JPH10285136A - スペクトラム拡散無線通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 チャネル間で相互に干渉がなく、しかも回路
構成の簡単なスペクトラム拡散無線通信システムを提供
すること。 【解決手段】送信部と受信部とから構成され、送信部側
でスペクトラム拡散処理を行なって送信するようにした
スペクトラム拡散無線通信システムにおいて、スペクト
ラム拡散処理用の符号として、所定の近似同期ＣＤＭＡ
用符号を用いる。これにより、チャネル間で相互相関干
渉がなく、しかも回路構成を簡単にしたスペクトラム拡
散無線通信システムを実現することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散無線通信システム、特にスペクトル拡散方式として新
しい符号を採用し、チャネル間で相互に干渉がなく、し
かも回路構成を簡単にしたスペクトラム拡散無線通信シ
ステムに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年通信技術の進歩に伴う新しいデータ
通信方式として、スペクトル拡散方式による通信方式が
研究され、且つ実用化されてきている。このスペクトル
拡散方式による通信方式は、発信側の携帯電話等の端末
により音声信号等をスペクトル拡散により変調してデー
タ化し、無線信号として空中線（アンテナ）により発信
する一方で受信側の端末により復調し通話等を行なうと
いうものである。

【０００３】近い将来の情報化社会は、データベース等
の情報源、情報を利用するユーザおよび情報伝送を行な
う通信回線から構成される。図２７は上記のように予想
される近未来のネットワーク像を示したものである。通
信回線は、基幹となる大容量の伝送路による有線ネット
ワークと、ユーザが音声・画像・データ等の情報を「い
つでも・どこでも・誰とでも」相互にやりとり可能な、
携帯端末装置による無線ネットワークとに分けられる。

【０００４】現在、有線ネットワークには光ファイバ・
同軸ケーブル等が使用され、ＩＳＤＮ、インターネット
に代表されるコンピュータネットワークとしてその発展
・普及が著しい。この有線ネットワークの特徴は、信頼
性が高く、大容量伝送が可能なことであるが、その構築
に当たっては、ケーブルの敷設が必要であり、そのため
のスペースのみならずコストの面でも大きな負担とな
る。

【０００５】一方、無線ネットワークに関しては、ＩＥ
ＥＥ８０２．１１標準化委員会に代表されるようにここ
数年無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒ
ｋ）への関心が高まり、既にその実用化が始まってい
る。また、昨今では移動体通信の利用が急増し、社会の
インフラストラクチャとなりつつあるといっても過言で
はない。のようなネットワークの無線化は、配線敷設ス
ペースの問題を解決するだけでなく、端末の自由な配置
と移動を可能とする。また、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ
Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等の携帯電
話と電子手帳等の携帯端末装置を接続し、データ通信へ
と応用する技術も実用化されている。

【０００６】無線ネットワークを支える無線伝送技術に
は次のような特性が要望される。 （１）無線区間における信頼性が有線並み、或いは誤り
訂正により有線並みとなること。 （２）通信内容のセキュリティが保てること。 （３）利用環境に依存しない信頼性、特に室内における
フェージング耐性を持つことである。

【０００７】以上の条件を満たす通信方式として、スペ
クトラム拡散通信方式が注目されている。スペクトラム
拡散通信方式は、情報伝送に最低限必要な帯域よりはる
かに広い周波数帯域にスペクトルを拡散して通信する方
式である。送信情報に通常の情報変調（１次変調、ＦＳ
Ｋ，ＰＳＫなど）を行なった後、ＰＮコード（Ｐｓｅｕ
ｄｏ Ｎｏｉｓｅ Ｃｏｄｅ、疑似雑音符号）を用いて
周波数の拡散（２次変調）を行なう。周波数帯域を拡散
することにより、耐妨害性、信号秘匿性、フェージング
耐性等の能力を持つ。また、拡散コードは通信局識別コ
ードとしての能力持つことから、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ、符
号分割多元接続）によるランダムアクセスが可能であ
る。

【０００８】１９９０年に米国（アメリカ合衆国）で、
１９９３年に日本でスペクトラム拡散通信用の周波数バ
ンドが認可され、その活用が奨励されている。表１に米
国並びに日本国内のスペクトラム拡散通信バンドの規格
［３］を示す。

【表１】 上の表から明らかなように、日本国内においては、周波
数帯はＩＳＭバンドの２．４ＧＨｚ帯、バンド幅２６Ｍ
Ｈｚとなっている。

【０００９】スペクトラム拡散通信では、受信部におい
て広帯域に拡散した信号に対して、送信側と同一のＰＮ
コードを乗算し、情報を復元するための逆拡散処理が必
要となる。逆拡散処理を行なうための素子、デバイスを
相関器と呼び、一般にはディジタル型とアナログ型に大
別される。

【００１０】ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉ
ｃ Ｗａｖｅ： 弾性表面波）デバイスはアナログ型相
関器の一種であり、キャリアを含んだ状態で広帯域の信
号処理を行なう。ＳＡＷコリレータ、ＳＡＷコンボルバ
はＲＦ、ＩＦ帯で逆拡散を行なうことが可能なデバイス
であり、スペクトラム拡散通信用相関器として最適であ
る。ＳＡＷコンボルバは、参照信号を切り替えることに
より任意の符号に対して動作するプログラマブル相関器
であり、多種の拡散コードを用いるＣＤＭＡやネットワ
ークの中央制御局用として最適である。ＳＡＷコリレー
タは、構造が非常に簡単であり、固定コードではあるも
のの低消費電力化が必要な携帯無線端末用相関器として
適している。

【００１１】図２８にスペクトラム拡散通信方式の概念
図を示す。スペクトラム拡散通信方式は、ある帯域に制
限して情報変調（１次変調）された信号を拡散符号を用
いて広帯域に拡散（２次変調）し、情報伝送を行なう通
信方式である。通常の狭帯域通信方式と比較して、送信
側では伝送を行なう情報とは全く関連のない拘束符号を
用いて周波数を拡散する機能が必要となる。この高速の
拡散符号には、一般に疑似雑音符号（ＰＮコード）を用
いる。また、受信側では送信側で行なった行程の全く逆
の操作で周波数帯域の逆拡散を行ない、通常の情報変調
信号に戻した後、情報復調を行なう。

【００１２】図２８において、送信側の装置は、送信デ
ータに対して一般的な変調を行なうことにより図２８
（ａ）に示すような搬送信号を得て無線信号の形で出力
する。これが信号の１次変調である。上記図２８（ａ）
の信号はそれぞれの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３に対応した
チャネル信号Ａ，Ｂ，Ｃから成り、送信側装置の回路に
付随するノイズ３０のレベルより高いレベルを保有して
いる。

【００１３】送信側装置では上記チャネル信号Ａ，Ｂ，
ＣをさらにＳＡＷコンボルバ方式による拡散変調を行な
って図２８（ｂ）に示すような拡散信号（ＳＳ信号）す
なわち２次変調信号３１を得る。これが２次変調であ
る。この拡散変調によって得られた２次変調信号３１は
受信側装置に無線送信される。受信側装置では前記２次
変調信号（拡散変調信号）３１を受信し、この受信信号
に逆拡散処理を施してもとのデータ信号に復調し復調信
号を得る。図２８（ｃ）は、受信側装置においてチャネ
ル信号Ａについて復調信号を得た状態を示している。

【００１４】無線送信端末である制御装置６において拡
散変調によって得られた２次変調信号３１は、ノイズ３
０のレベルよりも低いレベルを有するという特性を持っ
ており、信号レベルがノイズレベルよりも低いので他の
一般的な信号と同時進行の形で通信回線上に送出されて
も、上記他の信号（例えば通話信号）に対して混線、通
信ノイズの発生といった迷惑をかけることはない。

【００１５】この拡散、逆拡散の操作によってスペクト
ラム拡散通信方式は次のような特徴を有する。 （１）干渉や妨害を与えたり受けたりすることが少なく
なる。耐干渉能力を有する。 （２）信号秘匿能力が増加する。 （３）秘話性が向上する。秘話に適したシステムを構成
できる。 （４）フェージング、特に周波数選択性フェージング耐
性が向上する。 （５）符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）が可能で、上品な
品質劣化（Ｇｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏ
ｎ）を起こす。 （６）通信と同時に距離測定や時刻同期が可能である。

【００１６】耐干渉能力は、拡散、逆拡散により得られ
るスペクトラム拡散通信特有の能力であるプロセスゲイ
ン（処理利得：Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｇａｉｎ， Ｇ
ｐ）により実現される。プロセスゲインは、理想的な拡
散、逆拡散を行なった場合、その拡散率に等しくなる。
直接拡散方式においては、使用するＰＮコード長Ｎとな
る。このプロセスゲインは有限の電力を持った干渉波に
対してその能力を最大限発揮する。

【００１７】拡散による広帯域化は、妨害に対して耐性
を実現するばかりでなく、同時に電力密度を小さくす
る。そのため、拡散符号に対する情報（或いは知識）を
持たないものにとっては、信号そのものの存在が分から
ない信号秘匿能力を実現することになる（図２８（ｂ）
においてチャネルＡ，Ｂ，Ｃの２次変調信号すなわち拡
散信号レベルがノイズレベルより低いことに注目）。一
般に、スペクトラム拡散に使用されるＰＮ系列の符号長
が長ければ長いほど符号の解読は困難となり、信号秘匿
能力に加え秘話性、さらには傍受そのものをされにくく
する。

【００１８】さらに広帯域化は、特に室内無線環境にお
いて問題となる周波数選択性フェージングに対して非常
に有効である。フェージングは、受信機に到達する電波
が複数の経路から到達した合成波であることから発生す
る。この合成波は、到達時間の異なった同一の信号から
成る。したがって、ある到達時間差の逆数に相当する周
波数のフェージングが発生すると考えられる。このフェ
ージングの起こる周波数は、スペクトラム拡散信号の全
帯域にわたることは殆どなく、周波数ダイバーシティに
より信号の或る部分は受信可能となる。また、拡散周波
数帯域の逆数の時間分解能を有しているため、到達した
多重波を分割し、位相を合わせて再合成することにより
ダイバーシティを実現可能である。

【００１９】スペクトラム拡散通信用の拡散符号は、帯
域を広げるだけでなく、多くのユーザの局識別コードと
しての役割を有しており、符号分割多元接続（ＣＤＭ
Ａ）が実現できる。図２９に各種多元接続の概念図を示
す。従来の共起変調であるＦＭ，ＡＭ等は、図２９
（ａ）のように周波数分割によるチャネル割り当てを行
なうＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）にて実現されてい
る。また、欧州のＤＥＣＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｕｒｏ
ｐｅａｎ Ｃｏｒｄｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ）や日本のＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ
Ｈｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）等は、図２９
（ｂ）に示すように拡散符号チャネルに時間スロットを
割り当て、その時間内で全帯域を使用して通信するＴＤ
ＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ
Ａｃｃｅｓｓ）にて実現されている。一方、ＣＤＭＡ
は、図２９（ｃ）に示すようにユーザ全員が同時に全帯
域と時間を使用し、高速の拡散コードによってチャネル
分割するものである。

【００２０】ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡは、各ユーザが完全に
分離されたチャネル内で通信を行なうため、理想的な状
態では他のユーザからの干渉妨害が発生せず、規定され
た通信品質で通信可能である。しかし、同一周波数、同
一時間を全てのユーザで共有するＣＤＭＡは、ユーザ数
が増加するにしたがって徐々に品質が劣化する（上品な
通信品質の劣化：Ｇｒａｃｅｆｕｌ Ｄｅｇｒａｄａｔ
ｉｏｎ）。ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡが、或る一定ユーザ以上
の許容が不可能であるのに比べ、ＣＤＭＡは上品な品質
劣化のために符号同期の設定が可能である限りユーザを
許容可能である。ＣＤＭＡは次世代無線通信の基幹技術
であり、表２に示すように様々な規格が提唱されてい
る。

【表２】

【００２１】スペクトラム拡散通信の方式は種々提案さ
れているが、代表的な方式について挙げておく。 （１）直接拡散（Ｄｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ， Ｄ
Ｓ）方式 狭帯域情報変調後、キャリアの位相を高速の拡散符号を
乗算して切り替えることにより広帯域拡散信号を得る。
拡散にＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相変調）を用いる場合は、キャ
リア発振器、符号発生器、ミキサのみで簡略に構成可能
である。受信側では、相関検出により送信拡散符号のタ
イミングを抽出し、送信側と同じ拡散符号により位相を
基に戻すことにより狭帯域情報変調信号を得る。 （２）周波数ホッピング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐ
ｐｉｎｇ，ＦＨ）方式 高速切り替え可能な周波数シンセサイザにより、定めら
れた帯域内でホッピング系列に基づきＲＦの周波数を不
連続に切り替えることにより広帯域化する。受信側で
は、送信周波数の変化のタイミングに合わせて局部発振
器を切り替え、狭帯域変調波を得る。システムの構成に
は、高機能な周波数シンセサイザが必要であり、また、
周波数同期補足が基本的にスライディング相関であるた
め、同期遅延が問題になる。 （３）Ｍ進スペクトラム拡散通信（Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ）
方式 この方式は、直接拡散方式を多値化した方式で、１つの
局に幾つかの符号系列を用意しておき、数ビットの情報
に応じてその中の１つを送信する、送信拡散系列に直交
符号を用いた場合、その誤り率特性はＭ進直交変調方式
と等しくなり、多値数を無限大にすることによりＳｈａ
ｎｎｏｎ限界を達成することができる。

【００２２】しかし、送信シンボル毎に拡散系列を変化
させるため、拡散系列の接続点における相関関数が０に
ならず、同期誤りを起こしやすい。また、送信系列がｍ
種類あるため、１回の同期点探索に相関器はｍ個必要と
なる。したがって、同期補足が難しいという欠点を持
つ。他に、タイムホッピング方式、チャープ変調方式、
マルチキャリア方式、拡散符号方式のハイブリド方式な
どが検討されている。

【００２３】先に述べたように、周波数拡散に用いる符
号は、ガウス雑音のように完全にランダムは系列が最適
であるが、実際のシステムには疑似雑音符号（ＰＮコー
ド）と呼ばれるディジタルコードを用いるのが一般的で
ある。ＰＮコードの主な性質を以下に挙げる。 （１）平衡性（Ｂａｌａｎｃｅ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ） 系列の１周期内で「１」の出現する回数と「０」の出現
する回数は高々１つしか違わない。 （２）連なり性（Ｒｕｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ） １周期に含まれる「”１”の連なり」と「”０”の連な
り」において、それぞれの連なりの長さをｋとすると、
長さｋの連なりは１／２^k の割合で存在する。連なりと
は、”１”もしくは”０”の連続する数のことである。
例えば、０１１１０であれば「”１”の連なり」の長さ
は３、個数は１と数える。 （３）相関性（Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ Ｐｒｏｐｅｒ
ｔｙ） ｋｅｉｒｅｔｕを巡回させ、あらゆる状態で各項目毎の
比較を行なった場合、一致する項の数と一致しない項の
数は高々１つしか違わない。ここで、「項」とは符号の
要素単体を示す。

【００２４】スペクトラム拡散通信では、ＰＮコードと
して、特に相互相関の小さいｍ系列（Ｍｘｉｍｕｍ Ｌ
ｅｎｇｔｈ Ｓｑｕｅｎｃｅ：最長符号系列）やＧｏｌ
ｄ系列が良く用いられる。図３０（ａ）にｍ系列の発生
回路を示す。このｍ系列の発生回路は複数段のシフトレ
ジスタと排他的論理和（Ｅｘｃｌｕｓｉｖｅ−ＯＲ）の
論理回路により簡単に構成できる。この回路に初期値を
与え、巡回することにより符号系列が得られる。その中
で最長の周期を持つものがｍ系列である。ｍ系列は、ｎ
段のシフトレジスタの場合、 ２ⁿ −１ の符号長となる。ｍ系列の最大の特徴はその相関性にあ
る。図３０（ｂ）および（ｃ）に符号長１２７チップｍ
系列の自己相関および相互相関特性を示す。これらの図
は、符号を１チップづつ巡回させ、各項の一致する数と
一致しない数との差を横軸シフト量として表示したもの
である。自己相関特性においては、符号の位相が完全に
一致した場合のみピークが現れ、それ以外ではピークの
１／（符号長）の振幅となる。この急峻な自己相関ピー
クを利用して同期用符号として用いることが可能であ
る。また、ｍ系列の組み合わせのうち、相互相関値の小
さなペアをプリファードペアと呼ぶ。表３に様々な長さ
のｍ系列についてまとめた。

【表３】

【００２５】ｍ系列は、その系列数に限りがあるため、
チャネル割り当てに限界が生じる。この欠点を補う性質
を持つのがＧｏｌｄ系列である。図３１にＧｏｌｄ系列
の発生方法を示す。図３１において、（ａ）はＧｏｌｄ
系列発生器の構成の一例を示す図で、（ｂ）はＧｏｌｄ
系列生成の原理を説明する図である。図３１（ａ）に示
してあるように、Ｇｏｌｄ系列発生器は第１のｍ系列発
生部１と、第２のｍ系列発生部２と、これら第１および
第２のｍ系列発生部１、２の出力を加算する加算器３と
から構成される。第１のｍ系列発生部１および第２のｍ
系列発生部２にはクロック信号が入力され、第１のｍ系
列発生部１からはコード１、第２のｍ系列発生部２から
はコード２が出力される。そして加算器３はコード１お
よびコード２を加算処理することによりＧｏｌｄコード
（コード１ ＸＯＲ コード２）を出力するようになっ
ている。

【００２６】Ｇｏｌｄ系列は、上で説明したように、２
つのプリファードペアのｍ系列の論理和から生成され
る。符号長１２７の場合、２つのコードの位相関係が、
１２７通り取れることから、１組のｍ系列から１２７個
のＧｏｌｄ系列を生成可能である。Ｇｏｌｄ系列はその
性質が数学的に良く研究されており、自己相関値におい
て特定の３種の値しか取り得ないことが知られている。
また、相互相関値上限が与えられているので、同時接続
数などを見積もることができ、好都合になっている。

【００２７】ここで、スペクトラム拡散通信用相関器と
してのＳＡＷデバイスについて説明する。スペクトラム
拡散通信の受信には逆拡散（相関検出）が最大の問題点
となる。逆拡散を行なう相関器は、ディジタル型とアナ
ログ型に大別される。ディジタル相関器の例として図３
２にディジタルスライディング相関器、図３３にディジ
タルマッチドフィルタの原理を示す。ディジタルスライ
ディング相関器は、ＰＮ系列を受信信号より早く巡回さ
せ、ＤＬＬ（Ｄｅｌｅｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）などの
補足システムで同期引き込みを行なう。ループを用いた
同期機構であるため、安定に同期保持できるが、相関器
のバランスによる動作不安、最大符号１周期の巡回が必
要となる長い同期補足時間などが問題となる。

【００２８】ディジタルマッチドフィルタは、既知の拡
散符号の受信信号との相関積分を行なうことにより、相
関ピークの形でＰＮタイミングの検出を行なう。相関ピ
ークの存在タイミングは、曖昧さが生じる可能性があ
り、逆拡散用ＰＮ符号発生器の直接駆動は不安定にな
る。

【００２９】ＳＡＷデバイスはアナログ相関器であり、
電極と遅延線の組み合わせによりＲＦもしくはＩＦのキ
ャリアを含んだ状態での逆拡散が可能なデバイスであ
る。図３４はＳＡＷデバイスとディジタル相関器の特質
および検波、復調動作手順を対比して表し、ＳＡＷデバ
イスの有用性を示す図である。上述したディジタル相関
器は、その動作周波数がベースバンド領域（〜１００Ｍ
Ｈｚ）に限られているため、２．４ＧＨｚ帯スペクトラ
ム拡散通信において逆拡散を行なうためには最初に受信
信号のキャリア再生を行ない、ベースバンド信号へと検
波、復調を行なう必要がある。その後逆拡散を行なうた
め、復調方式としては「検波後相関」と名付けることが
できる。このディジタル相関器においては検波後復調を
しようとしてもキャリア再生ができず、復調は不可能で
ある。

【００３０】一方、ＳＡＷデバイスは、信号を受信する
際の復調動作において、復調手順として図３４の中段の
図に示すような動作を行なう。すなわち、受信した信号
１１に対して先ずＲＦもしくはＩＦのキャリアを含んだ
状態で相関操作を施して逆拡散を行なって相関処理信号
１２を得る。この相関操作において、受信信号に含まれ
ているノイズ等が抑制され且つ伝送特性の拡大をも含め
るプロセスゲインの向上が得られ、相関処理信号１２は
復調可能な信号になる。そして、この相関処理信号１２
について逆拡散後の相関ピークを検波および復調処理し
て検波信号すなわちベースバンド信号を得る。このよう
に、ＳＡＷデバイスでは相関操作によってプロセスゲイ
ン分のノイズの抑圧を行なうため、受信信号の復調処理
を行なうことができ、復調方式としては「相関後検波」
と名付けることができる。検波後相関と、相関後検波と
の違いは、復調時におけるプロセスゲイン（Ｇｐ）を得
る場所が異なることである。

【００３１】スペクトラム拡散では、その信号を広帯域
に拡散しているため、受信時においてはその最大信号電
力（キャリア電力）がノイズ電力以下に減衰してしまう
ことが考えられる。このように、Ｃ／Ｎ（キャリア電力
／ノイズ電力）比が非常に悪い環境においては、検波後
相関を行なうディジタル相関器は、同期検波を行なう際
のキャリア再生が不可能となり、ベースバンド信号を得
ることができない。そのため、逆拡散は不可能となって
しまう。キャリア再生を行なえるのは、キャリア電力が
ノイズ電力を上回っているときに限られるのでＣ／Ｎ比
は０ｄＢより大きい必要がある。

【００３２】一方、相関後検波を行なうＳＡＷデバイス
は、受信信号をキャリアを含んだまま逆拡散を行なうた
めに、プロセスゲインンのＳ／Ｎ（信号電力／ノイズ電
力）の改善を行なう。その結果、Ｃ／Ｎ比の悪い環境に
おいても復調が可能となる。逆拡散された信号がノイズ
電力よりも大きければ検波、復調は可能であるので、受
信時のＣ／Ｎ比が−Ｇｐ（ｄＢ）よりも大きい必要があ
る。これは、プロセスゲイン文だけノイズ電力がキャリ
ア電力よりも大きくならない限り、復調可能であること
を意味する。このことから、ＳＡＷデバイスはスペクト
ラム拡散通信用相関器として最適であるということがで
きる。他のアナログ相関器としてはＣＣＤ（Ｃｈａｒｇ
ｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ）などが挙げられ
る。

【００３３】スペクトラム拡散通信用相関器としてのＳ
ＡＷデバイスにはＳＡＷコンボルバ型と、ＳＡＷコリレ
ータ型とがある。両者とも、相関後検波を行なうアナロ
グ相関器である。図３５はＳＡＷコリレータとＳＡＷコ
ンボルバの構造、特徴および応用分野について対比させ
て表した図である。ＳＡＷコンボルバは、図３５に示す
ように、入力信号（ｆ（ｔ））を受ける入力電極１４
と、参照信号（ｇ（ｔ））が入力される参照電極１５
と、入力信号（ｆ（ｔ））および参照信号（ｇ（ｔ））
に基づいて積分処理動作を行ない、出力信号（ｈ
（ｔ））を出力するゲート電極１６とを備えてなり、入
力信号に対してキャリア信号を含んだままで相関操作を
行ない、且つまた完全非同期で高速相関操作を行なうも
のである。相関コードは参照信号の信号パターンにより
決定されるため、任意の信号に対する相関操作が可能で
ある。ＳＡＷコンボルバは、参照信号を切り替え可能な
構成にすることでプログラマブルな相関器となるため、
汎用性が高く、ＣＤＭＡの基地局用相関器として適して
いる。

【００３４】ＳＡＷコリレータは、（ｆ（ｔ））を受け
る入力電極１７と、タップドディレイライン１８からな
る。タップドディレイライン１８上のタッピングパター
ンにより相関コードが決定される。デバイス製造時にコ
ードが形成されるため、固定コードの相関器となるが、
ＳＡＷコンボルバと同様、完全非同期で高速相関操作が
可能である。また、ＳＡＷコリレータは構造が簡単で小
型化が可能であるため、携帯無線端末用相関器として適
している。

【００３５】

【発明が解決しようとする課題】一般的にＣＤＭＡ用符
号として用いられる符号としては、先に説明したように
ｍ系列とかＧｏｌｄ系列とかがある。 （ｍ系列）ｍ系列には次のような特徴がある。 （１）”１”と”０”の符号の出現確率がほぼ同じ。 （２）系列の自己相関特性のサイドローブレベルが−１
／（系列長）である。 （３）系列の発生が容易である。

【００３６】ＣＤＭＡを行なうための符号としてｍ系列
を用いる場合には、２通りの考え方がある。１つは、或
る１つのｍ系列を用意して、各ユーザはそのｍ系列を時
間的にずらしたものを使う方法である。時間的にずらさ
れたｍ系列相互の相関値は、上述のように−１／（系列
長）となるので、良好な相関特性の組み合わせが系列長
と同じ数だけ得られる。しかし、この方法では各ユーザ
が同期して信号を送信しなければならないので、一般の
多元接続には利用しにくい。また、相互相関値は０では
ないので、各チャネルから干渉を受けて雑音許容度が減
少し、誤り率特性が劣化してしまう。

【００３７】２通りのうちのもう１つは、各ユーザが異
なる系列、すなわち異なるタップ位置のシフトレジスタ
から発生するｍ系列を使う方法である。この場合は、チ
ャネル間干渉が大きくなり、また同一周期の系列数が少
ないため、チャネル数も限られてしまう（１２７チップ
で１８系列）。

【００３８】（Ｇｏｌｄ系列）ｍ系列の発生できる符号
数が少ないという欠点を補うのが、ｍ系列を基にするＧ
ｏｌｄ系列である。Ｇｏｌｄ系列は、２種類のｍ系列発
生器を用意し、その出力を加算することで得られる。長
さＮのシフトレジスタの初期オフセットを変えることに
よって、基となったｍ系列２個を含む２^N ＋１個とい
う、ｍ系列とは比較にならないほど多数の符号が生成さ
れる。但し、相互相関値の最大値は多少悪化する。ｍ系
列やＧｏｌｄ系列の場合、その性質は数学的に良く研究
されており、相互相関値の上限が与えられている。その
ため、干渉が０ではないものの、同時接続数などを見積
もることができ、非常に好都合になっている。

【００３９】（直交ｍ系列）直交ｍ系列は、ｍ系列の問
題点を解決する方法として考え出された。この系列は、
ｍ系列を１チップづつ巡回シフトして得られるＭ種類の
系列の後ろに１チップ付加することによって生成され
る。このとき、付加するチップは系列中の”１”、”
０”の数が等しくなるように選ばれる。長さＭのｍ系列
を１チップづつシフトしたｍ系列を次式に示す。 Ｍ ＝｛ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₃ ，・・・・・，ｘ_M-1 ，ｘ_M ｝ Ｍ ＝｛ｘ₂ ，ｘ₃ ，ｘ ，・・・，ｘ_M-1, ｘ_M ，ｘ₁ ｝ ・・・・・・・・ Ｍ ＝｛ｘ_M ，ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₃ ，・・・・・・・・，ｘ_M-1 ｝ 上式の各系列の後ろに１チップ付加した系列を付加した系列は、 Ｍ ＝｛ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₃ ，・・・・・・・・，ｘ_M-1 ，ｘ_M ，ｘ_add ｝ Ｍ ＝｛ｘ₂ ，ｘ₃ ，・・・・・，ｘ_M-1 ，ｘ_M ，ｘ₁ ，ｘ_add ｝ ・・・・・・・・ Ｍ ＝｛ｘ_M ，ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₃ ，・・・・・・・・，ｘ_M-1 ，ｘ_add ｝ となる。各々の自己相関特性ではそのサイドローブに０
でない相関値が存在するが、位相差０において相互相関
値を０とすることができ、Ｍ多重通信が可能となる。

【００４０】（直交Ｇｏｌｄ系列）直交Ｇｏｌｄ系列
は、構成方法がＧｏｌｄ系列と同じで、系列間では直交
していることからこのように呼ばれ、簡単にＯＧ系列と
言われる。ここで、２つのｍ系列、 Ａ＝｛ａ_i ； ｉ＝０，１，２，・・・・・・，Ｎ−２｝ Ｂ＝｛ｂ_j ； ｊ＝０，１，２，・・・・・・，Ｎ−２｝ （ｎ＝２ⁿ ）が異なる帰還タップ位置のシフトレジスタ
から生成されたものとする。その系列の後ろに１つのチ
ップ”０”を付加することにより、系列長が Ｎ＝２ⁿ になる系列は次のように書ける。 Ｕ＝（ａ₀ ，ａ₁ ，ａ₂ ，・・・，ａ_N-2 ，０）＝
（Ａ，０） Ｖ ＝（Ｔ^j （ｂ₀ ，ｂ₁ ，ｂ₂ ，・・・，ｂ_N-2 ），
０）＝（Ｔ^j Ｂ，０） ここで、Ｔ Ｂは系列Ｂのチップをｊ回巡回シフトした
ものである。Ｕ，Ｖ（ｊ＝０，１，・・・・，Ｎ−２）
により次のようなＮ個系列の系列集合が構成される。 ＯＧ（Ａ，Ｂ）＝｛Ｕ，（Ｕ＊Ｖ_j （ｊ＝０，１，２，
・・・，Ｎ−２））｝ ここで、”＊”は排他的論理和を表す演算子である。Ｏ
Ｇ系列の一集合ＯＧ（Ａ，Ｂ）の中のＮ個の系列は互い
に直交し、直交ｍ系列よりも良好な相関特性を持つ。

【００４１】（Ｗａｌｓｈ符号）Ｗａｌｓｈ符号はＨａ
ｄａｍａｒｄ行列（Ｈ行列）の行ベクトルとして表され
る。Ｈ行列は、 （１）正方行列 （２）行列の元素は＋１か−１のいずれかで構成され
る。 （３）任意の２つの行ベクトルは全て直交する。 という条件を満たす行列のことであり、２ⁱ 次のＨ行列
からは２ⁱ 個のＷａｌｓｈ符号が得られる。以下に２ⁱ
次のＨ行列の作成方法について示す。

【数４】 Ｈ行列の性質（３）より、Ｗａｌｓｈ符号も位相差０に
おいて相互相関値が０となり、２ⁱ 個の直交したチャネ
ルが得られる。但し、位相がずれると、相互相関干渉が
出現する。

【００４２】以上のように一般的にＣＤＭＡ用符号とし
て用いられる符号としてｍ系列とかＧｏｌｄ系列とかを
使用した場合は、チャネル間で相互相関干渉が出現する
という不具合があった。

【００４３】本発明は上記のような従来の不具合を解決
するものであり、チャネル間で相互に干渉がなく、しか
も回路構成の簡単なスペクトラム拡散無線通信システム
を提供することを目的とする。

【００４４】そしてまた、本発明者は、従来スペクトラ
ム拡散通信の特徴であるＣＤＭＡに着目し、以下の目的
のもとに研究、開発を行なった。 （１）チャネル間干渉のないＣＤＭＡ用符号の提案を行
なう。 （２）ＳＡＷコンボルバを用いた相関システムの設計を
行ない、提案する符号の実用化の指針を示す。 （３）上記ＣＤＭＡ用符号を用いたＣＤＭＡシステムを
提案し、その性能が構内ＣＤＭＡセル化技術の現実解と
して充分であることを示す。

【００４５】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するため、拡散処理用の符号として近似同期ＣＤＭ
Ａ用符号を用いる。この近似同期ＣＤＭＡ用符号は、複
素数で表される多相系列の符号で、無線通信等において
使用し得る符号として最近提唱されているものである。
ここで、近似同期ＣＤＭＡ用符号について述べる。先に
述べた符号（ｍ系列、Ｇｏｌｄ系列、Ｗａｌｓｈ符号
等）は、相互相関値が０ではなかったり、相関値が０と
なってもそれは或る１時点に限られていた。ＣＤＭＡシ
ステムの実現という観点からは、できるだけ直交する範
囲が広いことが望ましい。以下では、広範囲において直
交性を有する近似同期ＣＤＭＡ用符号について説明す
る。

【００４６】（直交系列） 周期Ｎの周期系列 （・・・，ａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ_N-1 ，ａ₀ ，ａ₁ ，
・・・，ａ_N-1 ，・・・） は次のように巡回行列として表現できる。

【数５】

【００４７】Ａを巡回行列、Ｂを対角行列とする。ここ
で、Ｂの対角要素がＡの第１列にＤＦＴ（離散フーリエ
変換）を施したものと等しいとき、次式が成立する。 Ａ＝Ｆ^-1ＢＦ ただし、ＦはＤＦＴ行列である。周期系列において、自
己相関関数が周期の倍数以外の全ての項で０となると
き、その系列を直交系列と呼ぶことにする。巡回行列Ａ
がユニタリ行列であるとき、Ａは系列を表し、またＢも
ユニタリ行列となる。よって、対角行列Ｂの対角要素の
絶対値は１となる。 相互相関のない周期系列 ＡおよびＣを周期系列を表す巡回行列とすると、 Ａ＝Ｆ^-1ＢＦ および Ｃ＝Ｆ^-1ＤＦ となるような対角行列ＢおよびＤが存在する。Ａおよび
Ｃで表される周期系列の相互相関関数は、次のように表
現できる。

【数６】 ここで、 ^tＣはＣの転置行列を表す。対角行列ＢＤの対
角要素の全てが０となるとき、相互相関値は全ての項に
おいて０となる。例として、周期３の直交系列 （１，１，Ｗ₃ ） を考える。

【数７】 また、Ｆ₁₂は１２次のＤＦＴ行列である。

【００４８】（２）式の右辺の行列の列ベクトルから、
４つの多相周期系列が得られる。左辺の行列において
は、各列は互いに直交するよう、要素がずらして配置さ
れている。ここで、行は各チャネルに、列は周波数軸と
みなすことができる。したがって、左辺の行列は各チャ
ネル用系列の周波数スペクトルが互いに重ならないよう
に設計していることに相当する。よって、逆ＤＦＴによ
り時間領域に変換して得られた右辺の系列のどの２つを
とっても、相互相関関数は全ての項において０となる。

【００４９】（２）式の左辺の４つの列ベクトルは、
（１，１，Ｗ₃ ）の要素間に０を挿入した構成になって
いるが、（１，１，Ｗ₃ ）が直交系列であるために、そ
れぞれが直交系列となっている。この場合の（１，１，
Ｗ₃ ）と同様の働きをする直交系列を、基礎直交系列と
呼ぶ。これにより得られた４つの多相周期系列の自己相
関関数は次のようになる。 （１００１００１００１００） （１００ｊ００−１００−ｊ００） （１００−１００１００−１００） （１００−ｊ００−１００ｊ００） 一般に、基礎直交系列を拡張して作成した直交系列は、
逆ＤＦＴによって多相周期系列に変換され、その自己相
関関数は基礎直交系列の周期の倍数以外の全ての項で０
となる。（２）式に倣って作成された符号は、相互相関
のみならず、自己相関において符号の同期が多少前後に
ずれた場合でも相関値が０となるという特徴を持つ。

【００５０】全ての信号が、或る一定の範囲内に収まる
ように制御して運用するのが近似同期ＣＤＭＡ方式であ
る。そして（２）式のような手順により作成された近似
同期ＣＤＭＡ用符号のことを、提唱者（末広直樹氏：筑
波大学助教授）の名をとって末広符号と呼ぶこともあ
る。

【００５１】（位相状態の少ない近似同期ＣＤＭＡ用符
号）先に述べた用に、（２）式の右辺から得られる近似
同期ＣＤＭＡ用符号は、多相周期系列となっている。そ
の系列の位相の状態数は、系列の周期が長くなるにつれ
て増加していく（系列周期１２８では取り得る位相状態
数が１２８ある）。考慮すべき位相の状態数があまりに
多いと、実用上、符号を正確に発生させる操作が複雑、
且つ困難となる。そこで、本発明では近似同期ＣＤＭＡ
用符号を少ない位相の状態数で生成する方法について提
案する。これにより系列の制御が容易になり、符号発生
回路の実現が容易になる。

【００５２】ここで位相状態数の低減化の方法について
説明する。まず、基礎直交系列にＤＦＴを施す。得られ
る系列はまた直交系列になっているので、この系列を新
たに基礎直交系列とし、（２）式と同様に系列の要素間
に０を挿入して周期を任意の長さに拡張する。そして、
各列ベクトルが直交するように、すなわち周波数スペク
トルが重ならないように行列を構成し、その後逆ＤＦＴ
を施して時間軸上の信号を得る。その結果、得られた行
列の第１列は、最初の基礎直交系列が連続した形になっ
ており、その位相状態数は基礎直交系列のそれと等しく
なる。例として、先の説明と同様に、基礎直交系列が周
期３の系列（１，１，Ｗ₃ ）の場合について説明する。

【数８】

【００５３】（３）式の右辺の行列の第１列に注目する
と、基礎直交系列（１，１，Ｗ₃ ）の繰り返しとなって
いることがわかる。したがって、この系列の取り得る位
相状態は”１”か”Ｗ₃ ”の２種類となる。ただし、他
の列ベクトルから得られる系列は先の近似同期ＣＤＭＡ
用符号と同様に多相周期系列となっている。しかし、こ
れらの系列の特性は、１列目の系列を用いて表現するこ
とができる。

【００５４】（３）式の右辺から得られる系列のスペク
トルに着目すると、各系列は或る帯域中に基礎直交系列
の周期と同数（いまの場合は３）のピークが等間隔に立
つというのは共通であるが、そのピークの位置がそれぞ
れ違うことで区別される。すなわち、各系列のスペクト
ル特性は、第１列ベクトルをシフトさせた形となってい
る、近似同期ＣＤＭＡ用符号の直交性は、符号のスペク
トルが互いに重ならないことで実現している。よって、
最も位相状態の少ない系列のみを用い、各チャネル用の
符号としては乗算するキャリア周波数を変位させてスペ
クトルの立ち方をシフトさせることで、他の列ベクトル
を拡散符号として使用した場合と同様の特性が得られ
る。この様子を図１に示す。

【００５５】基礎直交系列として、（１，１，Ｗ₃ ）の
代わりに４相の直交系列、 （１，１，１，１，１，ｊ，−１，−ｊ，１，−１，
１，−１，１，−ｊ，−１，ｊ） もしくは２相の系列、 （１，１，１，−１） を用いると、それぞれ４相もしくは２相の近似同期ＣＤ
ＭＡ用符号が生成される。これらは容易に回路による実
現が可能である。そして、ＳＳ通信に応用することがで
きるものである。

【００５６】そこで、本発明者は実際に符号発生器を作
成し、相関器としてＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバを
用いた相関システムを構成し、近似同期ＣＤＭＡ用符号
の相関特性を観察した。この相関システムの構成に当た
っては、ここでは相関器としてのＺｕＯ／Ｓｉ型ＳＡＷ
コンボルバを用いた。その構造を図２に示す。この図に
示してあるように、ＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２
０は、ＺｎＯ（酸化亜鉛）層２１と、ＳｉＯ₂ （二酸化
珪素）層２２と、Ｓｉ（珪素：シリコン）構造体２３と
を順次積層し、さらにＳｉ構造体２３の裏面には背面接
続電極２４が配置されて成る。ＺｎＯ層２１にはゲート
電極２５が設けられている一方、回路としてのＩＤＴ２
６（２６ａ、２６ｂ）が設けられている。また、上記Ｚ
ｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２０の主な特性を従来の
エラスティック型コンボルバと対比させて表４に示す。

【表４】

【００５７】この表４から明らかなように、ＺｎＯ／Ｓ
ｉ型ＳＡＷコンボルバ２０の動作中心周波数は２１５Ｍ
Ｈｚ、ＢＴ（Ｂａｎｄ−Ｔｉｍｅ）積は２０７である。
ＢＴ積は３ｄＢ帯域幅と遅延時間の積で、スペクトラム
拡散通信に応用した場合、ＳＡＷデバイスの最大発揮し
得るプロセスゲインに相当する。ＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷ
コンボルバ２０は、そのゲート電極２５におけるＳｉ空
乏層の非線形容量性により−４２ｄＢという端子効率を
実現している。この値は、従来のエラスティック型コン
ボルバより約１５ｄＢ良く、中程度のＢＴ積を必要とす
る無線端末用相関器として最適である。

【００５８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
について説明する。図３は上記ＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコ
ンボルバ２０を使用して構成した相関システムの回路構
成を表すブロック図である。この図に示すように相関シ
ステムは、ＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２０と、こ
のＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２０へ入力される周
波数ｆａの第１信号を発生させる第１の発振器２７と、
第１信号に対してＰＮコード１を入力するＰＮコード１
供給部２８と、第１信号とＰＮコード１とを乗算する第
１の乗算器２９と、ＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２
０へ入力される周波数ｆｂの第２信号を発生させる第２
の発振器３０と、第２信号に対してＰＮコード２を入力
するＰＮコード２供給部３１と、第２信号とＰＮコード
２とを乗算する第２の乗算器３２と、ＺｎＯ／Ｓｉ型Ｓ
ＡＷコンボルバ２０の出力に対して帯域分離を行なうバ
ンドパスフィルタ３３とから構成されている。拡散符号
であるＰＮコード１および２については、コード長が１
２７チップのｍ系列、コードレートは１４ＭＨｚとして
ある。

【００５９】図４は上記図３に示された回路構成を有す
る相関システムで相関処理を行なって得られたＺｎＯ／
Ｓｉ型ＳＡＷコンボルバ２０の拡散符号並びに周波数に
対する特性結果を示す図である。ＳＡＷコンボルバに同
一の符号が入力された場合は、図４（ａ）に示すよう
に、拡散符号の自己相関出力が得られ、急峻なピークを
持った出力となる。プリファードペアなｍ系列を入力し
た場合は、相関出力はその相互相関特性を反映した出力
が得られる。一方、ＳＡＷコンボルバの入力中心周波数
を変化させると、図４（ｂ）に示すように、入力中心周
波数差が１１０ｋＨｚの倍数となると相関ピークが消滅
する。この値はＳＡＷコンボルバのゲート遅延時間９μ
ｓｅｃ（マイクロ秒）の逆数に相当し、この積分時間を
持つ積分器の数学的直交周波数である。この特性を利用
して、充分なチャネルセパレーションが確保できること
が実験の結果分かった。このようなチャネルセパレーシ
ョンの方式を微小周波数変位型マルチチャネルと呼ぶこ
とにする。

【００６０】ＳＡＷコンボルバは、素子内部に符号情報
を持たず、且つ完全にアナログ動作を行なうので、使用
する拡散符号に制限がなく、非同期で最高相関操作が可
能となるという特徴を持つ。近似同期ＣＤＭＡ用符号に
対するＳＡＷコンボルバの相関システムの構成に際して
は、この特徴と微小周波数変位型マルチチャネルを積極
的に適用する。この相関システムの実験の緒元を表５に
示す。

【表５】 基礎直交系列として、周期１６の系列を用いている。こ
の系列にＤＦＴを施して新たな直交系列を得る。

【数９】

【００６１】（４）式に示すように、スペクトル領域の
設計ではチャネル数８を設定したため、直交系列の要素
間に０を７つ挿入して周期を１２８に拡張する。この系
列を順次要素をシフトさせて８列の行列にする。この行
列にＤＦＴを施すことにより、時間領域の信号を得る。
（４）式右辺の行列の第１列には、基礎直交系列が繰り
返された系列が現れている。この系列は、±１および±
ｊの４つの値で構成されるため、４相系列となる。一
方、他のベクトルから得られる系列は、従来と同様多相
周期系列となっており、これらの系列を回路で生成する
には１２８段階の精度で位相を制御する必要があるた
め、正確な発生は困難となり、充分な特性が期待できな
い。

【００６２】そこで、上述したように、他の系列の特性
は最も位相状態数のすくない第１列の系列を用いて実現
する。すなわち、各チャネルにキャリア周波数を１１０
ｋＨｚづつ変位させて割り当て、それぞれの符号の代わ
りとする。これにより、スペクトルのピークの立つ位置
がシフトするので、それぞれの多相周期系列を用いたと
きと同様の特性が実現できる。

【００６３】ところで、得られた４相の近似同期ＣＤＭ
Ａ用符号の位相は、位相空間で見ると実軸および虚軸上
に位置する。そのため、符号を実部と虚部とに分けて制
御することを考えた場合、±１および０の３値が必要と
なる。そこで、さらなる簡略化のために、この実験では
図５に示すように符号を位相空間で４５度回転させ、各
象限に１つの状態が来るようにする。この処理により、
符号の実部および虚部は２値のみをとるようになり、±
を用いたディジタル回路による容易な制御が可能とな
る。

【００６４】この近似同期ＣＤＭＡ用符号を１４Ｍｃｐ
ｓで用いると、帯域幅１４ＭＨｚに１６本のスペクトル
のピークが立つことになる。また、符号の自己相関特性
は、基礎直交系列の周期１６の倍数以外の全ての項で０
となる。すなわち、１周期の相関で１６チップ時間毎に
８本の相関ピークが現れる。一方、キャリアを変位させ
て用いる他チャネル用の符号との相互相関特性は理論的
には０となる。

【００６５】図６および図７はこの実施の形態における
ＳＡＷコンボルバを用いた相関システムの構成を表すブ
ロック図である。これらの図のうち図６は上記相関シス
テムの送信部の構成を表すブロック図、図７は同相関シ
ステムの受信部の構成を表すブロック図である。図６に
おいて、３７は近似同期ＣＤＭＡ用符号を発生する符号
発生器、３８は送信キャリア信号の出力源となるキャリ
ア信号発生器、３９は近似同期ＣＤＭＡ用符号の実部に
対して信号を乗算する乗算器、４０はキャリア信号発生
器３８で生成されたキャリア信号の直交成分を生成する
直交成分生成部、４１は近似同期ＣＤＭＡ用符号の虚部
に対してキャリア信号の直交成分を乗算する乗算器、４
２は乗算器３９の出力と乗算器４１の出力とを加算する
加算器、４３は送信信号を出射する空中線としてのアン
テナである。

【００６６】図７において、４４は近似同期ＣＤＭＡ用
符号を発生する符号発生器、４５は受信キャリア信号の
出力源となるキャリア信号発生器、４６は近似同期ＣＤ
ＭＡ用符号の実部に対して信号を乗算する乗算器、４７
はキャリア信号発生器４５で生成されたキャリア信号の
直交成分を生成する直交成分生成部、４８は近似同期Ｃ
ＤＭＡ用符号の虚部に対してキャリア信号の直交成分を
乗算する乗算器、４９は乗算器４６のを入力して相関処
理を行なう第１のＳＡＷコンボルバ、５０は乗算器４８
のを入力して相関処理を行なう第２のＳＡＷコンボル
バ、５１は第１のＳＡＷコンボルバ４９の出力と第２の
ＳＡＷコンボルバ５０の出力とを加算して相関出力を得
る加算器、５２は送信信号を出射する空中線としてのア
ンテナである。

【００６７】符号発生器３７、４４は、ＰＬＤ（Ｐｒｏ
ｇｒａｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅ）を中心
とした簡易な構成で実現している。符号発生器３７、４
４からは４相の近似同期ＣＤＭＡ用符号の実部および虚
部が出力される。送信部においては、近似同期ＣＤＭＡ
用符号の実部をキャリアの同相（１相）成分に、虚部を
直交成分（Ｑ相）に乗算して送信する。受信部では、参
照用の符号が生成され、第１および第２のＳＡＷコンボ
ルバ４９、５０で近似同期ＣＤＭＡ用符号の実部信号及
び虚部信号の相関をとり、両者を演算処理することで結
果を得ている。ＳＡＷコンボルバを用いているために、
相関処理は完全に非同期で行なわれる。なお、信号の伝
搬路は有線で構成されているが、一部または全部を無線
で接続してもよい。

【００６８】ここで、キャリアを含んだ状態での複素数
信号に対する相関計算法について述べる。複素数信号お
よび参照信号の実部、虚部をそれぞれＲ、Ｉおよび
Ｒ’、Ｉ’とすると、数学的な計算式は以下のようにな
る。 実数部： Ｒｃｏｓωｔ・Ｒ’ｃｏｓωｔ＋Ｉｓｉｎωｔ・Ｉ’ｓｉｎωｔ ＋Ｒｓｉｎωｔ・Ｒ’ｓｉｎωｔ＋Ｉｃｏｓωｔ・Ｉ’ｃｏｓωｔ ・・・・・・（５） 虚数部： Ｉｃｏｓωｔ・Ｒ’ｃｏｓωｔ＋Ｉｓｉｎωｔ・Ｒ’ｓｉｎωｔ −（Ｒｓｉｎωｔ・Ｉ’ｓｉｎωｔ＋Ｒｃｏｓωｔ・Ｉ’ｃｏｓωｔ） ・・・・（６） ここで、ω：キャリア角周波数、ｔ：時間である。近似
同期ＣＤＭＡ用符号の相関値は実数値となり、（６）式
は０となるので無視でき、（５）式のみ考慮すればよ
い。（５）式から、数学に忠実な相関を行なう場合には
４つの相関計算を粉雨必要があり、ＳＡＷコンボルバは
４つ必要となることがわかる。一方、図７に示した受診
部の相関システム（ＳＡＷコンボルバ２個）では相関出
力は次式のように表すことができる。 相関出力＝Ｒｃｏｓωｔ・Ｒ’ｃｏｓω（ｔ−τ） ＋Ｉｓｉｎωｔ・Ｉ’ｓｉｎω（ｔ−τ）・・・・（７） ここで、τ：遅延時間である。（７）式を変形して整理
し、直流成分を除去すると、 （１／２）（Ｒ Ｒ’−Ｉ Ｉ’）ｃｏｓ（２ωｔ−ωτ） ・・・・（８） となる。ここで、参照信号として送信側の符号の複素共
役を用いる。すなわち、Ｒ’＝Ｒ，Ｉ’＝Ｉとすると、
（８）式は求める自己相関値 Ｒ² ＋Ｉ² に角周波数２ωのキャリアが乗算された形となる。した
がって、図７に示すように２個のＳＡＷコンボルバ４
９、５０で構成された相関回路を用いることでも、妥当
な相関結果が得られる。

【００６９】図８は上記の相関処理において、送信部か
ら発生した送信信号の電力スペクトルを示す図である。
この図から、帯域幅１４ＭＨｚ中に１６本スペクトルの
ピークが観察され、理論通りの符号が生成されているこ
とがわかる。このピークが重ならないようにキャリアを
微小周波数変位させることで、多重化を実現する（微小
周波数変位型マルチチャネル）。

【００７０】図９（ａ）は近似同期ＣＤＭＡ用符号の自
己相関特性の理論特性を示し、図９（ｂ）は近似同期Ｃ
ＤＭＡ用符号の自己相関特性の実測値を示す図である。
理論的には、１周期で基礎直交系列の周期の倍数の項で
相関ピークが現れ、それ以外では０となる。本実施の形
態の場合、系列周期が１２８、基礎直交系列の周期が１
６であるので、系列１周期の相関で８本のピークが現れ
ることになる。しかし、コンボルバの場合、入力信号と
参照信号は互いに向かい合って進行してくるので、結局
符号１周期に相当する９μｓｅｃでは１６本の相関ピー
クが出現する。理論通りの動作結果が得られていること
がわかる。ただし、シミュレーションでは各ピーク間の
オフイドローブは０となっているのに対し、実際の測定
ではそのようになっていない。の原因としては、アナロ
グ素子である２台のＳＡＷコンボルバ４９、５０の出力
特性の差異、またキャリアのＩ相およびＱ相の直交性が
充分でない（π／２からずれている）こと、或いは２つ
の出力信号の位相状態の調整が最適化されていないこと
などが考えられる。

【００７１】図１０は、微小周波数変位型マルチチャネ
ルにより多重化した信号の相互相関特性を示す図であ
る。キャリア周波数が２１５ＭＨｚの信号と２１５．１
１ＭＨｚの信号との相関をとっている。図１０（ａ）は
近似同期ＣＤＭＡ用符号を拡散符号として用いた場合の
相関結果を表し、図１０（ｂ）は周期１２７のｍ系列ｍ
（７，１）を拡散符号として用いた場合の相関結果を表
す。拡散符号として近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いた場
合、スペクトルが重ならないため、相互相関値が殆ど見
られない。すなわち、チャネル間干渉が殆どなく、ｍ系
列の場合よりもはるかに良好なチャネルセパレーション
が実現できている。近似同期ＣＤＭＡ用符号の場合、理
論的には相互相関値は０となるので、自己相関ピークに
対して無限大のゲインを有することになる。しかし、
（７）式による相関を行なった場合は、ミュレーション
によりそのゲインは４５ｄＢと得られた。一方、ｍ系列
では、同様なシミュレーションにより自己相関ピークと
の比較を行なうと、約２７ｄＢという結果が得られた。
すなわち、拡散符号として近似同期ＣＤＭＡ用符号を用
いることによりｍ系列よりも約１８ｄＢ良好な直交性が
実現できる。

【００７２】（実施の形態２）近似同期ＣＤＭＡ用符号
を用いたＣＤＭＡシステム 次に、近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いて通信システムの
設計を行なう。まず近似同期ＣＤＭＡ用符号の特性を維
持しながら、データ変調を行なうために、符号の擬周期
化という概念を導入する。次に、実際に擬周期系列発生
器を作成し、その特性を観察した結果について示す。さ
らに、ＣＤＭＡシステムについて遣唐使セル半径および
データの伝送レートについても検討する。

【００７３】近似同期ＣＤＭＡ用符号は、符号のみを用
いた場合、上述のように、全ての区間において相互相関
値が０および自己相関ピーク間のサイドローブが０とい
う特徴を持つ。しかし、近似同期ＣＤＭＡ用符号にデー
タ変調を施すと、その特性が劣化してしまう。図１１
は、データ変調方式としてＢＰＳＫを用い、データが”
１０１０・・・”とした場合の近似同期ＣＤＭＡ用符号
の相関特性のシミュレーション結果を示す図である。図
１１において、上段の左図は近似同期ＣＤＭＡ用符号の
みを用いた場合の自己相関特性を示し、同じく上段の右
図は近似同期ＣＤＭＡ用符号のみを用いた場合の相互相
関特性を示す。また、下段の左図は近似同期ＣＤＭＡ用
符号にＢＰＳＫデータ変調を施した場合の自己相関特性
を示し、同じく下段の右図は近似同期ＣＤＭＡ用符号に
ＢＰＳＫデータ変調を施した場合の相互相関特性を示
す。これらの図から、先に挙げた特徴が失われてしまっ
ていることがわかる。これは、データの”１”、”０”
に対して符号の位相が０、πと切り替わるために、デー
タの切り替わりにおいて符号の特性が消失してしまうの
である。

【００７４】データ変調に対しても周期系列の特性を維
持する方法として、擬周期化と呼ばれる概念が提案され
ている。先ずこの概念について説明する。 （擬周期系列）有限長Ｎの系列を、 Ａ＝（ａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ_N-1 ） とすると、Ａを基に作成される長さＮ＋２Ｌの系列、 Ａ’＝（ａ_N-L ，・・・，ａ_N-1 ，ａ₀ ，ａ₁ ，・・
・，ａ_N-1 ，ａ₀ ，・・・・・，ａ_L-1 ） をＡの擬周期系列と呼ぶ。図１２は擬周期系列の作成方
法を説明する図である。この図において、Ａ’の先頭か
らＬチップはＡの後ろＬチップの系列と同じである。一
方、Ａ’の後ろＬチップはＡの先頭Ｌチップの系列と同
じである。つまり、Ａ’は（・・・ＡＡＡ・・・）とい
う周期系列から、Ａを中心に前後Ｌチップ文付加して切
り取った形になっている。この状態においてＡからＡ’
を作成することを擬周期化と呼ぶ。擬周期系列Ａ’と系
列Ａとの相関をとると、２Ｎ＋２Ｌ−１チップ分の相関
出力が得られる。このうち、中央の２Ｌ＋１チップ分の
出力は、Ａの周期系列の自己相関関数と等しくなる。さ
らに、Ａの代わりにＡとは異なる有限長Ｎの系列をＢを
用いてＡ’とＢの相関をとることを考える。すると、そ
の相関結果は中央の２Ｌ＋１チップ分がＡとＢとの相互
相関関数と一致する。

【００７５】例として、周期４（Ｎ＝４）の直交系列 Ａ＝（１１１−１） を考える。まず、Ａの周期系列の自己相関関数は、 （・・・４０００４０００・・・） と得られる。また、Ａの１周期分同士の相関は、 （−１０１４１０−１） となる。

【００７６】次に、Ａに対し擬周期化を行なう。Ｌ＝２
とすると、 Ａ’＝（１−１Ａ１１）＝（１−１１１１−１１１） と得られる。Ａ’の１周期とＡの相互相関をとると、そ
の結果は、 （−１２−１００４００１２１） となり、中央の２Ｌ＋１＝５チップ分の出力が周期自己
相関関数の−Ｌ〜＋Ｌシフトの項と一致していることが
わかる。

【００７７】（擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号）
近似同期ＣＤＭＡ用符号の擬周期系列について考える。
先に述べたように、擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符
号と通常の近似同期ＣＤＭＡ用符号の相関出力の中央の
２Ｌ＋１チップ分では、符号の周期相関特性が維持され
ることになる。すなわち、希望信号に対しては、自己相
関ピーク間のサイドローブが検出されず、非希望信号に
対しては相関値が出現しない。これは、符号の擬周期化
によって付加されたチップがデータ変調に対するガード
ビットのような役割を果たしているためである。このた
めに、Ｌチップずれた信号に対しては符号の自己相関特
性が維持される。つまり、全ての信号がＬチップ時間内
のずれに収まっていれば（すなわち近似同期制御がなさ
れていれば）、近似同期ＣＤＭＡ用符号の特性が発揮さ
れる。

【００７８】シミュレーションにより、近似同期ＣＤＭ
Ａ用符号の擬周期化のデータ変調に対する効果について
調べた。Ｎ＝１２８の近似同期ＣＤＭＡ用符号をＬ＝１
５として擬周期化し、ＢＰＳＫ変調を行なった信号と擬
周期化を施さない参照用近似同期ＣＤＭＡ用符号との相
関のシミュレーション結果を図１３および図１４に示
す。図１３は、希望信号の擬周期系列との相関を示して
おり、この図中、中央部分では自己相関ピーク間のサイ
ドローブが０となっており、近似同期ＣＤＭＡ用符号の
特性が維持されている。また、図１４は非希望信号の擬
周期系列との相関を示している。こちらも同様に符号の
特性が維持されており、図１４中、中央部分では相互相
関値が０となっている。このように、符号の擬周期化は
データ変調による符号の特性の劣化の対策として有効で
あることがわかる。

【００７９】（擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の
相関特性）次に、実際に擬周期系列発生器を作成して擬
周期系列発生器化された近似同期ＣＤＭＡ用符号の相関
特性を検討する。図１５および図１６はこの実施の形態
におけるＳＡＷコンボルバを用いた相関システムにおい
て擬周期系列発生器を取り付けた例を表すブロック図で
ある。これらの図のうち図１５は上記相関システムの送
信部の構成を表すブロック図、図１６は同相関システム
の受信部の構成を表すブロック図である。図１５におい
て、５５は近似同期ＣＤＭＡ用符号を擬周期化して擬周
期系列符号を作成する擬周期系列発生器、５６はベース
バンドデータを生成するベースバンドデータ生成器、５
７は擬周期系列符号の実部に対してベースバンドデータ
信号を乗算する乗算器、５８は擬周期系列符号の虚部に
対してベースバンドデータ信号を乗算する乗算器、５９
は送信キャリア信号の出力源となるキャリア信号発生
器、６０はキャリア信号発生器５９で生成されたキャリ
ア信号の直交成分を生成する直交成分生成部、６１は乗
算器５７の出力信号に対してキャリア信号を乗算する乗
算器、６２は乗算器５８の出力信号に対してキャリア信
号の直交成分を乗算する乗算器、６３は乗算器６１の出
力と乗算器６２の出力とを加算する加算器、６４は送信
信号を出射する空中線としてのアンテナである。

【００８０】図１６において、６５は擬周期化された符
号の復調に適応する参照符号（実際には通常の近似同期
ＣＤＭＡ用符号）を発生する参照符号発生器、６６は受
信キャリア信号の出力源となるキャリア信号発生器、６
７は参照符号発生器６５の出力の実部に対して信号を乗
算する乗算器、６８はキャリア信号発生器４５で生成さ
れたキャリア信号の直交成分を生成する直交成分生成
部、６９は参照符号発生器６５の出力の虚部に対してキ
ャリア信号の直交成分を乗算する乗算器、７０は乗算器
６７のを入力して相関処理を行なう第１のＳＡＷコンボ
ルバ、７１は乗算器６９のを入力して相関処理を行なう
第２のＳＡＷコンボルバ、７２は第１のＳＡＷコンボル
バ７０の出力と第２のＳＡＷコンボルバ７１の出力とを
加算して相関出力を得る加算器、７３は送信信号を出射
する空中線としてのアンテナである。

【００８１】また、上記擬周期系列発生器を作成するに
当たっての各種パラメータを表６に示す。

【表６】 なお、この実施の形態では、第１の実施の形態において
用いた系列を、前後に１５チップ付加して擬周期化した
ものを用いている。擬周期系列発生器５５としては、例
えばＸｉｌｉｎｇ社のＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇ
ｒａｍａｂｌｅＧａｔｅ Ａｒｒａｙ）ＸＣ４０１０−
４を用いて実現した。ベースバンドデータの”１”、”
０”に対して擬周期系列１周期（１５８チップ）の極性
を正転、反転させてデータ変調を行なう（ＢＰＳＫ方
式）。一方、受信側では、参照信号として通常の近似同
期ＣＤＭＡ用符号を発生し変調信号と相関をとることで
結果を得る。

【００８２】図１７乃至図２０は上記通信システムを使
って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の相
関特性の結果を示す図である。これらの図のうち、図１
７はデータを乗算しない符号のみの場合の希望信号に対
する相関結果を表す図、図１８は、同じくデータを乗算
しない符号のみの場合の他局信号に対する相関結果を表
す図である。図１９はデータを”０”、”１”交互とし
て変調を施した場合の希望信号に対する相関結果を表す
図、図２０は同じくデータを”０”、”１”交互として
変調を施した場合の他局信号に対する相関結果を表す図
である。図１７および図１８において、希望信号に対す
る相関（ｆａ＝ｆｂ＝２１５ＭＨｚ）および他局信号に
対する相関（ｆａ＝２１５ＭＨｚ、ｆｂ＝２１５．１１
ＭＨｚ）のいずれの相関も、シミュレーションによる理
論特性とほぼ一致していることがわかる。一方、図１９
および図２０の場合はデータを”０”、”１”交互とし
て変調を施しており、これは、最もベースバンドデータ
の位相の切り替わりが激しいとした場合の結果である。
この場合においても、希望信号に対する相関（ｆａ＝ｆ
ｂ＝２１５ＭＨｚ）および他局信号に対する相関（ｆａ
＝２１５ＭＨｚ、ｆｂ＝２１５．１１ＭＨｚ）のいずれ
の相関も、上記符号のみの場合と比較しても殆ど変わら
ず、シミュレーションによる理論特性とほぼ一致してい
ることがわかる。つまりデータ変調を施しても近似同期
ＣＤＭＡ用符号の特性が劣化することなく維持されてい
る。

【００８３】（近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いたＣＤＭ
Ａシステム）次に広範囲において直交性を有するという
近似同期ＣＤＭＡ用符号の特質（利点）を発揮できる通
信形態について考案する。図２１は近似同期ＣＤＭＡ用
符号を用いたＣＤＭＡシステム（通信形態）の一例を概
略的に示す図である。このＣＤＭＡシステムは中央に基
地局７５を有する小ゾーン構成、いわゆるセルラー方式
のＣＤＭＡシステムを想定したものである。このＣＤＭ
Ａシステムは、半径Ｒのセル７６内に複数の移動局７７
が存在し、それらは基地局７５を通して他の端末（移動
局を含む）と通信を行なう。基地局７５から移動局７７
への回線のことを下り回線（Ｄｏｗｎ Ｌｉｎｋ）７８
と呼び、反対の移動局７７から基地局７５への回線のこ
とを上り回線（Ｕｐ Ｌｉｎｋ）７９と呼ぶ。下り回線
７８においては、基地局７５から各移動局７７へ複数の
信号を一斉に送信するため、各チャネルの同期制御が可
能となる。したがって、Ｗａｌｓｈ符号や直交ｍ系列と
いった従来の同期ＣＤＭＡ用符号を用いても、多重通信
を行なうことができる。

【００８４】一方、上り回線においては、複数の移動局
７７は各移動局独立のタイミングで基地局７５へ送信を
行なう。そのため、各移動局７７間の同期制御は困難で
あり、従来の同期ＣＤＭＡ用符号を用いた多重化ではチ
ャネル間において干渉が発生してしまう。この対策とし
て、現行のＣＤＭＡシステムでは、基地局７５による移
動局７７の送信電力制御（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏ
ｌ）が行なわれている。この操作により、全ての上り回
線の信号がセル７６内のどこから発せられたものであっ
ても、基地局７５には同じ電力で到達するようにし、干
渉の影響を低く抑える。しかしながら、この機能を実現
するためには、高価で複雑な装置構成が必要不可欠とな
る。

【００８５】これに対して、これまでに説明してきた擬
周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号について着目する
と、本実施の形態における先の説明で述べたように、デ
ータ変調を施しても最大２Ｌチップ時間という広い直交
性を有し、Ｌチップずれた信号に対しても、チャネル間
干渉が現れない。この特性を利用し近似同期ＣＤＭＡ用
符号を上り回線７９に適用する。

【００８６】次に上記セルラー方式のＣＤＭＡシステム
において採用されるセル７６の半径Ｒについての検討を
行なう。すなわち、近似同期制御を行なうことなく、全
ての信号が自然と近似同期の範囲に収まっているような
セル７６の大きさを求めるものである。表６から、Ｌ＝
１５と得られるので、全ての信号が１５チップ以内に収
まっているならば、移動局７７間の同期制御をしなくて
も干渉の影響を受けない通信が可能となる。１５チップ
を時間に換算すると、チップレートが１４Ｍｃｐｓであ
ることから、次式のようになる。 １５ (chip time)＝（１４Ｍ）^-1×１５＝１．０７［μ
ｓｅｃ］ すなわち、ＣＤＭＡシステムの同期には約１μ ｓｅｃ
の余裕がある。

【００８７】次に、基地局７５と、各移動局７７（ここ
では移動局７７Ａ、７７Ｂとする）の間の通信方法につ
いて説明する。図２２は図２１に示すセルラー方式のＣ
ＤＭＡシステムにおける基地局７５と２つの移動局７７
Ａ、７７Ｂとの間における通信手順の一例を説明するタ
イムチャートである。この図において、各移動局７７
Ａ、７７Ｂへの信号が一斉に送信される下り回線７８に
対して、各移動局７７Ａ、７７Ｂは受信後直ちに応答を
返すものとする。下り回線７８の信号が発せられた時刻
を０とし、移動局７７Ａによって受信された時刻を
ｔ₁ 、移動局７７Ｂによって受信された時刻をｔ₂ とす
ると、移動局７７Ａおよび移動局７７Ｂからのそれぞれ
の応答信号が基地局７５に到達する時刻は、それぞれ２
ｔ₁ および２ｔ ₂ となる。基地局７５と移動局７７Ａ、
７７Ｂの間の距離が異なると、応答信号の到着には遅延
時間が生じる。移動局７７Ａは基地局７５の近傍に位置
し、移動局７７Ｂがセル７６の外周部にいるときが基も
遅延時間が大きくなり、このチが１５チップ時間以内で
あれば、全ての上り回線７９の信号は同期制御をしなく
ても近似同期の範囲内にあることになる。このときのセ
ル半径Ｒを求めると、 （遅延時間）_max ＝（２ｔ₂ −２ｔ₁ ） ＝（Ｒ−０）／（光速） ＝１．０７［μ ｓｅｃ］（１５ chip time) より、Ｒ＝１６０．７１（ｍ）と得られる。この値は、
ＰＨＳのセル半径が１００〜２００ｍであることから
も、充分実用的である。

【００８８】さらに、上り回線７９の信号についてシミ
ュレーションを行なった。図２３は上り回線７９の信号
についてのシミュレーションで想定した通信形態を示す
ブロック図である。また図２４は上記上り回線７９の信
号についてのシミュレーションにおいて得られた相関結
果を示す図である。移動局７７は複数（７７Ａ、７７
Ｂ、・・・７７Ｇ）存在し、それぞれτＡ、τＢ・・・
τＧの遅延時間をもって信号を基地局７５へ返している
ものとする。合計７局の移動局７７Ａ、７７Ｂ、・・・
７７Ｇが、それぞれ独立のタイミングで送信を行う。但
し、そのずれは最大でも１５チップ以内に収まっている
（近似周期がなされている）とする。それらの信号が全
て加算されて基地局７５に到達したものとし、それに対
して相関処理を行う。移動局に対する相関を取った場合
は、図２４（ａ）のように近傍サイドローブが０となる
部分が定期的に現れる。この部分を取り出し、キャリア
を取り除くことによりデータが復調される。一方、実際
には送信を行っていない移動局７７Ｈに対する相関を行
うと、その結果は図２４（ｂ）のようになる。この図か
ら、相互相関値が０となっている部分が出現しているこ
とがわかる。すなわち、チャネル間干渉の影響を受けて
いない。

【００８９】（伝送レートの検討）擬周期化した近似同
期ＣＤＭＡ用符号を用いた場合のベースバンドデータの
伝送レートについて検討する。基地局７５と移動局７７
は、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｂｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅ
ｘ）による全二重通信を行っているものとする。ＴＤＤ
とは、送受信のタイミングを時間軸で分割し、擬似的に
全二重通信を行う手法である。図２５にＴＤＤの概略を
示すブロック図である。ある絶対時間を持ったマスタ送
信機 （今の場合は基地局７５）が存在し、他の子機
（移動局７７）はあらかじめ決定された時間の間に送信
を行う。この与えられたフレーム内であれば、任意のデ
ータを送信可能となる。

【００９０】データとして音声を送ることを考えると、
人間の音声の許容遅延時間（人間が遅延と感じない最大
時間）が約５ｍｓｅｃであることから、回線の最大フレ
ーム長は５ｍｓｅｃとなる。この値は、擬周期化した近
似同期ＣＤＭＡ用符号１周期、即ち１５８チップで１シ
ンボルを送るとすると、４５０シンボル時間に相当す
る。データ変調方式がＢＰＳＫの場合、１シンボルで１
ビット送信することになるので、１フレーム当たりの送
信可能ビット数は最大４５０ビットとなる。従って、フ
レームを上り、下りで均等に割り振るとすると、回線の
データレートは４５ｋｂｐｓと得られる。

【００９１】ここで、近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いた
ＣＤＭＡシステムの更なる高性能化について検討する。
先の説明では、近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いたＣＤＭ
Ａシステムについて、基本的な方式を用いた場合につい
て性能の見積を行った。本節では、より高性能なシステ
ムを実現する指針として、チャネル数の増加および伝送
レートの高速化について検討を行う。

【００９２】（チャネル数の増加）近似同期ＣＤＭＡ用
符号の場合、直交性が広範囲にわたるという利点がある
ものの、今回検討した符号では符号長１２８で多重数は
８と、チャネル数はそれほど多く取ることができない。
一方、同期制御が可能な下り回線に直交ｍ系列やＷａｌ
ｓｈ符号といった同期ＣＤＭＡ用符号を適用した場合、
理想的には理論限界に近いチャネル数が設定でき、符号
長１２８では多重数は１２８となる。従って、下り回線
の１２８チャネルに対し上り回線が８チャネルと非常に
非対称性の強いネットワークとなる。このバランスを改
善し、効率の良い通信を実現するために、上り回線のチ
ャネル数増加が望まれる。

【００９３】本発明で検討した８というチャネル数は、
現行の帯域幅２６ＭＨｚの法規制およびＳＡＷコンボル
バの積分時間９μｓｅｃといった条件に依っている。帯
域幅の制限がなければ、チップレートを高速にすること
により、近似同期ＣＤＭＡ用符号のスペクトルのピーク
間隔が広がり、多くのチャネルを設定することができ
る。従って、将来的により広い帯域幅が認可されれば、
その分のチャネル数の増加が見込める。例として１００
ＭＨｚバンドが制定されたとすると、帯域幅は現行の約
４倍であるので、チャネル数は単純に３２と計算でき
る。

【００９４】また、ＳＡＷコンボルバの積分時間を長く
できれば、長周期の系列の処理が可能となり、現行のチ
ップレート１４ＭＨｚでもチャネル数を増やすことが可
能となる。但し、符号長が長くなることによりデータレ
ートは低下してしまう。例えば、ＳＡＷコンボルバの積
分時間が２倍の１８ｓｅｃになったとすると、扱える符
号長は２倍の２５６チップとなり、チャネル数の倍の１
６にできる。しかし、このときのデータレートは約２４
ｋｂｐｓとなり、前節で見積もった値の約半分となる。

【００９５】もう一つの方法として、近似同期ＣＤＭＡ
用符号に工夫を加えてチャネル数を倍にすることができ
る。先に、複素数の相関の計算式は次式で示されること
を述べた。繰り返しになるが、もう一度その式を挙げ
る。 実数部： Ｒｃｏｓωｔ・Ｒ’ｃｏｓωｔ＋Ｉｓｉｎωｔ・Ｉ’ｓｉｎωｔ ＋Ｒｓｉｎωｔ・Ｒ’ｓｉｎωｔ＋Ｉｃｏｓωｔ・Ｉ’ｃｏｓωｔ ・・・・・・（５） 虚数部： Ｉｃｏｓωｔ・Ｒ’ｃｏｓωｔ＋Ｉｓｉｎωｔ・Ｒ’ｓｉｎωｔ −（Ｒｓｉｎωｔ・Ｉ’ｓｉｎωｔ＋Ｒｃｏｓωｔ・Ｉ’ｃｏｓωｔ） ・・・・（６） 本発明で用いた近似同期ＣＤＭＡ用符号はその相関値が
全て実数で得られるため、（６）式の出力は０となり、
（５）式のみを考慮すれば十分であった。

【００９６】ここで、ｊ倍（虚数倍）した近似同期ＣＤ
ＭＡ用符号（ｊ倍符号）を考える。ｊ倍した符号のスペ
クトル特性は、通常の近似同期ＣＤＭＡ用符号、すなわ
ち１倍符号のそれと同一になる。ここで１倍符号および
ｊ倍符号はそれぞれ次のように表される。

【数１０】 よって、スペクトルが重ならない他チャネル用符号との
相互相関値は０となる。問題はスペクトルが重なる同一
キャリアの１倍符号との相関であるが、相関値は虚数と
なり、（６）式には出力が現れるが、（５）式には出力
されない。したがって、（５）式に相当するシステムで
相関処理を行えば、１倍符号とｊ倍符号は識別が可能で
あり、両者の干渉はない。当然、参照信号としてｊ倍符
号を用意すれば、（５）式で検出が可能である。このこ
とを応用すれば、１倍符号で８チャネル、ｊ倍符号で８
チャネルの合計１６チャネルが確保できる。図２６に、
ｊ倍符号の擬周期系列の相関特性を示す。ｊ倍符号との
相関では相関ピークが検出され（図２６（ａ））、１倍
符号との相関では相関値が現れてないことがわかる（図
２６（ｂ））。即ち、ｊ倍符号と１倍符号は干渉無く識
別が可能である。

【００９７】（伝送レートの高速化）上述の伝送レート
の検討では、音声のみの伝送を仮定した。しかし、将来
的に画像等の大きなデータも送信することを考えた場
合、伝送レートは速ければ速いほど良い。高速化の手段
としては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓ
ｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｎｇ；直交ＰＳＫ）の適用が考
えられる。ＢＰＳＫでは、１シンボル＝１ｂｉｔであっ
たのに対し、ＱＰＳＫでは１シンボル＝２ｂｉｔの通信
を行うので、２内のデータレート、即ち９０ｋｂｐｓと
得られる。この値は、ＩＳＤＮのＢチャネルの６４ｋｂ
ｐｓと比較しても、良好な値となっている。

【００９８】以上、ここでは近似同期ＣＤＭＡ用符号を
用いたＣＤＭＡシステムについて設計を行った。擬周期
化した近似同期ＣＤＭＡ用符号を用い、データ変調に対
しても符号の特性が維持されることを示した。また、実
際に擬周期符号発生器を試作し、その相関特性を観察し
て理論と一致する結果を得た。更に、システムの性能に
ついて見積を行い、セル半径約１６０ｍ、データレート
４５ｋｂｐｓと実用上十分であることを示した。特に、
セル内の上り回線においては各移動局７７間の同期制御
を必要としない。そして、システムの更なる高性能化の
指針として、容易にチャネル数およびデータレートを倍
にすることが可能であることを示した。

【００９９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送信部と受信部とから構成され、送信部側でスペクトラ
ム拡散処理を行なって送信するようにしたスペクトラム
拡散無線通信システムにおいて、スペクトラム拡散処理
用の符号として、所定の近似同期ＣＤＭＡ用符号を用い
たため、チャネル間で相互相関干渉がなく、しかも回路
構成を簡単にしたスペクトラム拡散無線通信システムを
実現することができる。

【０１００】また、本発明では、２１世紀のパーソナル
Ｃ＆Ｃにおいて主流となると考えられる携帯情報無線端
末「Ｔｅｌｅ Ｐａｄ」の実現を目指し、そのための高
信頼無線通信技術であるスペクトラム拡散通信方式につ
いて、その中のＣＤＭＡのシステムの設計・試作が容易
に行なえるという効果が得られる。

【０１０１】さらに、ＣＤＭＡ用符号として、チャネル
間干渉のない近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いるから、従
来多相系列であったこのＣＤＭＡ用符号を、少ない位相
状態で表現することができる。これにより２相または４
相の符号の生成が可能となり、実用化が容易となる。ま
た、各チャネル用符号は位相状態数の低減された符号に
対して各チャネル毎に微小変位したキャリア周波数を割
り当てることにより、符号のスペクトル特性をシフトさ
せることができ、チャネル間の干渉を無くすることが可
能になるという効果が得られる。

【０１０２】さらに、上記近似同期ＣＤＭＡ用符号を用
いるための符号発生器およびＳＡＷコンボルバを用いた
相関回路を実現することにより、４相の近似同期ＣＤＭ
Ａ用符号は、位相空間で４５度回転させてディジタル回
路で直接制御可能とした。

【０１０３】また、近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いたＣ
ＤＭＡシステムの実現により、データ変調による符号の
特性劣化の対策として符号の擬周期化を行い、チャネル
間干渉のない通信を可能にすることができる。そして、
実際に擬周期系列発生器を作成し、理論と一致する特性
を得た。また、システムの性能について見積を行い、実
用上十分なセル半径約１６０ｍ、データレート４５ｋｂ
ｐｓが実現できる。特に、上り回線においては各移動局
７７間の同期制御を不要とすることができる。さらに、
多重チャネル数およびデータレートの倍増を容易にする
ことができる。

【０１０４】以上の事柄から、近似同期ＣＤＭＡ用符号
を用いたＣＤＭＡシステムは、構内ＣＤＭＡセル化技術
の現実解として十分な性能を有しており通信技術の発展
に有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトラム拡散無線通信システムで
用いられる近似同期ＣＤＭＡ用符号の直交性から、周波
数シフトによる多相周期系列の表現法を説明する図であ
る。

【図２】本発明のスペクトラム拡散無線通信システムの
有効性の検証のために実現されたＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷ
コンボルバを用いた相関システムの構造を概略的に説明
する斜視図である。

【図３】本発明の第１の実施の形態に係る、ＺｎＯ／Ｓ
ｉ型ＳＡＷコンボルバを使用して構成した相関システム
の回路構成を表すブロック図である。

【図４】（ａ）図３に示された回路構成を有する相関シ
ステムで相関処理を行なって得られたＺｎＯ／Ｓｉ型Ｓ
ＡＷコンボルバの拡散符号並びに周波数に対する特性と
して、ＳＡＷコンボルバに同一の符号が入力された場合
の特性結果を示す図である。 （ｂ）図３に示された回路構成を有する相関システムで
相関処理を行なって得られたＺｎＯ／Ｓｉ型ＳＡＷコン
ボルバの拡散符号並びに周波数に対する特性として、Ｓ
ＡＷコンボルバにプリファードペアなｍ系列が入力され
た場合の特性結果を示す図である。

【図５】本発明のスペクトラム拡散で用いられる近似同
期ＣＤＭＡ用符号を位相空間で４５度回転させ、各象限
に１つの状態が来るようにする操作を説明する図であ
る。

【図６】前記第１の実施の形態におけるＳＡＷコンボル
バを用いた相関システムの送信部の構成を表すブロック
図である。

【図７】前記第１の実施の形態におけるＳＡＷコンボル
バを用いた相関システムの受信部の構成を表すブロック
図である。

【図８】前記相関システムの相関処理において、送信部
から発生した送信信号の電力スペクトルを示す図であ
る。

【図９】（ａ）前記相関システムの処理動作実験に際し
て近似同期ＣＤＭＡ用符号の自己相関特性の理論特性を
示す図である。 （ｂ）前記相関システムの処理動作実験に際して近似同
期ＣＤＭＡ用符号の自己相関特性の実測値を示す図であ
る。

【図１０】（ａ）微小周波数変位型マルチチャネルによ
り多重化した信号の、近似同期ＣＤＭＡ用符号を拡散符
号として用いた場合の相互相関特性を示す図である。 （ｂ）微小周波数変位型マルチチャネルにより多重化し
た信号の、周期１２７のｍ系列ｍ（７，１）を拡散符号
として用いた場合の相互相関特性を示す図である。

【図１１】第２の実施の形態において、データ変調方式
としてＢＰＳＫを用い、データが”１０１０・・・”と
した場合の近似同期ＣＤＭＡ用符号の相関特性のシミュ
レーション結果を示す図である。

【図１２】前記第２の実施の形態において用いられる擬
周期系列の作成方法を説明する図である。

【図１３】前記第２の実施の形態において、Ｎ＝１２８
の近似同期ＣＤＭＡ用符号をＬ＝１５として擬周期化
し、ＢＰＳＫ変調を行なった信号と擬周期化を施さない
参照用近似同期ＣＤＭＡ用符号との相関のシミュレーシ
ョン結果のうち、希望信号の擬周期系列との相関特性を
示す図である。

【図１４】前記第２の実施の形態において、Ｎ＝１２８
の近似同期ＣＤＭＡ用符号をＬ＝１５として擬周期化
し、ＢＰＳＫ変調を行なった信号と擬周期化を施さない
参照用近似同期ＣＤＭＡ用符号との相関のシミュレーシ
ョン結果のうち、非希望信号の擬周期系列との相関特性
を示す図である。

【図１５】前記第２の実施の形態におけるＳＡＷコンボ
ルバを用いた相関システムの送信部の構成を表すブロッ
ク図である。

【図１６】前記第２の実施の形態におけるＳＡＷコンボ
ルバを用いた相関システムの受信部の構成を表すブロッ
ク図である。

【図１７】（ａ）図１５および図１６に示された通信シ
ステムを使って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ
用符号の相関特性の結果のうちデータを乗算しない符号
のみの場合の希望信号に対する相関結果の理論特性を表
す図である。 （ｂ）図１５および図１６に示された通信システムを使
って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の相
関特性の結果のうちデータを乗算しない符号のみの場合
の希望信号に対する相関結果の実測値を表す図である。

【図１８】（ａ）図１５および図１６に示された通信シ
ステムを使って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ
用符号の相関特性の結果のうちデータを乗算しない符号
のみの場合の他局信号に対する相関結果の理論特性を表
す図である。 （ｂ）図１５および図１６に示された通信システムを使
って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の相
関特性の結果のうちデータを乗算しない符号のみの場合
の他局信号に対する相関結果の実測値を表す図である。

【図１９】（ａ）図１５および図１６に示された通信シ
ステムを使って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ
用符号の相関特性の結果のうちデータを”０”、”１”
交互として変調を施した場合の希望信号に対する相関結
果の理論特性を表す図である。 （ｂ）図１５および図１６に示された通信システムを使
って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の相
関特性の結果のうちデータを”０”、”１”交互として
変調を施した場合の希望信号に対する相関結果の実測値
を表す図である。

【図２０】（ａ）図１５および図１６に示された通信シ
ステムを使って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ
用符号の相関特性の結果のうちデータを”０”、”１”
交互として変調を施した場合の他局信号に対する相関結
果の理論特性を表す図である。 （ｂ）図１５および図１６に示された通信システムを使
って得られた擬周期化した近似同期ＣＤＭＡ用符号の相
関特性の結果のうちデータを”０”、”１”交互として
変調を施した場合の他局信号に対する相関結果の実測値
を表す図である。

【図２１】本発明による近似同期ＣＤＭＡ用符号を用い
たＣＤＭＡシステム（通信形態）の一例であるセルラー
方式のＣＤＭＡシステムを概略的に示す図である。

【図２２】図２１に示すセルラー方式のＣＤＭＡシステ
ムの基地局と移動局との間における通信手順の一例を説
明するタイムチャートである。

【図２３】図２１に示すセルラー方式のＣＤＭＡシステ
ムの基地局と移動局との間における上り回線の信号につ
いてのシミュレーションで想定した通信形態を示すブロ
ック図である。

【図２４】図２１に示すセルラー方式のＣＤＭＡシステ
ムの基地局と移動局との間における上り回線の信号につ
いてのシミュレーションにおいて得られた相関結果を示
す図である。

【図２５】ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｂｉｓｉｏｎ Ｄｕ
ｐｌｅｘ）による全二重通信を行なうスペクトラム拡散
無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。

【図２６】（ａ）ｊ倍符号の擬周期系列とｊ倍符号の相
関特性を示す図である。 （ｂ）ｊ倍符号の擬周期系列と１倍符号の相関特性を示
す図である。

【図２７】近い将来実用段階に到達すると予想される近
未来の通信ネットワーク形態を示した図である。

【図２８】（ａ）本発明の前提となるスペクトラム拡散
通信方式において、送信側の制御装置が送信データに対
して一般的な変調を行なって得られた搬送信号の態様を
モデル化して表す図である。 （ｂ）前記スペクトラム拡散通信方式において、前記
（ａ）のチャネル信号Ａ、Ｂ、ＣをさらにＳＡＷコンボ
ルバ方式による拡散処理を行なって得られた２次変調信
号の態様をモデル化して表す図である。 （ｃ）前記スペクトラム拡散通信方式において、異なっ
た変調を受けた信号が混在した状態で回線上に送信され
る態様をモデル化して表す図である。

【図２９】（ａ）多元接続通信方式のうち、ＦＭ，ＡＭ
通信システムに用いられる周波数分割によるチャネル割
り当てを行なうＦＤＭＡ通信方式を説明する図である。 （ｂ）多元接続通信方式のうち、ＤＥＣＴやＰＨＳ通信
システムに用いられる拡散符号チャネルに時間スロット
を割り当て、その時間内で全帯域を使用して通信するＴ
ＤＭＡ通信方式を説明する図である。 （ｃ）多元接続通信方式のうち、ユーザ全員が同時に全
帯域と時間を使用し、高速の拡散コードによってチャネ
ル分割するＣＤＭＡ通信方式を説明する図である。

【図３０】（ａ）スペクトラム拡散通信においてＰＮコ
ードとして用いられるｍ系列の発生回路を示す図であ
る。 （ｂ）符号長１２７チップｍ系列の自己相関特性を示す
図である。 （ｃ）符号長１２７チップｍ系列の相互相関特性を示す
図である。

【図３１】（ａ）スペクトラム拡散通信においてＰＮコ
ードとして用いられるＧｏｌｄ系列の発生回路の構成を
示すブロック図である。 （ｂ）Ｇｏｌｄ系列生成の原理を説明する図である。

【図３２】スペクトラム拡散通信の受信に際して逆拡散
をディジタル処理により行なうディジタルスライディン
グ相関器の構成を示すブロック図である。

【図３３】図３２に示されたディジタルスライディング
相関器に用いられるディジタルマッチドフィルタの原理
を示す図である。

【図３４】ＳＡＷデバイスとディジタル相関器の特質お
よび検波、復調動作手順を対比して表し、ＳＡＷデバイ
スの有用性を示す図である。

【図３５】ＳＡＷコリレータとＳＡＷコンボルバの構
造、特徴および応用分野について対比させて表した図で
ある。

【符号の説明】

２０ ＳＡＷコンボルバ（ＺｎＯ／Ｓｉ型） ２７、３０ 発振器 ２８、３１ ＰＮコード供給部 ２９、３２ 乗算器 ３３ バンドパスフィルタ ３７、４４ 符号発生器 ３８、４５ キャリア信号発生器 ３９、４１、４６、４８ 乗算器 ４０、４７ 直交成分生成部 ４２、５１ 加算器 ４３、５２ アンテナ ４９、５０ ＳＡＷコンボルバ ７５ 基地局 ７６ セル ７７ 移動局 ７８ 下り回線 ７９ 上り回線

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信部と受信部とから構成され、送信部
   側でスペクトラム拡散処理を行なって送信するようにし
   たスペクトラム拡散無線通信システムにおいて、スペク
   トラム拡散処理用の符号として、 周期Ｎの周期系列（・・・，ａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ
   _N-1 ，ａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ_N-1 ，・・・）の巡回行
   列、 【数１】 をＡとし、Ｂを対角行列とした場合、 Ａ＝Ｆ^-1ＢＦ ただし、Ｆ：ＤＦＴ行列が成立する条件の下で、周期系
   列において、自己相関関数が周期の倍数以外の全ての項
   で０となる系列を直交系列とし、 同様にして、ＡおよびＣを周期系列を表す巡回行列と
   し、 Ａ＝Ｆ^-1ＢＦ および Ｃ＝Ｆ^-1ＤＦ となるような対角行列ＢおよびＤの存在の下で、Ａおよ
   びＣで表される周期系列の相互相関関数、 【数２】 で表される近似同期ＣＤＭＡ用符号を用いたことを特徴
   とするスペクトラム拡散無線通信システム。
2. 【請求項２】 送信部側でスペクトラム拡散処理を行な
   う場合のスペクトラム拡散処理用の符号として、周期３
   の直交系列（１，１，Ｗ₃ ）について、 【数３】 また、Ｆ₁₂は１２次のＤＦＴ行列。で表される近似同期
   ＣＤＭＡ用符号を用いたことを特徴とする請求項１記載
   のスペクトラム拡散無線通信システム。
3. 【請求項３】 送信部側において、さらにＳＡＷコンボ
   ルバ方式によるスペクトル拡散処理を行なって信号を拡
   散変調し、回線上に拡散変調信号を送出する一方で、受
   信端末においてＳＡＷデバイスを介してこの拡散変調信
   号を受信して復調し、データを送受信するようにしたこ
   とを特徴とする請求項１または２記載のスペクトラム拡
   散無線通信システム。