施例について種々
述べてきたが、本発明は上述する実施例に限定されるも
のではなく、発明の精神を逸脱しない範囲で多くの改変
を施し得るのはもちろんである。
述べてきたが、本発明は上述する実施例に限定されるも
のではなく、発明の精神を逸脱しない範囲で多くの改変
を施し得るのはもちろんである。
【００２３】
【発明の効果】本発明に係る周波数変換方法と周波数変
換回路を用いると、入力信号の周波数が低い場合でも、
入力信号と励振信号をミキシングして出力される信号の
上下側波帯の周波数差を拡幅できるので、下側波帯を除
去する低域消去フィルタには特に急峻な遮断特性を持つ
高価なフィルタを用いなくても周波数変換が可能とな
る。従って、安価に、かつ確実に入力信号の周波数変換
が行えるという著効を奏する。
換回路を用いると、入力信号の周波数が低い場合でも、
入力信号と励振信号をミキシングして出力される信号の
上下側波帯の周波数差を拡幅できるので、下側波帯を除
去する低域消去フィルタには特に急峻な遮断特性を持つ
高価なフィルタを用いなくても周波数変換が可能とな
る。従って、安価に、かつ確実に入力信号の周波数変換
が行えるという著効を奏する。
【図１】本発明に係る周波数変換方法と周波数変換回路
の第１の実施の形態における第１の中間信号の周波数成
分を示すグラフ
の第１の実施の形態における第１の中間信号の周波数成
分を示すグラフ
【図２】第１の実施の形態における第２の中間信号の周
波数成分を示すグラフ
波数成分を示すグラフ
【図３】図１と図２の各中間信号を加算した際の周波数
成分を示すグラフ
成分を示すグラフ
【図４】本発明に係る周波数変換回路の第１の実施の形
態の構成を示すブロック図（出力信号の上下側波帯間の
周波数を４倍に拡幅する場合）
態の構成を示すブロック図（出力信号の上下側波帯間の
周波数を４倍に拡幅する場合）
【図５】出力信号の上下側波帯間の周波数を６倍に拡幅
する周波数変換回路の構成を示すブロック図
する周波数変換回路の構成を示すブロック図
【図６】本発明に係る周波数変換方法と周波数変換回路
の第２の実施の形態における第１の中間信号の周波数成
分を示すグラフ
の第２の実施の形態における第１の中間信号の周波数成
分を示すグラフ
【図７】第２の実施の形態における第２の中間信号の周
波数成分を示すグラフ
波数成分を示すグラフ
【図８】図６と図７の各中間信号を加算した際の周波数
成分を示すグラフ
成分を示すグラフ
【図９】第２の実施の形態における周波数ホッピングパ
ターンを示す図表
ターンを示す図表
【図１０】本発明に係る周波数変換回路の第２の実施の
形態の構成を示すブロック図
形態の構成を示すブロック図
【図１１】図１０に第３のＤＤＳを追加した周波数変換
回路のブロック図
回路のブロック図
【図１２】従来の周波数変換方法における中間信号の周
波数成分を示すグラフ
波数成分を示すグラフ
【図１３】図１２の方法において周波数が変換された出
力信号の周波数成分を示すグラフ
力信号の周波数成分を示すグラフ
【図１４】図１２の方法における周波数変換回路の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【符号の説明】 １０ 周波数変換回路 １４ 第１のミキサ １６ 第２のミキサ １８ 加算器 ２０ 低域消去フィルタ ａ 入力信号 ｂ 第１の励振信号 ｃ 第２の励振信号 ｄ 出力信号 ｅ 副入力信号 Ｆ1 入力信号周波数 Ｆp 第１の励振周波数 Ｆq 第２の励振周波数
Claims (4)
- 【請求項１】 第１の励振周波数の第１の励振信号を所
定の周波数の入力信号で両側波帯変調して第１の中間信
号を生成し、 前記第１の励振周波数より前記入力信号周波数の２倍の
周波数だけ低い第２の励振周波数の第２の励振信号を前
記入力信号で両側波帯変調して第２の中間信号を生成
し、 前記第１の中間信号と前記第２の中間信号を加算して、
第１の中間信号の下側波帯と第２の中間信号の上側波帯
を打ち消し、第１の中間信号の上側波帯と第２の中間信
号の下側波帯とから成る出力信号を生成することを特徴
とする周波数変換方法。 - 【請求項２】 第１の励振周波数の第１の励振信号を、
周波数が所定の周波数パターンに従って所定の時間間隔
で変更される入力信号で両側波帯変調して第１の中間信
号を生成し、 前記第１の励振周波数より前記周波数パターンの最大周
波数と最小周波数を加算した周波数だけ低い第２の励振
周波数の第２の励振信号を、前記周波数パターンの最大
周波数と最小周波数を加算した周波数から前記入力信号
の周波数だけ低い周波数の副入力信号で両側波帯変調し
て第２の中間信号を生成し、 前記第１の中間信号と前記第２の中間信号を加算して、
第１の中間信号の下側波帯と第２の中間信号の上側波帯
を打ち消し、第１の中間信号の上側波帯と第２の中間信
号の下側波帯とから成る出力信号を生成することを特徴
とする周波数変換方法。 - 【請求項３】 第１の励振周波数の第１の励振信号と所
定の周波数の入力信号をミキシングし、第１の中間信号
を生成する第１のミキサと、 前記第１の周波数より前記入力信号周波数の２倍の周波
数だけ低い第２の励振周波数の第２の励振信号と前記入
力信号をミキシングし、第２の中間信号を生成する第２
のミキサと、 前記第１の中間信号と前記第２の中間信号を加算して、
第１の中間信号の下側波帯と前記第２の中間信号の上側
波帯を打ち消し、第１の中間信号の上側波帯と第２の中
間信号の下側波帯とから成る出力信号を生成する加算器
とを具備することを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項４】 周波数が所定の周波数パターンに従って
所定の時間間隔で変更される入力信号を出力する第１の
信号発生器と、 前記周波数パターンの最大周波数と最小周波数を加算し
た周波数から前記入力信号の周波数だけ低い周波数の副
入力信号を出力する第２の信号発生器と、 第１の励振周波数の第１の励振信号、および第１の励振
周波数より前記周波数パターンの最大周波数と最小周波
数を加算した周波数だけ低い第２の励振周波数の第２の
励振信号を発生する第１の局部発振器と、 前記第１の励振信号と前記入力信号をミキシングし、第
１の中間信号を生成する第１のミキサと、 前記第２の励振信号と前記副入力信号をミキシングし、
第２の中間信号を生成する第２のミキサと、 前記第１の中間信号と前記第２の中間信号を加算して、
第１の中間信号の下側波帯と第２の中間信号の上側波帯
を打ち消し、第１の中間信号の上側波帯と第２の中間信
号の下側波帯とから成る出力信号を生成する加算器とを
具備することを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27615196A JP3382473B2 (ja) | 1996-05-15 | 1996-10-18 | 周波数変換方法と周波数変換回路 |
| KR1019970016983A KR100224483B1 (ko) | 1996-05-15 | 1997-05-02 | 주파수변환방법과 주파수변환회로 |
| US08/855,416 US5924024A (en) | 1996-05-15 | 1997-05-13 | Method and circuit for achieving frequency conversion |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-120051 | 1996-05-15 | ||
| JP12005196 | 1996-05-15 | ||
| JP27615196A JP3382473B2 (ja) | 1996-05-15 | 1996-10-18 | 周波数変換方法と周波数変換回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1032432A true JPH1032432A (ja) | 1998-02-03 |
| JP3382473B2 JP3382473B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=26457693
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27615196A Expired - Fee Related JP3382473B2 (ja) | 1996-05-15 | 1996-10-18 | 周波数変換方法と周波数変換回路 |
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|---|---|
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| KR (1) | KR100224483B1 (ja) |
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| US6327471B1 (en) | 1998-02-19 | 2001-12-04 | Conexant Systems, Inc. | Method and an apparatus for positioning system assisted cellular radiotelephone handoff and dropoff |
| US6348744B1 (en) | 1998-04-14 | 2002-02-19 | Conexant Systems, Inc. | Integrated power management module |
| US7711038B1 (en) | 1998-09-01 | 2010-05-04 | Sirf Technology, Inc. | System and method for despreading in a spread spectrum matched filter |
| US7545854B1 (en) | 1998-09-01 | 2009-06-09 | Sirf Technology, Inc. | Doppler corrected spread spectrum matched filter |
| US6693953B2 (en) | 1998-09-30 | 2004-02-17 | Skyworks Solutions, Inc. | Adaptive wireless communication receiver |
| US6606349B1 (en) | 1999-02-04 | 2003-08-12 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver performance improvement |
| US6448925B1 (en) | 1999-02-04 | 2002-09-10 | Conexant Systems, Inc. | Jamming detection and blanking for GPS receivers |
| US6208844B1 (en) * | 1999-02-23 | 2001-03-27 | Conexant Systems, Inc. | System and process for shared functional block communication transceivers with GPS capability |
| US6304216B1 (en) | 1999-03-30 | 2001-10-16 | Conexant Systems, Inc. | Signal detector employing correlation analysis of non-uniform and disjoint sample segments |
| US6577271B1 (en) | 1999-03-30 | 2003-06-10 | Sirf Technology, Inc | Signal detector employing coherent integration |
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| US6714158B1 (en) * | 2000-04-18 | 2004-03-30 | Sirf Technology, Inc. | Method and system for data detection in a global positioning system satellite receiver |
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| US6931055B1 (en) | 2000-04-18 | 2005-08-16 | Sirf Technology, Inc. | Signal detector employing a doppler phase correction system |
| US6952440B1 (en) | 2000-04-18 | 2005-10-04 | Sirf Technology, Inc. | Signal detector employing a Doppler phase correction system |
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| US6778136B2 (en) | 2001-12-13 | 2004-08-17 | Sirf Technology, Inc. | Fast acquisition of GPS signal |
| CN1236629C (zh) * | 2000-08-02 | 2006-01-11 | 天工方案公司 | 具有gps能力的块通信收发机 |
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| US7091412B2 (en) | 2002-03-04 | 2006-08-15 | Nanoset, Llc | Magnetically shielded assembly |
| US7302237B2 (en) * | 2002-07-23 | 2007-11-27 | Mercury Computer Systems, Inc. | Wideband signal generators, measurement devices, methods of signal generation, and methods of signal analysis |
| US20050209762A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-22 | Ford Global Technologies, Llc | Method and apparatus for controlling a vehicle using an object detection system and brake-steer |
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|---|---|---|---|---|
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| JPH05308226A (ja) * | 1992-04-30 | 1993-11-19 | Sony Corp | 周波数変換回路 |
| US5373265A (en) * | 1993-07-06 | 1994-12-13 | At&T Corp. | Modulator having oscillator for generating IF and RF signals by division and up-conversion |
| US5519732A (en) * | 1994-05-02 | 1996-05-21 | Harris Corporation | Digital baseband to IF conversion in cellular base stations |
-
1996
- 1996-10-18 JP JP27615196A patent/JP3382473B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-05-02 KR KR1019970016983A patent/KR100224483B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-05-13 US US08/855,416 patent/US5924024A/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| US5924024A (en) | 1999-07-13 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |