JPH10241895A - プラズマシース発生高調波をフィルタリングすることによるプラズマプロセス効率の改善 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 プラズマプロセス効率の改善に役立つＲＦプ
ラズマリアクタを提供する。 【解決手段】 本発明に係るＲＦプラズマリアクタは、
ＲＦ電力入力端子を有しプラズマ領域に面するＲＦ電力
アプリケータと、基本周波数を有しＲＦ電力出力端子を
有するＲＦ電力発生器と、ＲＦ電力発生器の出力端子と
ＲＦ電力アプリケータのＲＦ電力入力端子との間に接続
されたインピーダンス整合回路網と、インピーダンス整
合回路網とＲＦ電力アプリケータのＲＦ電力入力端子と
の間に接続された高調波インピーダンス素子とを有して
いる。インピーダンス整合回路網は、ＲＦ電力アプリケ
ータの方を向いたＲＦ電力入力端子で測定可能な負荷イ
ンピーダンスの複素共役に一般的に関係する基本周波数
でのインピーダンスを有している。高調波インピーダン
ス素子は、基本周波数の高調波周波数において、インピ
ーダンス整合回路網の高調波周波数におけるインピーダ
ンスより高いインピーダンスを有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波電源によって生
成されるプラズマ放電に適用されるとともに、高周波生
成プラズマ放電を使用するプラズマプロセスおよびプラ
ズマ装置に適用される。

【０００２】

【従来の技術】

（１）プラズマシースにおける高調波の発生 ＲＦプラズマリアクタは、電力アプリケータに結合され
た高周波（ＲＦ）電源を使用する。電力アプリケータ
は、ＲＦ電力をプラズマに主として誘導結合するコイル
又はアンテナとするか、あるいはＲＦ電力をプラズマに
主として容量結合する一つ以上の電極とするか、あるい
は両者の組合せとすることができる。

【０００３】ＲＦ電力をプラズマに容量結合するために
は、プラズマシースとの結合、またはプラズマシースを
横切る結合が必要である。プラズマシースは、電極（ま
たは被処理体）にプラズマとの境界を形成する。シース
が発生するのは、プラズマ内の電子と陽イオンとの間の
移動度の著しい相違のためであり、また電極回路中のＤ
Ｃ電流がＤＣ阻止コンデンサまたは絶縁体によって阻止
され、その電圧が負の半波整流正弦波に似ているためで
ある（図１）。これは、低周波シース（バイアス）電圧
を有する高電子密度・低電子温度のプラズマに典型的で
ある。電極にＲＦ電力を与えると、シースの厚さおよび
電圧の自己「調整」が行われて、正味ＤＣ電流が零に維
持される。全体的に電子を消失したシースは、ＲＦ電力
に対する非線形負荷である。このため、シースにＲＦ電
力を結合させると、基本ＲＦ電力周波数から高調波周波
数が発生することになる。シースにおけるこの高調波周
波数の発生は、ＲＦ電源が「クリーン」（すなわち、基
本ＲＦ周波数以外の周波数成分が含まれない状態）であ
っても起きることがあり、これにより図１の半波整流シ
ース電圧正弦波が形成される。しかし、このような高調
波の位相または振幅のひずみは、シース電圧波形にひず
みを生じさせることになる。

【０００４】一般的な高密度プラズマリアクタでは、プ
ラズマは基本的に誘導結合プラズマ電力アプリケータに
よって生成され、ＲＦバイアス電力は、バイアス電力ア
プリケータを構成する一つ以上の電極（例えば、ウェー
ハペデスタルや静電チャック）に容量結合される。通
常、誘導結合電力は、所望のバルクプラズマ特性（プラ
ズマ電子エネルギ分布、および電子とイオンの密度）を
定めるために選択され、容量結合ＲＦバイアス電力は、
処理中の被処理体に加わるイオンエネルギを定めるため
に選択される。シース特性は、プラズマ密度および電子
温度（すなわち、電子エネルギ分布）、電極に印加され
る容量結合ＲＦ電力のパワーおよび周波数、ならびに他
の要素、例えばガス混合物の組成や圧力、に依存してい
る。

【０００５】このようなリアクタにおいて、被処理体で
生じるイオンエネルギ分布がシース電圧波形の高調波成
分に密接に関係するということは、本発明の発見であ
る。被処理体シースにおけるイオンエネルギ分布は、被
処理体に対して行われるプラズマプロセスの特性を決定
する。したがって、シース電圧波形の高調波成分は、被
処理体に対して行われるプラズマプロセスの特性を決定
する、と言うことができる。例えば、アスペクト比の高
い垂直開口（例えば、開口の直径＜開口の深さの３５
％）をフルオロカーボンプラズマを使用してＳｉＯ₂膜
にエッチング形成する場合、高いレート（５０００オン
グストローム／分を超えるレート）で垂直プロファイル
を有するエッチングを行うために、比較的高いイオンエ
ネルギ（少なくとも数百ｅＶ）が必要になる。このよう
な高いイオンエネルギがないと、エッチングが停止する
ことがある。エッチングの停止は、高アスペクト比の開
口、例えば幅が高さの０．３５未満である開口、を膜に
エッチング形成するときに最も発生しやすい。

【０００６】好適なシース電圧時間領域波形（図１）が
最小限の正のＤＣオフセットを伴う負の半波整流正弦波
に全体的に似ている場合、エッチングプロセスは一般
に、エッチング停止または同様の効果を免れることを本
発明者は発見した。また、エッチング停止または同様の
効果が発生するのは、図１の波形が変化して、特定の高
調波（例えば、第２高調波や第３高調波）の位相や場合
によっては振幅が明らかに擾乱され、時間領域波形に軽
微な非半波整流正弦波ピークが生じるとき（図２）であ
ることを本発明者は発見した。これらの発見の研究中
に、本発明者は、イオンエネルギ分布が対応して変化す
ることを発見した。図１の「正常」なシース電圧波形
は、図３に示される「単一主要モード」イオンエネルギ
分布と一致する。この図３には、シース電圧波形のピー
クと一致するエネルギに単一の主要ピーク（図３の
“Ａ”）が存在するとともに、ゼロエネルギ付近に非常
に細い第２ピーク（図３の“Ｂ”）が存在する。「擾
乱」シース電圧波形は、図４に示される「二重モード」
イオンエネルギ分布と一致する。この図４には、二つの
主要ピーク（“Ｃ”および“Ｄ”）が存在する。図２の
「擾乱」シース電圧時間領域波形および「二重主要モー
ド」イオンエネルギ分布は常に互いを伴って発生し、上
述のエッチング停止効果と同時に発生するものと思われ
る。図１の正常波形と図２の「擾乱」波形との間の相違
は、被処理体表面におけるプラズマシースとＲＦ信号と
の非線形相互作用の相違、特にシース電圧の特定の高調
波の位相や場合によっては振幅の相違、に起因するもの
と考えられる。

【０００７】図２の「擾乱」シース電圧波形に対応する
図４の「二重モード」イオンエネルギ分布はイオン束の
一部が低エネルギ領域（図４の低い方のエネルギピー
ク）の方にそれたことを示すものと考えられるので、高
エネルギ領域（図４の高い方のエネルギピーク）で利用
可能なイオン束は低エネルギ領域ほど多くない。これ
は、「擾乱」波形とともに生じる低いエッチング性能を
説明できる場合がある。

【０００８】本発明者の知見によれば、図２に示される
半波整流正弦波形のひずみの一つの原因は、基本周波数
では整合回路により良好な整合または共役インピーダン
スが得られるが、第２高調波および第３高調波では十分
なインピーダンスが得られないことであると思われる。
したがって、これらの高調波周波数では、整合回路のイ
ンピーダンスがプラズマシースのインピーダンスより低
くなる場合があるので、プラズマシース内の電流の高調
波成分は、プラズマシース内の自己調整状態が安定して
高調波成分に対抗できるようになる前に、各ＲＦサイク
ル中に急速に蓄積される。これがプラズマプロセス特性
の低下（エッチング停止など）の原因につながるのは、
おそらく、ウェーハ上でプラズマシースを通過するイオ
ンを加速してウェーハ表面のイオン衝撃エネルギを調節
するために利用できるもの以上のバイアス電力が、こう
してバルクプラズマに結合されるためである。

【０００９】さらに、ＲＦ電源系統回路がシース電圧波
形の高調波成分に影響を及ぼす可能性があることを本発
明者は発見した。整合回路や、相互接続電力伝送線路
や、電極構造、チャンバおよび大地帰路からなる分布回
路は全て、電極シースにおける高調波の発生に影響を及
ぼす可能性があり、これらがシース電圧時間領域波形お
よびイオンエネルギ分布を擾乱し、図２の「擾乱」シー
ス電圧波形を生じさせる。

【００１０】プラズマシースでの高調波の発生がチャン
バハードウェアの違いに対して示すこの応答性は、実際
的な問題を引き起こす。すなわち、同一設計の異なるチ
ャンバのシース電圧波形が、同一モデルのチャンバ間に
存在する小さな製造上の差異のために大きく異なること
がある。このため、所定の一組のプロセス条件に対し、
所定の設計の一つのチャンバは図１のシース波形を示
し、別のチャンバは図２のシース波形を示すことがあ
る。このため、このような応答性を緩和または除去する
ことが強く必要とされている。

【００１１】上述した本発明者の発見を鑑みると、プラ
ズマシースにおける高調波の発生を何らかの方法で制御
することによって、プラズマ処理に好ましい影響を及ぼ
すことができるようになると考えられる。しかし、シー
スにおける高調波の発生がプラズマシース特性だけの関
数ではなく、ＲＦ整合回路や相互接続電力伝送線路やチ
ャンバ電極、壁、大地帰路等からなる分布回路の関数で
もあるという事実のために問題は複雑になる。周波数同
調を使用する整合回路の場合、周波数同調サーボが負荷
インピーダンスの変化に応答して基本周波数を変化させ
ると、シースで発生する高調波の周波数も変化するの
で、問題はさらに複雑になる。例えば、基本周波数の同
調範囲は、１．５ＭＨｚから１．９ＭＨｚまで拡大する
ことがある。

【００１２】ＲＦ整合回路は、被処理体に印加されるＲ
Ｆ信号の基本周波数でプラズマ負荷インピーダンスに共
役インピーダンスを付与する。一つの問題は、ＲＦ整合
回路が、一定範囲のプラズマ負荷インピーダンスにわた
って特定の基本ＲＦ周波数で整合を行わなければならな
いことである。ＲＦ整合回路は、理想的な負荷条件のも
とでこの範囲が最適であり、処理中に発生することが予
想されるプラズマ負荷インピーダンスの範囲全体をこの
範囲が網羅するように設計される。しかし、プラズマシ
ースと被処理体に加わるＲＦ信号との間の相互作用によ
り、インピーダンス整合回路の有効インピーダンス範囲
は縮小する傾向にある。これは、本発明者が発見したよ
うに、インピーダンス整合回路が第２および第３高調波
では共役インピーダンスを必ずしも付与せず、これらの
高調波では一般に比較的低いインピーダンスを構成し、
上述のような問題のある異常を発生させるためである。
このことを理解せずにこれらの条件下で整合回路の性能
を最適化しようとする回路設計者は、本来達成できるは
ずの整合回路のインピーダンス範囲を知らずに犠牲にす
るような整合回路設計の選択をはからずも強いられてき
た。このように、整合回路のインピーダンス整合範囲
は、プラズマシースにおける高調波周波数の発生によっ
て影響を受ける（あるいは、高調波周波数の発生に結び
つけられる）。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、整合
回路や、相互接続電力伝送線路や、電極構造、チャン
バ、大地帰路および同様の素子からなる分布回路から、
電極シースにおける高調波周波数発生との結びつきを低
減することである。

【００１４】これに関連する目的は、高調波周波数の整
合回路、相互接続電力伝送線路、電極構造、チャンバ、
大地帰路および同様の要素からなる分布回路からプラズ
マ電極シースを分離することである。

【００１５】本発明の別の目的は、電極シースにおける
高調波周波数の発生から整合回路の整合範囲との結びつ
きを低減することである。

【００１６】これに関連する目的は、電極シースにおけ
る高調波周波数発生から、周波数同調システムを用いる
整合回路の整合範囲との結びつきを低減することであ
る。

【００１７】別の関連する目的は、電極シースにおける
高調波周波数発生から、周波数同調およびパラメタ（供
給電力、供給電圧、供給電流、またはｄｉ／ｄｔなど）
のサーボ制御を使用する整合回路の整合範囲との結びつ
きを低減することである。

【００１８】本発明は、電極シースにおける高調波周波
数発生を制御することも目的としている。

【００１９】これに関連する目的は、電極シースにおけ
るイオンエネルギ分布を制御することである。

【００２０】また、本発明は、高調波周波数の電極シー
スを分離し、ＲＦバイアス電源インピーダンスを電極シ
ース負荷インピーダンスに整合させる装置を組み込むこ
とも目的としている。

【００２１】これに関連する目的は、高調波周波数の電
極シースを分離し、周波数同調を使用してＲＦバイアス
電源インピーダンスを電極シースインピーダンスに整合
させる装置を組み込むことである。

【００２２】別の関連する目的は、高調波周波数の電極
シースを分離し、周波数同調と供給電力、供給電圧、供
給電流、ｄｉ／ｄｔ等のパラメタのサーボ制御とを使用
してＲＦバイアス電源インピーダンスを電極シースイン
ピーダンスに整合させる装置を組み込むことである。

【００２３】（２）周波数同調およびパラメタサーボ制
御の背景 半導体ウェーハの処理に使用されるタイプのＲＦプラズ
マリアクタは、真空チャンバ内にプラズマを維持するた
めに大量のＲＦ電力を必要とする。通常は、数メガヘル
ツのオーダのＲＦ周波数で１０００Ｗのオーダの電力を
必要とする。高密度のプラズマを維持するため、ＲＦ電
力は、上部に位置するコイルアンテナによりチャンバ内
に最適に誘導結合され、処理される半導体ウェーハに加
わる電圧を制御することによってプラズマイオンエネル
ギを制御することができる。通常、ＲＦ信号源は、リア
クタンスが実質的に存在せず出力インピーダンスが５０
ΩのＲＦ発生器である。プラズマ負荷コイルアンテナに
よって与えられる入力インピーダンスは、通常５０Ωで
なく、また実質的なリアクタンスを有しているので、実
質的なインピーダンス不整合が存在する。例えば、コイ
ルアンテナの長さは、通常、ＲＦ信号の４分の１波長よ
りもかなり短いので、コイルアンテナが提供するインピ
ーダンスは、ＲＦ発生器（通常５０Ω）よりもかなり小
さな実部を有し、かつ非常に高い誘導リアクタンスを有
する。こうした不整合のためＲＦ電力がプラズマに供給
されずにＲＦ発生器への反射に浪費されるので、プラズ
マに供給されるＲＦ電力の量を制御することは困難であ
る。この結果、プロセス制御が困難になる。この問題の
一つの解決策は、ＲＦ電圧と電流との間のゼロ位相角が
維持されるように、集中リアクタンス素子を持つ固定Ｒ
Ｆ整合回路を設けることである。更にまた、オプション
として変圧器を使用することにより、出力及び入力イン
ピーダンスの大きさの間に整合を設けることができる。

【００２４】このような固定整合回路の問題点は、リア
クタチャンバ内部のプロセス状態の変化に伴ってプラズ
マ負荷コイルアンテナの入力インピーダンスが変化する
ことである。したがって、プラズマの状態の変化がプラ
ズマ負荷アンテナのインピーダンスを変化させると、整
合回路はその機能を果たすことができなくなり、プラズ
マに供給されるＲＦ電力が低下する。供給ＲＦ電力のこ
うした低下は、通常、ウェーハのプラズマプロセスをゆ
がめることになり、多くの場合、許容することができな
い。したがって、最善の技術的解決策は、アンテナのプ
ラズマ負荷インピーダンスの変化に応答してインピーダ
ンス整合を調整するＲＦインピーダンス整合装置を設け
ることである。

【００２５】こうした可変ＲＦインピーダンス整合回路
を有する従来のプラズマリアクタを図５Ａに示す。この
プラズマリアクタは、ポンプ１０５によって真空排気さ
れるリアクタチャンバ１００と、ウェーハ１１５を載置
できるウェーハ支持ペデスタル１１０と、オーバヘッド
コイルアンテナ１２０と、プロセスガス供給源１３０に
結合されたチャンバ内へのガス入口１２５と、を含む。
ＲＦプラズマソース信号発生器１４０は、ＲＦインピー
ダンス整合箱１５０を介して接続され、ＲＦバイアス信
号発生器１６０は、別のＲＦインピーダンス整合箱１７
０を介してウェーハペデスタル１１０に接続されてい
る。プラズマソース信号発生器１４０によって印加され
る電力は、チャンバ１００内のプラズマのイオン密度を
制御し、バイアス信号発生器１６０によって印加される
電力は、ウェーハ１１５付近のプラズマイオンエネルギ
を制御する。場合によっては、コイル１２０の両端を、
図５Ａに破線で示すそれぞれのコンデンサを介してグラ
ウンドに接続することもできる。

【００２６】ＲＦインピーダンス整合箱１５０及び１７
０は一般に同一であるので、ＲＦインピーダンス整合箱
１５０に関して説明を行う。インピーダンス整合は、直
列インダクタ１９０の両側に位置する一対の並列コンデ
ンサ１８０、１８５（これらは実際にはコンデンサ回路
である）から成る従来の「パイ形回路網（pi-networ
k）」によって達成される。コンデンサ回路１８０、１
８５は、インピーダンス整合制御器２００によって制御
される。制御器２００は、従来の方向性結合器２１０を
介してＲＦ入力１５０ａにおける順電圧、逆電圧および
電流／電圧位相角を監視し、これら３つのパラメタか
ら、回路網モデル２２０を使用して各可変コンデンサ回
路１８０、１８５の静電容量の補正値を計算する。制御
器２００は、その制御出力２００ａ、２００ｂで可変コ
ンデンサ１８０、１８５に制御信号を出し、それぞれの
容量値に必要な補正を実行する。可変コンデンサ１８
０、１８５の各々は、機械可変コンデンサまたは図に示
すような電気可変コンデンサ回路のどちらでもよいが、
後者を選択する方が望ましい。図５Ａは後者の場合の一
例を示しており、ここで各可変コンデンサ回路１８０、
１８５は、固定コンデンサ２４０に並列に接続された電
気可変インダクタ２３０から構成されている。この可変
インダクタ２３０は、一次巻線２３２と、透磁性磁心２
３４と、可変電流源２３８に接続された小型制御巻線２
３６と、からなる可飽和リアクトルである。制御出力２
００ａ、２００ｂのうちの対応する一つは、電流源２３
８の入力に接続されている。制御器２００は、制御巻線
２３６を流れる直流電流または低周波電流を増大させる
ことによって、可変コンデンサ１８０の容量を低減する
ことができる。この結果、（磁心の磁区が一次巻線２３
２の磁界の変動に追従することを抑制することにより）
磁心２３０の透磁率が低下し、したがって一次巻線２３
２によって与えられるインダクタンスが低下し、これに
より固定コンデンサ１８０によって与えられる容量性リ
アクタンスの誘導性リアクタンスに対する優位性が低下
する。こうした変化は、可変コンデンサ１８０の容量の
効率の良い低下を表す。逆のプロセスでは、容量が増加
することになる。

【００２７】このような装置の一つの欠点は、順電圧お
よび反射電圧ならびにそれらの間の位相の測定、または
電流および電圧ならびにそれらの間の位相の測定が必要
なことである。別の欠点は、装置がかさばり、しかも高
価なことである。さらに別の重要な欠点は、負荷インピ
ーダンスの変化に伴って変化するヒステリシス損失が各
磁心２３４に存在することである。図５Ｂに示されるよ
うに、（制御巻線２３６から）加えられる磁界Ｈが増加
し、次いで減少すると、磁心磁区の極性を固定する誘導
磁界Ｂが異なる率で変化するので、誘導磁界の各サイク
ルごとにエネルギの実損が生じる。図５Ｃを参照する
と、整合回路網の複素インピーダンス平面は、同調空間
３００を含んでいる。この同調空間３００内では、イン
ピーダンス整合制御器によってインピーダンス整合の問
題に理論的に完全な解決法がもたらされる。信号発生器
の出力インピーダンスが純抵抗性の５０Ωであると仮定
すると、制御器２００が制御巻線２３６を流れる制御電
流をより高い電流に指示する場合、パイ形回路網１８
０、１８５、１９０によって与えられるインピーダンス
は、制御空間の領域３１０内のより低いインピーダンス
に移行する。この場合、磁心２３４は、図５Ｂのヒステ
リシスループの原点付近で変動し、損失はわずかであ
る。一方、制御器２００がより低い制御電流を指示する
と、その結果生じるインピーダンスは制御平面内のより
高い抵抗の領域３２０内で発見される可能性があり、磁
心２３４の変動は、図５Ｂのヒステリシスループの外端
に達することがある。この場合、磁心２３４内の損失は
非常に高くなる。したがって、コイルアンテナ１２０の
プラズマ負荷インピーダンスが変化すると、コイルアン
テナ１２０に供給される電力は必然的に変化することに
なり、大きな欠点となる。

【００２８】上記以外にも様々なインピーダンス整合技
術が知られている。例えば、可飽和リアクトル磁心中の
負荷依存性損失の問題を回避するために、可飽和リアク
トルの代わりに機械可変コンデンサを用いてもよい。し
かし、こうした機械的に同調可能な装置は、比較的遅
く、また機械的に故障することがある。周波数同調は、
ＲＦ発生器の周波数をプラズマ負荷アンテナの共振周波
数に追従するように変化させる技術である。この技術の
主要な欠点は、負荷インピーダンスをリアクタンスがほ
とんど無い状態に維持する際には成功するが、インピー
ダンスの大きさの不整合のために、ＲＦ発生器の周波数
が変化すると供給ＲＦ電力も変動することである。別の
技術としては、供給される電力の量を監視し、供給電力
がほぼ一定レベルに維持されるように必要に応じてＲＦ
発生器電力を変化させる負荷電力サーボ制御がある。こ
の技術の欠点は、ＲＦ電力生成システムに課せられる電
力および熱放散の要件が大幅に拡大され、結果的に費用
および大きさが増大することである。別の欠点は、電力
の測定が必要となることである。電力の測定には、電
圧、電流、およびそれらの間の位相の測定が必要にな
る。供給電力サーボ制御技術は、周波数サーボ制御技術
に付随する幾つかの利点と組み合わせることができる。

【００２９】上記の従来技術の全てに内在するより基本
的な問題点は、これらの制御パラメタ（例えば共振周波
数、供給電力等）が、ＲＦ発生器が接続される対象物
（オーバヘッドコイルアンテナ、電極、またはウェーハ
ペデスタルのいずれか）によって制御されるプラズマの
特性に直接影響を及ぼすパラメタではない、ということ
である。具体的には、プラズマ密度を主に制御するのは
コイルアンテナ中の電流の時間変化率であり、またウェ
ーハにおけるイオンエネルギを主に制御するのはウェー
ハペデスタルに印加されるバイアス電圧である。したが
って、上記の従来技術は、均一または一定のプロセスプ
ロファイルを間接的に維持するにすぎない、という欠点
がある。

【００３０】本発明の目的は、上記の問題点を回避しな
がら、ＲＦ発生器出力をプラズマ負荷コイルアンテナ入
力（負荷）に同調させることである。具体的に述べる
と、回避すべき問題点は、機械的に調整可能なリアクタ
ンス素子（機械的故障を起こしやすい）、負荷に依存す
る効率の変動、可飽和リアクトルなどのかさばる磁気要
素、負荷インピーダンスの変化に伴う供給電力の変動、
３つのパラメタ（例えば、順電圧、逆電圧、及び位相、
並びに／又は電流、電圧、及び位相）を測定する必要性
などである。

【００３１】本発明の別の目的は、ウェーハ表面におけ
るプラズマイオン密度やウェーハ表面におけるプラズマ
イオンエネルギを含む最も重要なプラズマ特性を直接制
御するパラメタに関して上記の同調機能を提供すること
である。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明は、リアクタのチ
ャンバ内のプラズマ領域で被処理体を処理するＲＦプラ
ズマリアクタに具体化される。このリアクタは、ＲＦ電
力入力端子を有しプラズマ領域に面するＲＦ電力アプリ
ケータと、基本周波数を有しＲＦ電力出力端子を有する
ＲＦ電力発生器と、ＲＦ発生器出力端子とＲＦ電力アプ
リケータのＲＦ電力入力端子との間に接続されたインピ
ーダンス整合回路網と、インピーダンス整合回路網とＲ
Ｆ電力アプリケータのＲＦ電力入力端子との間に接続さ
れた高調波インピーダンス素子と、を含んでいる。イン
ピーダンス整合回路網は、接続された他のリアクタンス
部品との組合せが負荷インピーダンス複素共役に少なく
ともほぼ近似するインピーダンスを与えるという点で、
ＲＦ電力アプリケータの方を向いたＲＦ電力入力端子で
測定可能な負荷インピーダンスの複素共役に一般的に関
連する出力インピーダンスを基本周波数において有して
いる。また、高調波インピーダンス素子は、基本周波数
の高調波周波数において、インピーダンス整合回路網の
高調波周波数におけるインピーダンスよりも高いインピ
ーダンスを有しており、これにより、電極付近のプラズ
マシース中に発生する高調波周波数をインピーダンス整
合回路網から分離する。

【００３３】ＲＦ電力アプリケータはチャンバ内の被処
理体支持具を含んでいてもよく、これにより、ＲＦ電力
アプリケータは容量結合され、プラズマシースは被処理
体の上に位置することになる。この場合、リアクタは、
ＲＦプラズマソース電力を受け取る誘導電力アプリケー
タを更に含んでいてもよく、ここで、被処理体支持具を
含む容量結合ＲＦ電力アプリケータに接続されたＲＦ電
力出力は、プラズマバイアス電力を形成する。

【００３４】高調波インピーダンス素子のインピーダン
スは、高調波周波数付近で少なくとも一つのピーク値を
有していてもよいし、あるいは高調波周波数の範囲全体
にわたってピーク値を有していてもよい。高調波周波数
の範囲は、基本周波数の第２および第３高調波を含んで
いてもよい。この他に、高調波インピーダンス素子のイ
ンピーダンスは、基本周波数の個々の高調波周波数付近
に対応するピーク値を有していてもよい。

【００３５】本発明の実施によれば、高調波周波数付近
における高調波インピーダンス素子のインピーダンスが
主としてリアクタンス性であり、高調波周波数付近で少
なくとも±９０°に近い位相角を有していることが好ま
しい。ある態様では、高調波周波数付近における高調波
インピーダンス素子のインピーダンスは主として誘導性
であり、＋９０°に近い位相角を有している。

【００３６】基本周波数は、低周波数範囲内にあること
が望ましい。この低周波数範囲内では、プラズマ中のイ
オンは、被処理体付近のプラズマシース中におけるＲＦ
場の周期動作に実質的に追従することができ、誘導結合
されたソース電力がチャンバ内に高イオン密度のプラズ
マを形成する。低周波数範囲の上限は、シースの厚さ
（すなわち、電子密度および電子温度）およびプラズマ
イオンの質量に依存するので、低周波数範囲の上限は、
これらのパラメタと共に、２ＭＨｚのオーダの低周波数
から２０ＭＨｚのオーダまで変化しうる。

【００３７】インピーダンス整合回路網は、固定値を有
するリアクタンス部品を含んでいてもよく、ＲＦ発生器
は、インピーダンス整合を維持する新規の周波数サーボ
ループを含んでいてもよい。この他に、インピーダンス
整合回路網は、少なくとも一つは可変である複数のリア
クタンス部品を含んでいてもよく、ＲＦ発生器は、この
可変リアクタンス部品を変化させてインピーダンス整合
を維持する従来のサーボループを含んでいてもよい。

【００３８】

【発明の実施の形態】

序論 本発明では、チャンバと整合回路網（または「整合回
路」）との間に高調波インピーダンス素子を設けて、シ
ース電圧および電流の高調波成分（例えば第２および第
３高調波）に特定のインピーダンスを与える一方で、基
本周波数ではインピーダンス整合回路と協同して所望の
インピーダンス整合を達成することにより、シース電圧
波形のひずみを防止する。高調波インピーダンス素子の
インピーダンス位相およびインピーダンス大きさは、整
合回路によって与えられる基本周波数でのインピーダン
ス整合に顕著な影響を与えることなく、プラズマシース
内で発生する高調波の各々（または少なくとも第２高調
波もしくは第２および第３高調波）の位相（および場合
によっては振幅）が、図１の「正常な」半波整流正弦波
シース電圧波形を形成するために必要なものに少なくと
もほぼ近い値に調整されるように選択される。本発明の
多くの実施形態では、この選択は主として、所望の高調
波（例えば、第２高調波または第２および第３高調波）
に対するインピーダンスであって整合回路に与えられる
インピーダンスよりも相当に大きいインピーダンスを高
調波インピーダンス素子に与えることによって達成され
る。

【００３９】さらに強力で、したがってより高価な別の
実施形態では、性能の正確な最適化を達成するために、
複数の高調波インピーダンス素子の各々が、ＲＦ信号の
多数の高調波（例えば、最高２０までの高調波）の各々
に特定のインピーダンス大きさおよびインピーダンス位
相を付与することができる。この実施形態は、被処理体
にエッチング形成される穴のアスペクト比が設計要件の
変更によって増大する場合に特に有利である。

【００４０】より高次の高調波（例えば、第２および／
または第３高調波）では、高調波インピーダンス素子の
インピーダンスは、上述の通り、整合回路のインピーダ
ンスより高いことが望ましい。これにより、整合回路
は、プラズマシースで生成される高調波から分離され
る。この結果、整合回路設計は、高調波周波数における
振る舞いに関係なく、基本周波数においてより広範囲の
プラズマ負荷インピーダンスに整合するように最適化さ
れる。

【００４１】本発明の好適な実施形態では、高調波イン
ピーダンス素子は主として誘導性である。これにより、
正常な、あるいはクリーンな半波整流シース電圧正弦波
形を生成するために必要な位相応答が第２高調波で（同
様に第３高調波についても）得られる。さらに、好適な
実施形態では、第２および第３高調波におけるインピー
ダンスの大きさは比較的高く、通常は５０Ω以上であ
る。好適な実施形態では、第２高調波（および／または
第３高調波）において誘導性インピーダンスを使用する
が、いずれにせよ、ＲＦバイアス発生器の出力インピー
ダンスが大きな実成分を有しているのに対し、チャンバ
負荷インピーダンスは実成分が小さく、ほぼ純粋にリア
クタンス性であり、＋９０°または−９０°のいずれか
のインピーダンス位相角を有していることに留意すべき
である。このように、いずれの場合も、高調波インピー
ダンス素子は、適切に容量性または誘導性のいずれかと
なる。チャンバ／プラズマ／シースの負荷インピーダン
スは主として容量性であるので、高調波インピーダンス
素子は誘導性の方が望ましい。

【００４２】整合回路および高調波インピーダンス素子
を含むシステムを設計する場合、整合回路部品値は、基
本ＲＦ周波数でインピーダンス整合が達成されるよう
に、高調波インピーダンス素子の挿入インピーダンスを
考慮に入れて選択される。この整合は、処理中における
プラズマまたはプラズマチャンバの負荷インピーダンス
の予想される変動を包含するインピーダンス範囲にわた
って反射ＲＦ電圧および電流が２０％未満、好ましくは
１０％未満に制限されるように、十分に密接である。高
調波インピーダンス素子の部品値は、第２高調波周波数
の一定範囲にわたって高い誘導性インピーダンスが得ら
れるように選択される。プラズマチャンバ負荷インピー
ダンスの変動に追従するように基本周波数を変化させる
ＲＦ同調方法を整合回路が使用する場合には、この範囲
は大きくなる。

【００４３】プラズマシース生成高調波周波数成分から
整合回路を分離するために、インピーダンス整合回路と
チャンバとの間に高調波インピーダンス素子を設けるこ
とが望ましい。

【００４４】被処理体を静電チャック上に支持する一つ
の実施形態では、ＤＣ電圧源の出力を整合回路出力と静
電チャックとの間に接続する通常の手法とは対照的に、
静電チャックを駆動するＤＣ電圧源は、バイアスＲＦ発
生器の出力と整合回路の入力との間に接続された出力を
有している。この実施形態では、通常の阻止コンデンサ
と並列にインダクタを設け、このインダクタを介してチ
ャックにＤＣ電圧を印加できるようにする。

【００４５】整合回路および高調波インピーダンス素子
の所与の回路配置に関して、ＭａｔｈＣａｄなどのコン
ピュータソフトウェアプログラムは、各高調波または少
なくとも第２高調波に大きな誘導性インピーダンス（例
えば、通常は５０Ωより大きいインピーダンス）を付与
するなどの特定の制約条件を前提として、第２および第
３高調波の所与の周波数または周波数範囲に対して最適
な部品値を計算することができる。本明細書に含まれる
開示内容に照らせば容易に分かるように、このような計
算は、基本周波数における高調波インピーダンス素子の
挿入インピーダンスや、様々な接続ケーブルの長さや、
各リアクタンス素子の特性インピーダンスを考慮してい
る。

【００４６】より強力な実施形態では、高調波インピー
ダンス素子の数（あるいは、これと等価なものとして、
一つの高調波インピーダンス素子中における回路素子の
数）を増やすことによって、高次までの高調波の各々を
個々の高調波の各々に最適なインピーダンスを与えるこ
とによって個別にフィルタリングできるように、より多
くの自由度を上記の計算に与えることができる。

【００４７】プラズマシース高調波を分離するプラズマ
リアクタ 図６を参照すると、プラズマリアクタは、チャンバの天
井１４の下に位置するプラズマ領域１２であってチャン
バの円筒形側壁１６に包囲されたプラズマ領域１２を画
成するチャンバ１０を有している。被処理体１８（通常
は半導体ウェーハ）は、ウェーハペデスタル２０上に支
持されている。このウェーハペデスタルは、この技術分
野で周知のタイプの静電チャックとすることができる。
チャンバ１０の内部は、ターボポンプ（図示せず）によ
り排気穴２２を通じて適切な真空に排気される。

【００４８】プラズマソース電力は、ＲＦ発生器２８の
二つの独立したＲＦ電力発生器出力２４、２６を介し
て、天井１４の上に位置する対応する内側および外側コ
イルインダクタ３０、３２に印加される。また、プラズ
マバイアス電力は、発生器２８の別の独立ＲＦ電力発生
器出力３４を介してウェーハペデスタルに印加される。
好適な実施形態では、ＲＦ発生器２８は、本明細書で詳
細に後述する周波数同調方法および関連パラメタサーボ
制御方法を使用するインピーダンス整合制御システムを
内部に含んでいる。この場合、各発生器出力２４、２
６、３４に対応する固定整合回路網が存在する。

【００４９】具体的には、発生器バイアス出力３４は、
固定整合回路網（または「整合回路」）３６に接続され
ている。この固定整合回路網は、並列コンデンサＣ1お
よびＣ2が両側に配置された直列インダクタＬ1から成る
パイ形回路網を構成している。発生器出力２４の固定整
合回路網は、内側コイルインダクタ３０の入力および出
力にそれぞれ接続された対応する並列および直列コンデ
ンサＣ3、Ｃ4から構成されている。発生器出力２６の固
定整合回路網は、外側コイルインダクタ３２の入力およ
び出力にそれぞれ接続された対応する並列および直列コ
ンデンサＣ5、Ｃ6から構成されている。しかしながら、
本発明は、周波数同調方法および／または関連パラメタ
サーボ制御方法を用いるインピーダンス整合回路の使用
に限定されるわけではない。実際、本発明は、任意の種
類のインピーダンス整合回路を使用する場合にも、一般
的に適用可能である。例えば、インピーダンス整合回路
網３６は「固定形」とする代わりに可変形としてもよ
く、ＲＦ発生器２８中の従来のインピーダンス整合制御
器は、プラズマチャンバ負荷インピーダンスの変動に追
従するように整合回路網３６（例えば、コンデンサＣ1
またはＣ2）中の一つの部品のリアクタンスを変化させ
ることによって動作する。

【００５０】整合回路網３６間の直列出力コンデンサＣ
outは、高調波インピーダンス素子４２の機能を拡張
し、この分析では高調波インピーダンス素子の一部と考
えることができる。高調波インピーダンス素子４２（Ｃ
fおよびＬf）は、ＲＦ発生器出力３４からの基本ＲＦ周
波数の第３高調波付近の共振周波数を持つ並列共振タン
ク回路である。基本周波数では、この回路は誘導性であ
り、チャンバの負荷インピーダンスより高いインピーダ
ンスを有している。基本周波数でチャンバ負荷インピー
ダンスを整合させるためには、整合インピーダンスを低
減しなければならない。この目的のために、コンデンサ
Ｃoutは、高調波インピーダンス素子４２と直列に接続
され、基本ＲＦ周波数範囲（例えば１．５〜１．９ＭＨ
ｚ）で、回路網全体の整合インピーダンスを全体として
（すなわち、固定回路網３６および高調波インピーダン
ス素子４２を含む全整合成分を）実質的に低減する。こ
れは、コンデンサＣoutと高調波インピーダンス素子４
２の誘導タンク回路とが、基本ＲＦ周波数範囲以下の共
振周波数を持つ直列共振回路を形成するからである。固
定整合回路網３６（パイ形回路網）、固定高調波インピ
ーダンス素子４２と直列コンデンサＣoutとの組合せに
より、特定のプロセス条件下における低い大きさ（例え
ば１０Ω）から別のプロセス条件下における高い大きさ
（例えば１８０Ω）まで変化する複素（実および虚）チ
ャンバ負荷インピーダンスとの整合が可能になり、同時
にＲＦ基本周波数の第２および第３（並びにより高次
の）高調波に高いインピーダンス大きさを付与すること
が可能になる。これは重要な利点である。というのも、
一つのリアクタを使用することで、異なる複素チャンバ
負荷インピーダンスを有する異なるプロセス、例えば、
一つの複素チャンバ負荷インピーダンスで特徴付けられ
るエッチングプロセスと別の複素チャンバ負荷インピー
ダンスで特徴付けられる（生産ウェーハをペデスタル２
０に載置したままの）チャンバ清浄動作、を実行するこ
とができるからである。このエッチングプロセスは、一
般に、エッチャントおよびポリマ前駆ガス（例えば、フ
ルオロハイドロカーボン）を使用して実行され、チャン
バ清浄動作は、一般に、酸素ガスを使用して実行され
る。

【００５１】複素チャンバ負荷インピーダンスの大きさ
は、プラズマソース電力レベル、プラズマバイアス電力
レベル、チャンバ圧力、ガスの組成、プラズマソース電
力発生器の周波数、プラズマバイアス電力発生器の周波
数を含む幾つかのパラメタの関数である。ウェーハペデ
スタル電極におけるチャンバ負荷インピーダンスの大き
さは、プラズマバイアス電力レベルと共に増加し、プラ
ズマソース電力レベルと共に減少する。上記パラメタの
各々が異なる値でも同じチャンバが動作可能なので、そ
のチャンバ負荷インピーダンスの範囲は、本明細書で後
で説明する図８のグラフに示される複素平面において大
きな空間に広がることができる。

【００５２】Ｃoutが高調波インピーダンス素子とウェ
ーハペデスタルとの間に直列に接続されているので、別
の電流路を設けなければ、ＤＣ電流をペデスタルに流す
ことはできない。ウェーハペデスタル２０がこの技術で
周知の種類の静電チャックであって、生産ウェーハのペ
デスタル２０上へのローディングおよびアンローディン
グを制御するために充電および放電用ＤＣ電流の供与を
必要している場合には、このようなＤＣ電流が必要にな
る。このために、一般的に、静電チャックまたはペデス
タル２０にＤＣ制御電圧を供給する静電チャック（ＥＳ
Ｃ）駆動装置３８は、コンデンサＣoutとＥＳＣペデス
タル２０との間に接続された出力を有している。しかし
ながら、本発明の好適な実施形態では、ＥＳＣ駆動装置
３８は、発生器出力３４と固定整合回路網３６との間に
接続された出力を有している。発生器出力３４とＥＳＣ
駆動装置３８の出力との間に直列に接続されたコンデン
サＣgenは、ＥＳＣ出力３８から発生器２８へＤＣ電流
が流れるのを防止する。出力コンデンサＣoutと並列の
チョークインダクタＬchは、ＥＳＣ駆動装置３８からＥ
ＳＣペデスタル２０にＤＣ電流が流れることを可能にす
る。チョークインダクタＬchの誘導性リアクタンスは十
分に高いので、バイアス電力発生器の基本周波数および
高調波周波数においてＤＣ電流はそこを流れることがで
きるが、ＲＦ電流は事実上流れることができない。この
構成の利点は、ＲＦ発生器２８とＥＳＣ駆動装置３８と
を一体化できるということである。

【００５３】高調波インピーダンス素子 プラズマシース発生高調波から固定整合回路網３６を分
離することは、本発明に従って、固定インピーダンス整
合回路網３６の出力に位置する高調波インピーダンス素
子４２によって達成される。上述の通り、高調波インピ
ーダンス素子４２は、プラズマシースで発生した高調波
に、整合回路網３６から付与されるインピーダンスより
高いインピーダンスを付与する必要がある。図６の実施
形態では、高調波インピーダンス素子４２は、並列フィ
ルタコンデンサＣfおよび並列フィルタインダクタＬfか
ら構成されている。固定インピーダンス整合回路網３６
は、この回路網に接続されたインピーダンス（高調波イ
ンピーダンス素子４２の挿入インピーダンスを含む）と
協同して、発生器２８の基本ＲＦ周波数においてウェー
ハペデスタル２０における入力プラズマチャンバインピ
ーダンスの複素共役とほぼ等しい出力インピーダンスを
与える。高調波インピーダンス素子４２は、基本周波数
の様々な高調波においてプラズマチャンバの負荷インピ
ーダンスよりも一般に高いインピーダンスを与える。一
般に、これらの高調波では、高調波インピーダンス素子
４２は、整合回路網３６よりも大きなインピーダンスを
持っている。

【００５４】チャンバ負荷インピーダンスの予想範囲 典型的なＲＦプラズマリアクタチャンバの負荷インピー
ダンスの範囲は、チャンバを使用するために意図された
一連の様々なプロセス条件（すなわち、種々の圧力、ガ
ス流量およびガスの種類、ＲＦ電力レベル、ＲＦ周波
数、並びにチャンバ圧力）の各々について、ウェーハペ
デスタル２０へのケーブル５４の接続部における負荷イ
ンピーダンスを測定することによって求められた。この
一連の測定の結果は、実インピーダンス成分および虚イ
ンピーダンス成分（横軸および縦軸）からなる複素平面
内の点として図７に示されている。これらの点は、測定
されたインピーダンス値の２次元空間を記述する。イン
ピーダンス整合回路網は、反射電力が全電力の特定の最
大比率（例えば、３０％〜５０％、望ましくは２０％、
さらに望ましくは４％）に制限されるように、チャンバ
負荷インピーダンスの複素共役に十分に近いインピーダ
ンスを与える必要がある。

【００５５】設計方法 発生器２８からペデスタル２０までのＲＦ信号路におけ
る様々なコンデンサおよびインダクタの部品値を選択す
る際は、少なくとも第２高調波の予想範囲全体で所望の
高い誘導性インピーダンスが得られ、望ましくは同様に
第３高調波の範囲全体でも所望の高い誘導性インピーダ
ンスが得られるように、高調波インピーダンス素子４２
の部品ＣfおよびＬfの値が最初に選択される。図６の実
施形態の実施例における基本周波数の範囲は、１．５Ｍ
Ｈｚ〜１．９ＭＨｚであった。これが定まると、高調波
インピーダンス素子４２の挿入インピーダンスは容易に
決定され、これを考慮に入れて、固定インピーダンス回
路網３６の部品値、すなわちＣ1、Ｃ2およびＬ1が選択
される。これら後者の部品値は、プラズマチャンバ負荷
インピーダンスの予想範囲に対してプラズマチャンバ負
荷インピーダンス（ウェーハペデスタル２０で測定）の
複素共役に一般的に近いインピーダンスを与えるように
選択される。回路の範囲を最適化するため、固定インピ
ーダンス回路網３６のインピーダンスは、全出力インピ
ーダンス（全ての回路素子Ｃgen、Ｃ1、Ｃ2、Ｌ1、Ｃ
f、Ｌf、Ｃout、Ｌch、およびケーブル５０、５４をひ
とまとめにして全体として得られるインピーダンス）が
（例えば図８に示されているように）一般的に負荷イン
ピーダンスの範囲（または空間）の中央付近のインピー
ダンスの複素共役となるように選択される。以下で個別
に説明するように、負荷インピーダンスがその中間範囲
からはずれると、固定インピーダンス回路網３６との対
応する不整合は、バイアスＲＦ発生器周波数を適切にサ
ーボ制御することにより最小限に抑えられ、あるいは少
なくともほぼ回避される。

【００５６】この設計方法は、ＭａｔｈＣａｄソフトウ
ェアを用いて実施した。固定条件は、次の通りである。
すなわち、ＲＦ発生器出力３４から固定整合回路網３６
の入力までのケーブル５０の長さは９６フィートであ
り、出力段（ＣoutおよびＬch）とウェーハペデスタル
２０との間のケーブル５４の長さは３フィートであり、
両ケーブル５０、５４は５０Ωの特性インピーダンスを
有する同軸ケーブルであり、バイアスＲＦ基本周波数の
同調周波数範囲は１．５ＭＨｚ〜１．９ＭＨｚであり、
ウェーハペデスタル２０のケーブル接続部におけるプラ
ズマ／シース負荷インピーダンスは図８に示される空間
に制限され、固定インピーダンス素子は図７の負荷イン
ピーダンスの複素共役に一般的に対応するインピーダン
スを有する必要があり、高調波インピーダンス素子４２
（ＣfおよびＬf）はバイアスＲＦ基本周波数の第２高調
波および第３高調波で非常に高い誘導性インピーダンス
を提供する必要があった。これにより、以下の部品値が
得られた。

【００５７】

【数１】 結果 図８は、基本周波数範囲（例えば１．５〜１．９ＭＨ
ｚ）および０〜４％の反射電力範囲にわたってインピー
ダンス整合回路網（すなわち、Ｃgen、Ｃ1、Ｃ2、Ｌ1、
Ｃf、Ｌf、Ｃout、およびケーブル５０、４０を含む回
路網）によって得られる全ての可能な複素インピーダン
ス値の複素共役の実成分および虚成分（横軸および縦
軸）からなる複素平面内の２次元空間を示している。図
８のグラフ中のインピーダンス値は、ＭａｔｈＣａｄソ
フトウェアを用いて計算したものである。図８は、イン
ピーダンス値の空間が図７の測定インピーダンス値の全
空間をカバーするのに十分以上の大きさを有しているこ
とを明確に示している。したがって、図６のインピーダ
ンス整合回路網は、反射ＲＦ電力を所望の制限（例えば
４％）内に抑制するのに適している。

【００５８】上記の部品値から、ＲＦ発生器２８の方を
向いたケーブル５４のウェーハペデスタル端で測定され
る出力インピーダンスの計算値が得られる。その大きさ
および位相を図９および図１０にそれぞれ示す。図９
は、出力インピーダンスが第２高調波の範囲の中間で約
６０Ωであり、第３高調波の範囲の中間で２００Ωを優
に超えていたことを示しており、図１０は、少なくとも
第２高調波において出力インピーダンスの位相が概して
誘導性であり、所望の通りほぼ９０度であったことを示
している。図９および図１０に示されるインピーダンス
の計算値は、ＲＦ発生器２０のバイアス出力の測定出力
インピーダンスの大きさ及び位相に（一般的にはごくわ
ずかだけ）依存し、したがって発生器の選択に依存して
変化する。図９および図１０に示される整合出力インピ
ーダンスを計算する際に使用される図６の実施形態にお
ける発生器出力インピーダンスの大きさ及び位相を、図
１１および図１２に示す。

【００５９】システムにさらにリアクタンス素子を追加
して計算の自由度を高めることにより、より良い結果を
得ることができる。例えば、第２高調波でより高いイン
ピーダンスが得られたり、より広い帯域にわたって９０
°に近い位相が得られる、といった結果を得ることがで
きる。

【００６０】本発明を実施する好適な方法では、第１段
階で高調波インピーダンス素子４２を挿入し、そのイン
ピーダンスを第２高調波および第３高調波で整合に近く
なるように選択し、第２段階で、ケーブル５０、５４の
インピーダンスを含む全てのインピーダンスを考慮に入
れて、固定インピーダンス回路網３６のインピーダンス
を、負荷インピーダンスの範囲の中間の複素共役にほぼ
等しくなるように選択する。

【００６１】図６の実施形態の実施で達成される最も重
要な結果は、図２のシース電圧波形に伴うエッチング停
止の問題が除去され、シース電圧波形が図１の形状をと
ることである。別の重要な結果は、バイアスＲＦ信号に
対するインピーダンス整合範囲が拡大することである。
これは、上記方法に従った固定整合回路３６の部品値の
最適化（例えばＭａｔｈＣａｄソフトウェアによるも
の）が基本周波数におけるインピーダンスのみを考慮に
入れており、これにより基本周波数において最大限可能
なインピーダンス整合範囲が得られるからである。この
方法は、プラズマシースで発生する高調波をインピーダ
ンス整合回路網３６から分離することによって可能にな
る。対照的に、従来技術ではこうした分離を行なわない
ので、インピーダンス整合回路の設計では、高調波周波
数で何らかの補償を行なうことが必須であり、これによ
り、インピーダンス整合範囲の損失など、基本周波数で
の性能を犠牲にすることを強いられていた。この利点
は、従来のＲＦインピーダンス整合技術（インピーダン
ス整合回路中で可変リアクタンスを使用する）を使用す
る場合でも、あるいは本明細書に記載される周波数同調
インピーダンス整合技術（整合回路網３６は固定型の場
合）を使用する場合でも、同じである。後者の場合、本
発明の利点は、プラズマシースで発生する高調波から生
じる効果によって周波数同調範囲が縮小されないという
ことである。

【００６２】図１３は、図６の実施形態の変形例を示し
ている。この変形例では、高調波インピーダンス素子４
２が、ＲＦ発生器２８の内部のインピーダンス整合サー
ボにより整合回路網３６内のコンデンサＣ1の容量を変
化させるインピーダンス整合技術と組み合わせて使用さ
れている。

【００６３】図１４は、本発明の強力な実施形態を示し
ている。この実施形態では、インピーダンス整合回路網
３６と出力コンデンサＣoutとの間に複数（すなわちｎ
個）の高調波インピーダンス素子４２−１〜４２−ｎ
（ここでｎは２以上の整数）が直列に接続されている。
高調波インピーダンス素子４２−１〜４２−ｎの各々の
インピーダンスは、プラズマシースで発生する任意の数
（ｎ）の高調波までの高調波周波数のそれぞれにおける
ピークに選択される。例えば、最初の２０の高調波をこ
の方法で取り扱うことにより、最大限可能な性能と可能
な限りクリーンなシース電圧波形を得ることができる。
直列配列の高調波インピーダンス素子４２−１〜４２−
ｎによって与えられるインピーダンスの大きさ及び位相
の一つの可能な例を、図１５および図１６のグラフにそ
れぞれ示す。図１５では、各高調波周波数においてピー
クがある。図１６では、位相は、整合回路の共振間で＋
９０度および−９０度に近いピークを有しており、各共
振付近ではほぼ０°である。インピーダンスの大きさの
ピークは、整合回路の対応する共振付近に現われること
が望ましい。この設計には次の三つの選択肢がある。す
なわち、（１）回路共振を、対応する高調波の周波数よ
りわずかに高くする。この場合、高調波周波数における
インピーダンス位相は誘導性である。（２）回路共振
を、対応する高調波の周波数よりわずかに低くする。こ
の場合、位相は容量性である。（３）回路共振を、対応
する高調波と同一周波数にする。この場合、インピーダ
ンスは大きな抵抗成分を有する。第１の選択肢を採用す
ると、各高調波周波数は＋９０度から始まる位相の下降
端と一致するので、各高調波において与えられるインピ
ーダンスは主として誘導性である。しかし、本明細書で
先述した通り、特定のチャンバ設計およびそこで生じる
プラズマプロセス条件によっては、高調波インピーダン
ス素子４２のインピーダンスは容量性の方が望ましい場
合もある。

【００６４】本発明は、比較的低いバイアスＲＦ周波数
（例えば数ＭＨｚ程度）を使用し誘導性ソース電力アプ
リケータを使用して高プラズマイオン密度を持つプラズ
マを生成する図６に示される種類のプラズマリアクタに
特に適していると思われる。ウェーハペデスタル２０に
与えられる比較的低いバイアスＲＦ周波数は、上述の通
り、電子より低い移動度を有するにもかかわらず、シー
ス内のプラズマイオンがバイアスＲＦ信号の周期動作に
応答することができる周波数として定義することができ
る。比較的高いプラズマイオン密度とは、プラズマソー
ス電力をプラズマ領域１２内に結合させる誘導コイルを
用いて一般的に達成されるプラズマイオン密度分布であ
って、例えば少なくとも１０¹⁰イオン毎立方センチメー
トル以上のオーダ（例えば、１０¹¹〜１０¹²イオン毎立
方センチメートルのオーダ）のイオン密度を持つプラズ
マイオン密度分布を指している。

【００６５】周波数同調およびパラメタサーボ制御 本発明の好適な実施形態は、プラズマの特性、例えばウ
ェーハにおけるプラズマイオン密度やイオンエネルギ、
が最適化されるように、ＲＦ周波数をサーボ制御するこ
とによってＲＦ発生器出力を信号アプリケータ負荷に同
調させるという機能を用いる。これは、本最適化するプ
ラズマ特性に直接関係する測定パラメタ（電力、電圧ま
たは電流）に合わせて周波数をサーボ制御することによ
り達成される。周波数はある範囲内で、パラメタの大き
さが最適値（パラメタに応じて、その周波数範囲内の最
小値または最大値のいずれか）に達するまでサーボ制御
される。本発明はまた、同じＲＦパラメタがさらに最適
化されるか、または別のＲＦパラメタが最適化されるよ
うに、ＲＦ信号発生器の出力の大きさ（例えば、出力電
力、出力電流または出力電圧）も制御する。誘導結合信
号アプリケータ（例えばコイルアンテナ）の場合、最適
化すべきプラズマ特性は、通常、プラズマイオン密度で
あり、関連パラメタ（単数または複数）は、発生器出力
での反射電力（これは最小のときに最適である）、また
は供給電力、もしくは信号アプリケータを流れる電流
（Ｉ）もしくは電流の時間変化率（ｄＩ／ｄｔ）、もし
くは電流と周波数の積（これらはどれも最大のときに最
適である）とすることができる。容量結合信号アプリケ
ータ（例えば電極）の場合、最適化すべきプラズマ特性
は、プラズマイオン密度（電極がプラズマソース電力を
放射する場合）か、あるいはイオン密度（ウェーハペデ
スタル電極のように、電極がバイアス電力を放射する場
合）のいずれかとすることができる。この場合、関連パ
ラメタ（単数または複数）は、反射電力、供給電力、反
射電圧もしくは供給電圧、または電圧もしくは電流のフ
ーリエ成分もしくは他の関数とすることができる。周波
数制御のために選択されたパラメタが供給電力である場
合、上記同調プロセスは、インピーダンス整合を構成す
る。ウェーハペデスタル電極において制御されるパラメ
タの場合、このパラメタは、本明細書で後述するよう
に、ＡＣ結合によって（例えば静電チャック誘電体層に
わたって）測定されるウェーハの電圧であってもよい
し、ＤＣ結合によって（ウェーハ自体に接触する電圧プ
ローブにより）測定されるウェーハの電圧であってもよ
い。

【００６６】動作中は、周波数サーボ制御ループおよび
発生器出力大きさ（電力、電圧、または電流）サーボ制
御ループが使用される。最初に、周波数制御ループは、
パラメタ（例えば、パラメタｄＩ／ｄｔ、すなわち誘導
プラズマソース信号アプリケータを通る電流の時間変化
率）が指定周波数範囲内の極大値に達するＲＦ発生器出
力周波数を求めることにより、非常に大きな初期インピ
ーダンス不整合を克服する。これが達成され、あるいは
少なくとも達成に近づくと、周波数制御ループを動作し
続けながら、他方の制御ループの動作を開始させること
ができる。これら２つの制御ループは協同して、ＲＦ信
号アプリケータ上の負荷状態の変化にもかかわらず、所
望のプラズマ特性を最適化する。このような変化する負
荷状態は、通常、リアクタチャンバ内の微妙な変化（例
えば、チャンバ壁などで進行する材料の堆積）に起因す
る。

【００６７】このような周波数同調では、選択されたパ
ラメタを完全に最適化することができない場合がある。
例えば、最適な周波数に達した後でさえも、負荷インピ
ーダンスの大きさと出力インピーダンスの大きさとの間
に不整合が残ることがある。したがって、信号発生器出
力の大きさ（出力電力、出力電流、または出力電圧）を
管理するサーボ制御ループ−−これは２次制御ループと
呼ぶことができる−−によって、さらなる最適化が実行
される。好ましくは、この２次制御ループは、ＲＦ発生
器の出力電力を調整して、選択されたパラメタ（または
別のパラメタ）を所望の設定値または大きさに設定し、
維持する。

【００６８】本発明は、ある実施形態において、制御す
べきプラズマ特性が調整されるように周波数を同調させ
る。例えば、１つのプラズマ特性としてプラズマイオン
密度を例に取って説明する。プラズマイオン密度は、次
の測定可能なパラメタの関数である。この測定可能パラ
メタとはすなわち、プラズマソース信号発生器の出力に
おけるプラズマソース電力（つまり、反射電力の逆関数
および供給電力の関数）と、誘導性信号アプリケータ中
の電流の時間変化率（ｄＩ／ｄｔ）、または正弦波形に
対する同等物として電流（Ｉ）と周波数の積である。本
発明は、これらのパラメタが最適化されるように周波数
をサーボ制御するので、所望のプラズマ特性（例えばプ
ラズマイオン密度）を直接制御することになり、極めて
有利である。

【００６９】同様の分析は、別のプラズマ特性、すなわ
ちウェーハにおけるイオンエネルギについても当てはま
る。ウェーハにおけるイオンエネルギは、次の測定可能
なパラメタの関数である。その測定可能パラメタとはす
なわち、バイアス電力（バイアス信号発生器の出力にお
ける反射電力の逆関数および供給電力の関数）と、ウェ
ーハ電圧（これは、通常、静電ウェーハチャックの両端
におけるＡＣ結合測定で検知される）である。ウェーハ
電圧自体は、バイアス発生器出力における供給電圧の関
数であり、バイアス発生器出力における反射電圧の逆関
数である。本発明はこれらの後者のパラメタが最適化さ
れるように周波数をサーボ制御するので、所望のプラズ
マ特性（例えばイオンエネルギ）を直接制御することに
なり、極めて有利である。

【００７０】プラズマソース電力の周波数サーボ制御 図１７Ａに示される実施形態では、ＲＦプラズマソース
信号アプリケータ１２０はコイルアンテナまたはソレノ
イドの形態の誘導性アプリケータである。本発明は、プ
ラズマソース信号アプリケータとして容量性電極を使用
するリアクタにも有用である。ＲＦプラズマソース信号
発生器１４０は、可変周波数または制御可能な周波数を
有しており、固定同調回路網４００を介してコイルアン
テナ１２０に接続されている。この固定同調回路網は、
（任意選択的に）直列コンデンサ４０２、並列コンデン
サ４０４、および／または直列コンデンサ４０６などの
リアクタンス素子から構成されている。但し、任意の固
定同調回路を使用することが可能である。これらの容量
性素子は、誘導コイルアンテナ１２０と共にＬＣ同調回
路網を形成する。電流センサ４１０は、コイルアンテナ
１２０へのＲＦ電流を監視する。周波数サーボ４２０
は、電流センサ４１０によって検知されるコイルアンテ
ナ電流を定期的にサンプリングし、その情報を使用して
ＲＦソース信号発生器１４０の周波数を制御する。周波
数サーボ４２０は、一定の制御方法を実現するように設
計することができる。例えば、周波数サーボ４２０は、
特定の制御方法を実行するようにプログラムされた集積
回路マイクロプロセッサを備えていても良い。当業者
は、アンテナを平衡させるために、図１７Ａに示される
もの以外の多くの適切な回路配置の中から選択すること
ができる。

【００７１】一般に、この制御方法は、プラズマソース
電力によって主に制御される１つのプラズマ特性、すな
わちプラズマイオン密度、が最適化されるようにＲＦソ
ース信号周波数をサーボ制御するものである。一般に、
プラズマイオン密度は、コイルアンテナ中の電流
（Ｉ）、特にコイルアンテナ電流の時間変化率（ｄＩ／
ｄｔ）の大きさによって影響を受ける。したがって、こ
のプロセスは、コイルアンテナ電流が最適化されるよう
に、あるいはより好ましくはコイルアンテナ電流の時間
変化率（ｄＩ／ｄｔ）の大きさ又は電流（Ｉ）とＲＦ周
波数との積が最適化されるように、プラズマソース信号
周波数を制御する。

【００７２】このプロセスの第１の実施形態では、低周
波から高周波までの範囲内の周波数に対してコイルアン
テナ電流が最大になり、その後、負荷インピーダンスの
微妙で緩やかな変化にもかかわらずこの最適状態が維持
されるように、周波数サーボ機構４２０が、コイルアン
テナ電流の変化に応答して発生器１４０の周波数を変化
させる。このような変化は、（例えば、チャンバ壁にお
けるポリマおよび／または他の材料の堆積や除去から生
じる）プラズマプロセス状態の比較的緩やかな変化によ
って引き起こされる。

【００７３】このプロセスの第２の実施形態では、低周
波から高周波までの周波数範囲内の周波数に対してコイ
ルアンテナ電流の時間変化率（ｄＩ／ｄｔ）が最適化さ
れるように、周波数サーボ機構４２０が、コイルアンテ
ナ電流の変化に応答して発生器１４０の周波数を変化さ
せる。この実施形態の一態様では、周波数サーボ４２０
は、低周波から高周波までの周波数範囲内の周波数に対
してコイルアンテナ電流（Ｉ）にＲＦ周波数（ｆ）を掛
けた積が最大になるように周波数を変化させる。コイル
電流は一般に正弦波形を有しているので、積Ｉ・ｆはｄ
Ｉ／ｄｔの少なくとも良好な近似である。

【００７４】このプロセスの第３の実施形態では、周波
数サーボ４２０は、低周波から高周波までの範囲内で、
供給電力が最大になるように、あるいは反射電力が最小
になるように、供給電力または反射電力（これらは、発
生器１４０の信号出力において測定される）の変化に応
答して発生器１４０の周波数を変化させる。

【００７５】図１７Ｃは、コイルアンテナ１２０のイン
ダクタンスＬ、並列コンデンサ４０４の静電容量Ｃ_S、
およびコイルアンテナ１２０の接地端における直列コン
デンサ４０６の静電容量Ｃ_Lを含んだ一般的な同調回路
を示す。静電容量Ｃ_S及びＣ_Lは、ソース電力周波数範囲
内でコイルが共振し、かつソース電力発生器出力インピ
ーダンスに比較的近い適切なインピーダンスの大きさを
与えるように選択される。Ｃ_SおよびＣ_Lをコイルアンテ
ナに接続する方法は、図１７Ｃに示されるように、（天
井やプラズマへの容量結合を最小限に抑えるため）チャ
ンバの天井に最も近い巻線に加わる電圧が最低となるよ
うに選択することが望ましい。本発明を実施するにあた
っては、上記の回路構成だけでなく、多くの異なる回路
構成を使用することができる。

【００７６】プラズマソース電力の電力サーボ制御 本明細書で先に開示した通り、周波数サーボ制御では、
負荷インピーダンスの大きさと出力インピーダンスの大
きさとの間に不整合が残り、多少の反射電力を生じるこ
とがある。そうした反射電力損失を補償するために、発
生器１４０の信号出力レベルを制御する図２Ａの電力サ
ーボ４３０は、方向性結合器４４０を介してソース信号
発生器１４０の出力で検知される順ＲＦ電圧および反射
ＲＦ電圧（それぞれＶ_FおよびＶ_R）を監視し、供給電力
を求める。電力サーボ４３０は、上述の測定パラメタ
（例えば、供給ＲＦ電力、電流、電流の時間変化率、電
流×周波数の積）の一つが所望の設定値またはその付近
に維持されるように、発生器１４０の出力電力を変化さ
せる。電力サーボ４３０は、この機能を実行するように
プログラムされた集積回路マイクロプロセッサを備えて
いても良い。

【００７７】図１７Ｂは、選択パラメタの大きさ対周波
数のグラフであり、最大にすべき選択パラメタ（例え
ば、供給電力や誘導性コイル電流変化率）の振る舞いを
実線で表している。制限された周波数範囲内で、このパ
ラメタは、周波数サーボ４２０が求める極大を示してい
る。このグラフはまた、最小にすべき別のパラメタ（反
射電力など）の振る舞いを破線で表している。制限され
た周波数範囲内で、この別のパラメタは、周波数サーボ
４２０が求める極小を示している。

【００７８】電力サーボ４３０による無用な電力調整を
最小限に抑えるために、周波数サーボ４２０が選択パラ
メタを所定のしきい最大レベル内（あるいは、パラメタ
の種類によっては最小レベル内）にサーボ制御するま
で、電力サーボ４３０を動作不能してもよい。これによ
り、非常に大きい同調はずれの状態あるいは不整合が存
在するとき（例えばシステムに初めて電源を投入したと
きなど）、電力サーボ４３０がＲＦ電力を増加して残留
インピーダンスの大きさの不整合を補償する前に、周波
数サーボ４２０が単独で動作して近似的な初期同調状態
または整合を確実に求めることになる。これにより、電
力サーボ４３０がＲＦ電力を増加する初期量が低減され
る。当業者は、この機能を様々な方法で容易に実現する
ことができる。例えば、このシステムは、周波数サーボ
４２０が選択パラメタの大きさにおいて初期の大きさか
ら所定のパーセンテージの改善（例えば増加）を達成す
るまで電力サーボ４３０を動作可能にしないようにプロ
グラムされていても良い。

【００７９】バイアス電力の周波数サーボ制御 再び図１７Ａを参照すると、バイアス信号発生器１６０
は、コンデンサおよび／またはインダクタ等のリアクタ
ンス素子から成る固定バイアス同調回路４４５を介し
て、バイアス信号アプリケータ（通常は、ウェーハペデ
スタル１１０）に接続されている。ペデスタル１６０と
回路４４５との間には、ＤＣ阻止コンデンサ（破線で示
す）を接続することができる。理想的には、ペデスタル
１１０に印加されるバイアス電力によって主に制御され
る１つのプラズマパラメタ、すなわちウェーハ電圧が最
適化されるように、ウェーハペデスタル１１０を駆動す
るＲＦバイアス信号発生器１６０の周波数をサーボ制御
する。この電圧は、例えば、ウェーハ電圧の負のピーク
電圧またはＤＣバイアスレベル（すなわちウェーハ電圧
のＤＣ成分）とすることができる。このピークウェーハ
電圧は、ウェーハ表面におけるピークイオンエネルギの
推定値であり、ウェーハ電圧のウェーハＤＣバイアスレ
ベルは、ウェーハ表面における平均イオンエネルギの推
定値である。

【００８０】ウェーハペデスタル１１０を静電チャック
（“ＥＳＣ”）として実施すると、ウェーハ電圧の直接
（ＤＣ結合）測定が妨げられることがある。これは、ウ
ェーハを支持しつつウェーハをＥＳＣから絶縁する誘電
体層をＥＳＣが有しているためである。この場合、真の
ウェーハ電圧の指標を得るために、ウェーハ電圧のＡＣ
結合測定の何らかの成分を測定しても良い。

【００８１】例えば、ウェーハ電圧のＤＣバイアスレベ
ルを最適化することが望まれる場合は、ウェーハペデス
タルで測定された電圧のフーリエ成分（例えば、第１ま
たは第２高調波）をパラメタとすることができる。この
場合、低周波から高周波までの周波数範囲にわたる周波
数に関して、ＤＣバイアス電圧（上述のように、これは
直接測定できないことがある）に関係する数量、例えば
（ＡＣ結合を介して測定された）ペデスタル電圧または
ウェーハ電圧の選択された成分、が最大になるようにバ
イアス電力周波数がサーボ制御される。この成分は、例
えば電圧の高調波（例えば、第２高調波）とすることが
できる。上述の通り、ウェーハ電圧はＡＣ結合を介さな
ければ測定できないので、バイアス電圧を直接測定する
ことはできない。しかしながら、ペデスタル（または半
導体被処理体もしくはウェーハ）のＤＣバイアス電圧
は、この技術分野で周知の技術を用いて推定することが
できる。図１８および図１９に関して後述するように、
ペデスタル電圧の波形は半波整流波形に類似しており、
良く知られているように半波整流正弦波形のＤＣバイア
スレベルは、半波整流正弦波形の特定のフーリエ成分か
ら計算することができる。本例の場合、ペデスタルまた
はウェーハの電圧が半波整流波形に類似する範囲内で、
そのＤＣバイアスはそのフーリエ成分から推定すること
ができる。

【００８２】本発明の別の実施形態では、ウェーハに直
接接触する電圧プローブを介してＤＣ結合によりウェー
ハ電圧を直接測定することができる。この実施形態で
は、ＤＣ結合された負のピークウェーハ電圧、またはウ
ェーハ電圧のＤＣ結合バイアスレベル、のいずれかが検
知され、周波数またはパラメタのサーボ制御によって最
適化すべきパラメタとして使用することができる。この
ほかに、ＤＣ結合ウェーハ電圧のフーリエ成分をパラメ
タとすることもできる。あるいは、このようなフーリエ
成分の関数をパラメタとすることもできる。

【００８３】他の実施形態では、低周波から高周波まで
の周波数範囲内で（バイアス信号発生器１６０の信号出
力で測定された）供給電力が最大になるか、あるいは反
射電力が最小になるように、ウェーハペデスタル１１０
を駆動するＲＦバイアス信号発生器１６０の周波数がサ
ーボ制御される。

【００８４】好適なプロセスを実行する際、ＲＦバイア
ス信号発生器１６０の出力周波数を制御するバイアス電
力周波数サーボ４５０は、ウェーハペデスタル１１０に
接続された電圧センサ４６０の出力に応答する。バイア
ス電力周波数サーボ４５０は、ウェーハ電圧を特定の成
分に分解し、その成分が最大になるようにバイアス周波
数をサーボ制御する処理を実行する。バイアス周波数サ
ーボ４５０は、こうした処理を実行するようにプログラ
ムされた集積回路マイクロプロセッサを備えていても良
い。

【００８５】固定バイアス同調回路４４５は、一般に、
Ｌ形回路網とすることができ、また（図示のように）直
列インダクタ４４８の各側に接続された一対の並列コン
デンサ４４６、４４７から成るパイ形回路網とすること
もできる。図１７Ｄは、プラズマ負荷コイルアンテナ１
２０の負荷インピーダンスの実部がＲＦバイアス発生器
１６０の出力インピーダンスの実部より小さい場合に、
コンデンサ４４７を除去できることを示している。図１
７Ｅは、負荷インピーダンスの実部が発生器１６０のそ
れより大きい場合に、コンデンサ４４６を除去できるこ
とを示している。図１７Ｆは、図１７Ｅの回路を逆にし
ても同じ結果が得られることを示している。プラズマ負
荷アンテナ入力インピーダンスが発生器の出力インピー
ダンスに対して上下に変化する場合は、図１７Ａのパイ
形回路網４４５が望ましい。一般に、本発明を実施する
際には、任意の適切な同調回路配置を使用することがで
きる。

【００８６】図１８はプラズマイオンエネルギの分布を
示しており、ここで、縦軸はイオン数、横軸はイオンエ
ネルギである。二つのピークがあり、一つは低イオンエ
ネルギ、一つは高イオンエネルギの位置にある。図１８
に示される分布の形状は、ＲＦバイアス電力周波数を含
む様々な条件とともに変化する傾向がある。図１８は、
プラズマイオンの大部分が単一のＲＦサイクルにシース
を横断するほど十分に低いＲＦバイアス周波数で（薄い
プラズマシース用の）低い電子温度の高密度プラズマに
関して、陰極と陽極が異なる実効面積を有しており、電
圧がより小さな電極で測定されたものである場合の典型
である。図１９は、プラズマ侵入ウェーハの電圧の振る
舞いを示しており、この電圧は、半波整流正弦電圧にあ
る程度類似した波形を有している。ウェーハ表面付近の
プラズマイオンエネルギを主に制御するのは、高電圧ピ
ークである。言い換えると、図１８のプラズマイオンエ
ネルギ分布は、図１９のウェーハ電圧、特に高ピーク電
圧の影響を受ける。バイアス電力周波数を制御して図１
９のウェーハ電圧波形（またはその成分）のピークを制
御することにより、図１８のイオンエネルギ分布が制御
され、これによりプラズマイオンエネルギが制御され
る。より高いＲＦバイアス周波数を使用するなど、特定
の応用例では、ピーク電圧よりもＤＣバイアス電圧を制
御する方が良い場合もある。

【００８７】バイアス電力の電力サーボ制御 ソース電力周波数サーボ４２０に関連して述べたよう
に、周波数サーボでインピーダンスの大きさの不整合は
補償されないが、これはバイアス信号発生器１６０の周
波数サーボ制御の場合にも当てはまる。バイアス信号発
生器１６０の場合、そうした補償を行なうために、バイ
アス電力サーボ４７０は、発生器の出力に直列に接続さ
れた方向性結合器４８０から、発生器の出力において順
電圧および反射電圧を受け取る。電力サーボ４７０は、
選択パラメタ（例えば、ウェーハ電圧や供給バイアス電
力）が所望の設定値に設定され維持されるように、バイ
アス発生器１６０の出力電力を変化させる。サーボ４７
０は必ずしも発生器電力をサーボ制御する必要はなく、
代わりに電力以外の発生器出力パラメタ、例えば出力電
流や出力電圧、をサーボ制御することもでき、したがっ
て、電力サーボではなく、発生器電流サーボや発生器電
圧サーボとすることができる。

【００８８】スイッチおよび多重変圧器による電力サー
ボ制御 プラズマソース電力サーボ４３０によって行なわれるイ
ンピーダンス大きさ不整合の補償を促進するために、抵
抗の不整合を補償するのに適した変圧比を有するＲＦ変
圧器をソース信号発生器１４０とコイルアンテナ１２０
との間に直列に接続することができる。例えば、変圧比
は、特定のプラズマプロセスに対して同調回路網４００
およびプラズマ負荷コイルアンテナ１２０によって与え
られる負荷インピーダンスと発生器１４０との間の抵抗
不整合の予想される範囲の中央値に対応させることがで
きる。図２０はこの概念を示している。図２０では、ソ
ース信号発生器１４０が変圧器５０５の１次変圧器巻線
に接続されており、コイルアンテナ１２０は、異なる変
圧比を与える幾つかの２次巻線５１０のなかの任意の一
つに、対応するＲＦスイッチ５２０を介して接続するこ
とができる。各２次巻線は、リアクタを使用可能な特定
のプラズマプロセスに適した比を与える。次に実行する
プロセスの内容に応じて、ＲＦスイッチ５２０のなかの
適切な一つを閉じ、他のスイッチは開いたままにしてお
く。この他に、スイッチ５２０の組合せを閉じることに
より、２ⁿ通りの抵抗整合範囲の選択が可能になる。こ
こで、ｎは２次巻線および２次巻線用のスイッチの数で
ある。ＲＦスイッチ５２０の各々は、ＰＩＮダイオード
や、可飽和リアクトルや、機械式スイッチまたは継電器
とすることができる。但し、これらは、この技術分野で
周知の例を幾つか挙げたに過ぎない。

【００８９】種々の誘導性素子および容量性素子（例え
ば、コンデンサ４０４、４０６や、同調回路４４５の個
々の容量性および／または誘導性素子）は固定してもよ
いし、個別に切り換えたり可変にする（例えば電動式に
する）こともできる。これらの素子が可変であったとし
ても、これらの素子は所定のプロセスステップの持続時
間中に固定されたまま維持される特定の値に設定される
ので、これらの素子が与える同調は固定同調である。し
たがって、例えば、（図１７Ａを参照すると）同調回路
４４５は、与えられたプロセスステップに対しては固定
同調回路である。一般に、特定の周波数範囲内の様々な
位置における近似または近ＲＦ同調状態（またはインピ
ーダンス整合）に対するその周波数範囲内での近似共振
のために、様々な誘導性素子および容量性素子が選択さ
れる。この後、プラズマ負荷状態が変化すると、周波数
サーボループ（例えば４５０）および大きさ（すなわ
ち、電力、電圧または電流）サーボループ（例えば４７
０）が近ＲＦ同調状態を維持する。同様に、プラズマ処
理条件の特定の一組に対し、プラズマ処理の全時間中、
スイッチ５２０を最適な設定にすることができ、システ
ムは、この後、周波数サーボループおよび大きさサーボ
ループ（４５０および４７０）によってプラズマ負荷状
態の変化を補償する。

【００９０】図２０は、複数のＲＦスイッチを有する同
種の多重比変圧器を同じ方式で使用して、バイアスＲＦ
信号発生器とウェーハペデスタルとの間に複数の選択可
能な変圧比を形成する方法を示している。

【００９１】図２１は、この概念の好適な実施を示すも
のである。ここでは、同一のマルチファイラ伝送線路変
圧器（「バラン」）の異なる巻線によって異なる変圧比
が形成される。こうして、（図２０の）各変圧器５０
５、５０５′は、図２１では、複数の巻線を有する従来
のマルチファイラ伝送線路変圧器（multi-filar transm
ission line transformer）６００、６００′に置き換
えられる。オプションとして、図２１に破線で示すよう
に、直列コンデンサを追加することもできる。図２１
は、マルチファイラ伝送線路変圧器６００、６００′の
従来の配置を概略的に示している。これは、この技術分
野で周知であるから、本明細書でこれ以上説明する必要
はない。

【００９２】図２１はまた、複数のＲＦスイッチ５２
０″を備えた同一のマルチファイラ伝送線路変圧器６０
０′を同様に使用して、バイアス信号発生器１６０とウ
ェーハペデスタル１１０との間に選択可能な変圧比を形
成する方法を示している。図２１は、スイッチ５２０″
および変圧器６００″が固定同調回路４４５の出力側に
接続される実施形態を示しているが、この代わりにスイ
ッチ５２０″および変圧器６００″を固定同調回路の入
力側（すなわち、固定同調回路４４５と発生器１６０と
の間）に接続することもできる。さらにまた、スイッチ
５２０″および変圧器６００″は、固定同調回路４４５
の誘導性素子を構成していてもよい。

【００９３】同調コンデンサ４０４は、スイッチ５２０
のスイッチングにより共振点が移動しないように、変圧
器６００の出力側に配置されていることが望ましい。

【００９４】図２０に示されるように、コイルアンテナ
１２０によって同軸的に取り囲まれた第２のコイルアン
テナ１２０′を設け、自身の整合回路／変圧器５０
０′、５０５′、５１０′、４０４′、４０６′、４１
０′、４２０′、４３０′、４４０′を介して自身の独
立ソース電源１４０′に接続することができる。ソース
信号発生器１４０、１４０′の周波数Ｆ１、Ｆ２の範囲
は相互に排他的であることが好ましく、かつバイアス信
号発生器１６０の周波数範囲とも排他的であることが好
ましい。したがって、好適な実施形態では、本発明は、
信号発生器１４０、１４０′および１６０の各々に一つ
ずつの、３つの相互に排他的な周波数範囲を使用する。
ある実施形態では、バイアス信号発生器１６０の範囲は
１．５〜１．９ＭＨｚであり、ソース信号発生器１４０
の範囲は１．９〜２．１ＭＨｚであり、ソース信号発生
器１４０′の範囲は２．２〜２．４ＭＨｚである。

【００９５】周波数サーボ制御アルゴリズム 図２２は、本発明の動作の基本概念を示す流れ図であ
る。この動作の第１ステップ（図２２のブロック６５
０）では、ＲＦ発生器出力を初期電力レベルおよび周波
数に設定する。次のステップ（ブロック６６０）では、
選択されたパラメタの大きさをサンプリングする。上述
の通り、このパラメタは、発生器の出力で測定されたも
の、例えば、反射電力、供給電力、反射電圧もしくは順
電圧もしくはこれらの間の位相角、反射電流、順電流も
しくはこれらの間の位相角、または電圧および電流なら
びにこれらの間の位相角もしくは電圧もしくは電流のフ
ーリエ成分、とすることができる。あるいはこのパラメ
タは、他の箇所で測定されたもの、例えば、誘導コイル
アンテナを流れる電流もしくはその時間変化率もしくは
ＲＦ周波数との積、またはウェーハペデスタルの電圧も
しくはペデスタル電圧のフーリエ成分、とすることもで
きる。次のステップ（ブロック６７０）では、これらの
パラメタの一つが最適化されるように周波数を調整す
る。例えばごく一部の例を挙げると、２つの関連パラメ
タ（例えば電流と電圧）間の位相差を最小にしたり、反
射電力を最小にしたり、供給電力または電圧を最大にす
ることなどが可能である。第２ステップの所望の目標が
少なくともほぼ達成されると、最終ステップ（ブロック
６８０）として、発生器の信号出力レベルを調整し、同
じパラメタまたは上記で列挙したパラメタのなかの別の
パラメタの大きさを所望の設定値に維持する。この後、
インピーダンス（例えば位相）の不整合が存在する場合
（ブロック６８５）には、ブロック６７０のステップが
繰り返され、また選択されたパラメタの大きさが所望の
設定値からずれている場合（ブロック６９０）には、ブ
ロック６８０のステップが繰り返される。

【００９６】図２３および図２４は、ソース電力周波数
サーボ４２０およびバイアス電力周波数サーボ４５０に
よって実行されるプロセスをそれぞれ示す流れ図であ
る。図２３を参照すると、ソース電力周波数サーボは、
定期的に特定のパラメタをサンプリングして記憶する
（ブロック７００）。このパラメタは、以下の例では、
電流センサによって検知されるＲＦ電流のピーク値であ
る。（選択パラメタは、本明細書中で先に列記したパラ
メタの中のどれでもよい。）ソース電力周波数サーボ
は、同時に発生器のＲＦ周波数の対応する（現在の）値
を記憶し、電流−周波数積を計算して記憶する（ブロッ
ク７０５）。この後、サーボは、ｎ回のサンプリング時
にわたって所定の差分のしきい値を超える増加または減
少の傾向が電流−周波数積に存在するか否かを最後のｎ
個の電流−周波数積から判定する（ブロック７１０）。
このような傾向が検出されない場合（ブロック７１０の
ＮＯ分岐）、このプロセスは遅延し、ブロック７００と
いう最初のステップに戻る。このような傾向が検出され
た場合（ブロック７１０のＹＥＳ分枝）、サーボはその
傾向の方向（時間と共に積が増加するか、それとも減少
するか）に注意し、均一の刻みでＲＦ周波数を増分し始
める（ブロック７２０）。次にサーボは、所定の回数ｍ
回のサンプリングの後、周波数積が増加または減少する
傾向が緩和（または逆転）したか否かを判定する（ブロ
ック７３０）。そうであれば（ブロック７３０のＹＥＳ
分枝）、サーボは、周波数−電流積が所望の値の所定の
許容範囲内に戻るまでＲＦ周波数を増分し続ける（ブロ
ック７４０）。ブロック７３０に戻って、検出された傾
向がＲＦ周波数の増分によって緩和されない場合（ブロ
ック７３０のＮＯ分枝）、サーボは、周波数−電流積が
所望の値の所定の許容範囲内に戻るまで、ＲＦ周波数を
減分し始める（ブロック７５０）。

【００９７】図２４を参照すると、バイアス電力周波数
サーボは、定期的に特定のパラメタをサンプリングし、
記憶する（ブロック８００）。このパラメタは、以下の
例では、電圧センサによって検知されるウェーハ電圧の
大きさである。この後、バイアス電力周波数サーボは、
その制御の基礎を関連パラメタにおく。この関連パラメ
タは、以下の例では、選択されたウェーハ電圧のフーリ
エ成分である。（図２３の例と同様に、図２４の選択パ
ラメタは、本明細書で先に列記したパラメタのなかの任
意のものとすることができ、制御は、そのパラメタ自体
に基づいて、あるいはそのパラメタの選択された関数、
例えばフーリエ成分、に基づいて実行することができ
る。）周波数サーボは、同時に、バイアス発生器のＲＦ
周波数の対応する（現在の）値を検知し、記憶する（ブ
ロック８０５）。次に、サーボは、現在のサンプリング
時に、以前に記憶されたｋ個のサンプルに基づいてウェ
ーハ電圧のフーリエ成分を導出する（ブロック８０
８）。この後、サーボは、ｎ回のサンプリング時にわた
って所定の差分のしきい値を超える増加または減少の傾
向がフーリエ成分に存在するか否かを最後のｎ回のサン
プリング時のフーリエ成分から判定する（ブロック８１
０）。このような傾向が検出されない場合（ブロック８
１０のＮＯ分枝）、このプロセスは遅延し、ブロック８
００という最初のステップに戻る。このような傾向が検
出された場合（ブロック８１０のＹＥＳ分枝）、サーボ
は、その傾向の方向（時間と共にフーリエ成分のサンプ
ルが増加するか、それとも減少するか）に注意し、均一
の刻みでＲＦ周波数を増分し始める（ブロック８２
０）。次に、サーボは、所定の回数ｍ回のサンプリング
の後、サンプルの増加または減少の傾向が緩和（または
逆転）したか否かを判定する（ブロック８３０）。そう
であれば（ブロック８３０のＹＥＳ分枝）、サーボは、
フーリエ成分が所望の値の所定の許容範囲内に戻るまで
ＲＦ周波数を増分し続ける（ブロック８４０）。ブロッ
ク８３０に戻って、検出された傾向がＲＦ周波数の増分
によって緩和されない場合（ブロック８３０のＮＯ分
枝）、サーボは、フーリエ成分が所望の値の所定の許容
範囲内に戻るまでＲＦ周波数を減分し始める（ブロック
８５０）。

【００９８】図２３および図２４の方法またはアルゴリ
ズムは、パラメタの連続するサンプル間の大きさの変化
の極性を用いて周波数の変化の必要な方向を推定する
が、適用例によっては、この代わりに、位相角の符号、
例えば発生器出力での電圧と電流との間の位相角の符号
から、周波数の必要な変化の方向を推定することもでき
る。

【００９９】同調回路４００（図１７Ａ）中のリアクタ
ンスや変圧器６００（図２１）の比などの固定要素の値
は、実行されるプロセスの典型的な動作条件で理想的な
整合が達成されるように選択することが望ましい。通
常、例えばコイルアンテナのプラズマ負荷インピーダン
スは、与えられたプロセスに対して十分に予測可能なの
で、インピーダンス整合がほぼ達成されるように固定値
を選択することは容易である。ウェーハペデスタル上の
バイアスＲＦ電力を使用してプラズマを点火し、弱い容
量結合プラズマを生成することが望ましい。プラズマの
点火後、コイルアンテナにソース電力が印加され、これ
により、プラズマイオン密度は、アンテナでのプラズマ
負荷インピーダンスが整合回路の設計に考慮された正常
な動作条件に近づき始めるレベルまで増加する。正常な
プラズマイオン密度に達すると、プラズマ負荷アンテナ
インピーダンスと固定成分の整合条件との差は比較的小
さくなり、周波数サーボの動作によって容易に補償され
る。

【０１００】図２５に示されるように、市販されている
タイプの単一のＲＦ発生システム１０００内には、外側
および内側ソレノイドならびにウェーハペデスタルにそ
れぞれ接続され、対応する出力周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ
３を有するＲＦ信号発生器１４０、１４０′及び１６０
（図２０、２１）を設けることができる。プラズマソー
ス電力周波数サーボ４２０、４２０′、バイアス電力周
波数サーボ４５０、プラズマソース電力サーボ４３０、
４３０′、およびバイアス電力サーボ４７０は、ＲＦ発
生システム１０００内のソフトウェアモジュールとして
プログラムされている。内側および外側コイル１２
０′、１２０は、コンデンサ対４０４ａ、４０４ｂ及び
４０４ａ′、４０４ｂ′によってそれぞれ形成される容
量性パイ形回路網を介して発生器出力に接続されてい
る。ウェーハペデスタル電圧センサ４６０からの電圧セ
ンサ出力は高速フーリエ変換回路１０１０で処理され、
上述の通り、ペデスタル電圧の選択フーリエ成分が得ら
れる。図２５の形態で本発明を実行するにあたっては、
多くの異なるパラメタを選択することができる。これ
は、この市販の発生システムが、各ＲＦ出力に対して、
発生器の出力で測定される以下の複数のパラメタセッ
ト、すなわち順電力および逆電力、負荷電圧、負荷電流
およびこれらの間の位相角、ならびに順電圧、逆電圧お
よびこれらの間の位相角、のうちの少なくとも一つを測
定できる方向性結合器またはセンサを有しているからで
ある。一つの実際的な選択（但し、必ずしも好しくはな
い）は、供給ソース電力または供給バイアス電力をサー
ボ制御することであろう。

【０１０１】本発明は、ソースまたはバイアスＲＦ信号
発生器周波数を調整して、発生器出力またはＲＦ電力ア
プリケータにおいて測定される選択ＲＦ発生器パラメタ
を最適化する。本発明はまた、周波数以外のＲＦ発生器
パラメタ（これは選択ＲＦ発生器パラメタであってもよ
いし、別のＲＦ発生器パラメタであってもよい）を調整
して、同じ又は別のＲＦ発生器パラメタを最適化する。
「ＲＦ発生器パラメタ」という用語には、ＲＦ信号発生
器出力またはＲＦ信号アプリケータ（コイルアンテナ、
ウェーハペデスタル、または電極）、あるいはこれらの
間の伝送線路に沿った任意の位置で測定することができ
る供給電圧、供給電流、供給電力、反射電力、電流の時
間変化率、電流×周波数の積、電圧または電流のフーリ
エ成分、電圧と電流の間の位相角、または他の任意の２
つのパラメタ間の位相角が含まれる。これを全て、二つ
以上の信号アプリケータ、例えばバイアスＲＦ信号アプ
リケータ（例えばウェーハペデスタル）およびソースＲ
Ｆ信号アプリケータ（例えばコイルアンテナ）で同時に
行なうことができる。

【０１０２】場合によっては、周波数サーボを除去する
か、あるいはその役割を少なくとも軽減することができ
る。例えば、必要なプラズマ処理条件の予想される範囲
にわたって信号アプリケータのプラズマ負荷インピーダ
ンスがほとんど変化しない場合には、周波数サーボルー
プが動作する周波数範囲を狭めることができる。実際、
固定同調回路と信号アプリケータの組合せが共振または
近共振からはずれないようにプラズマ処理条件がほとん
ど変化しなければ、周波数範囲を零まで減少することが
できる。このために、当業者は、プラズマ負荷信号アプ
リケータとの組合せにおいて選択周波数を中心とする比
較的広い共振帯域を有する固定同調回路を選択すること
ができる。本明細書で先に述べた通り、固定同調回路
は、集中誘導性および／または容量性素子（回路または
離散素子として）、または分散誘導性および／または容
量性素子（伝送線路として）のいずれかから構成するこ
とができる。固定同調回路の誘導性値および／または容
量性値は、固定同調回路とプラズマ負荷信号アプリケー
タの組合せが選択されたＲＦ周波数で共振状態または近
共振状態で動作するように選択される。周波数サーボを
除去できる理想的な例では、この共振または近共振がプ
ラズマ処理条件の全範囲にわたって得られる。動作が十
分に共振に近いかどうかは、（ａ）関心のある電力レベ
ルで信号発生器のＶＳＷＲ制限を超えるかどうか、
（ｂ）信号アプリケータの電圧または電流の制限を超え
るかどうか、など多数の条件に照らして評価することが
できる。後者の条件は、導体間のアーク放電やプラズマ
との容量結合による過剰スパッタリング損傷の原因にな
る高電圧が信号アプリケータに誘導されることに起因し
て生じる場合がある。また、後者の条件は、Ｉ²Ｒ損失
の原因になる高電流が信号アプリケータに誘導されるこ
とに起因して生じることもある。

【０１０３】以上、好適な実施形態を特に参照しながら
本発明を詳しく説明したが、本発明の真の趣旨と範囲か
ら逸脱することなく変更例や変形例を作成することが可
能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】ウェーハペデスタルで監視されるプラズマシー
ス電圧の理想的な時間領域波形のグラフである。

【図２】ウェーハペデスタルで監視されるプラズマシー
ス電圧の劣化した（擾乱した）時間領域波形のグラフで
ある。

【図３】図１に対応するイオンエネルギ分布のグラフで
あり、縦座標はイオンエネルギを、横座標はイオンの数
を表している。

【図４】図２に対応するイオンエネルギ分布のグラフで
ある。

【図５Ａ】従来技術のＲＦインピーダンス整合箱を含む
プラズマリアクタの概略図である。

【図５Ｂ】図５ＡのＲＦインピーダンス整合箱の可飽和
リアクトル中の磁気ヒステリシス損失を示す図であり、
横軸は印加磁界Ｈを、縦軸は誘導磁界Ｂを表している。

【図５Ｃ】ＲＦインピーダンス整合回路のインピーダン
スの複素平面を示す図であり、横軸はインピーダンスの
実部、縦軸は虚部を表している。

【図６】本発明の好適な実施形態を組み込んだＲＦプラ
ズマリアクタの概略図である。

【図７】様々なプロセス条件下で測定されたチャンバの
インピーダンスの複素値のグラフであり、縦軸と横軸は
それぞれインピーダンスの虚部と実部を表している。

【図８】整合回路網と高調波インピーダンス素子の組合
せのインピーダンス値の複素共役のグラフであり、縦軸
と横軸はそれぞれインピーダンスの虚部と実部を表して
いる。

【図９】ＲＦ発生器の方を向いたチャンバのＲＦバイア
ス電力入力端子におけるインピーダンスの大きさの計算
値のグラフである。

【図１０】ＲＦ発生器の方を向いたチャンバのＲＦバイ
アス電力入力端子におけるインピーダンスの位相の計算
値のグラフである。

【図１１】図６の実施形態の特定の実施例で使用される
発生器の方を向いた発生器出力端子におけるＲＦ発生器
の周波数の関数としてインピーダンスの大きさの計算値
を示すグラフである。

【図１２】図６の実施形態の特定の実施例で使用される
発生器の方を向いた発生器出力端子におけるＲＦ発生器
の周波数の関数としてインピーダンスの位相の計算値を
示すグラフである。

【図１３】インピーダンス整合サーボがインピーダンス
整合回路網内の可変コンデンサを制御する際の固定周波
数を用いた図６の好適な実施形態の変更例を示す図であ
る。

【図１４】基本バイアスＲＦ周波数のｎ個の高調波に対
応したｎ個の高調波インピーダンス素子を使用する本発
明の別の好適な実施形態を示す図である。

【図１５】図１４の実施形態におけるインピーダンス整
合回路および高調波インピーダンス素子の出力インピー
ダンスの大きさを示す図である。

【図１６】図１４の実施形態におけるインピーダンス整
合回路および高調波インピーダンス素子の出力インピー
ダンスの位相を示す図である。

【図１７Ａ】本発明の同調プロセスを実行可能な周波数
同調インピーダンス整合装置の第１の実施形態を示す図
である。

【図１７Ｂ】選択された測定可能パラメタ（供給電力な
ど）の大きさ対ＲＦ発生器周波数のグラフである。

【図１７Ｃ】リアクタのコイルアンテナおよび集中同調
素子によって形成された共振回路を示す図である。

【図１７Ｄ】図１７Ａのリアクタ内のウェーハペデスタ
ルを駆動する種々の同調回路を示す第１の図である。

【図１７Ｅ】図１７Ａのリアクタ内のウェーハペデスタ
ルを駆動する種々の同調回路を示す第２の図である。

【図１７Ｆ】図１７Ａのリアクタ内のウェーハペデスタ
ルを駆動する種々の同調回路を示す第３の図である。

【図１８】ウェーハ表面におけるプラズマイオンエネル
ギの分布を示すグラフであり、横軸はイオンエネルギ
を、縦軸はイオン数を表している。

【図１９】図１７Ａのリアクタ内のウェーハ電圧の波形
を示す図である。

【図２０】多切換え巻線を備えた変圧器を使用する本発
明の第２の実施形態を示す図である。

【図２１】多切換え出力を備えたマルチファイラ変圧器
を使用する本発明の第３の実施形態を示す図である。

【図２２】本発明の基本モードの動作概念を示すブロッ
ク流れ図である。

【図２３】ソース信号周波数サーボによって実行される
プロセスの一形態を示すブロック流れ図である。

【図２４】バイアス信号周波数サーボによって実行され
るプロセスの一形態を示すブロック流れ図である。

【図２５】本発明の好適な実施形態の概略図である。

【符号の説明】

１１０…ウェーハペデスタル、１４０…ＲＦ信号発生
器、１５０…ＲＦインピーダンス整合箱、１６０…ＲＦ
バイアス信号発生器、１８０…可変コンデンサ、１８５
…可変コンデンサ、２００…インピーダンス整合制御
器、４２０…周波数サーボ、４３０…電力サーボ、４４
５…パイ形回路網、４５０…バイアス電力周波数サー
ボ。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１０年１月１６日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クレイグ ロデリック アメリカ合衆国， カリフォルニア州， サン ノゼ， パインヴュー ドライヴ 776 (72)発明者 ダグラス ブクバーガー アメリカ合衆国， カリフォルニア州， トレーシー， ジャーニー ストリート 421 (72)発明者 ジヨン トロー アメリカ合衆国， カリフォルニア州， サン ノゼ， ナイツヘイヴン ウェイ 162 (72)発明者 ヴィクター シェル アメリカ合衆国， カリフォルニア州， ミルピタス， ベイヴュー パーク ドラ イヴ 505

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 チャンバ内のプラズマ領域で被処理体を
   処理するＲＦプラズマリアクタであって、前記リアクタ
   は、 前記プラズマ領域に面するＲＦ電力アプリケータと、 基本周波数を有するＲＦ電力発生器と、 前記ＲＦ電力発生器と前記ＲＦ電力アプリケータとの間
   に接続されたインピーダンス整合回路網と、 前記インピーダンス整合回路網と前記ＲＦ電力アプリケ
   ータとの間に接続された高調波インピーダンス素子と、
   を備え、 （ａ）前記高調波インピーダンス素子は、前記インピー
   ダンス整合回路網が前記高調波インピーダンス素子と協
   同して、前記基本周波数において前記チャンバの負荷イ
   ンピーダンスとの少なくとも近似的なインピーダンス整
   合をもたらすような前記基本周波数におけるインピーダ
   ンスを有しており、 （ｂ）前記高調波インピーダンス素子は、前記基本周波
   数の高調波周波数において、前記インピーダンス整合回
   路網の前記高周波周波数におけるインピーダンスよりも
   高いインピーダンスを有しており、これにより前記電極
   付近のプラズマシースで発生する高調波周波数を前記イ
   ンピーダンス整合回路網から分離するようになっている
   リアクタ。 【請求項２】 前記ＲＦ電力アプリケータは、前記チャ
   ンバ内に被処理体支持具を備えており、これにより前記
   ＲＦ電力アプリケータが容量結合され、前記プラズマシ
   ースが前記被処理体の上方に位置している、請求項１記
   載のリアクタ。 【請求項３】 ＲＦプラズマソース電力を受け取る誘導
   電力アプリケータを更に備えており、前記ＲＦ電力発生
   器が前記容量結合ＲＦ電力アプリケータにプラズマバイ
   アス電力を供給する、請求項２記載のリアクタ。 【請求項４】 前記高調波インピーダンス素子の前記イ
   ンピーダンスは、前記高調波周波数付近で少なくとも一
   つのピーク値を有している、請求項１記載のリアクタ。 【請求項５】 前記高調波インピーダンス素子の前記イ
   ンピーダンスは、一定範囲の高調波周波数にわたってピ
   ーク値を有している、請求項１記載のリアクタ。 【請求項６】 前記高調波周波数の範囲には、前記基本
   周波数の第２および第３高調波が含まれている、請求項
   ５記載のリアクタ。 【請求項７】 前記高調波インピーダンス素子の前記イ
   ンピーダンスは、前記基本周波数の個々の高調波周波数
   付近に、対応するピーク値を有している、請求項１記載
   のリアクタ。 【請求項８】 前記高調波周波数付近における前記高調
   波インピーダンス素子の前記インピーダンスは、主とし
   てリアクタンス性であり、前記高調波周波数付近で少な
   くとも±９０°付近の位相角を有している、請求項４記
   載のリアクタ。 【請求項９】 前記高調波周波数付近における前記高調
   波インピーダンス素子の前記インピーダンスは、主とし
   て誘導性であり、＋９０°付近の位相角を有している、
   請求項８記載のリアクタ。 【請求項１０】 前記第２および第３高調波付近におけ
   る前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主としてリアクタンス性であり、前記高調波周波数
   付近で少なくとも±９０°付近の位相角を有している、
   請求項５記載のリアクタ。 【請求項１１】 前記第２および第３高調波付近におけ
   る前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主として誘導性であり、＋９０°付近の位相角を有
   している、請求項１０記載のリアクタ。 【請求項１２】 前記個々の高調波周波数付近における
   前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主としてリアクタンス性であり、前記高調波周波数
   付近で少なくとも±９０°付近の位相角を有している、
   請求項７記載のリアクタ。 【請求項１３】 前記個々の高調波周波数付近における
   前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主として誘導性であり、＋９０°付近の位相角を有
   している、請求項１２記載のリアクタ。 【請求項１４】 前記基本周波数は、前記プラズマ中の
   イオンが前記被処理体付近のプラズマシースにおけるＲ
   Ｆ場の周期動作に実質的に追従することができる低周波
   数範囲内にあり、前記誘導結合ソース電力により前記チ
   ャンバ内に高イオン密度プラズマが生成される、請求項
   ３記載のリアクタ。 【請求項１５】 前記低周波数範囲は、約２ＭＨｚのオ
   ーダの周波数を含んでいる、請求項１４記載のリアク
   タ。 【請求項１６】 前記インピーダンス整合回路網は、固
   定値を有するリアクタンス部品を備えており、前記ＲＦ
   発生器は、インピーダンス整合を維持する周波数サーボ
   ループを備えている、請求項１記載のリアクタ。 【請求項１７】 前記インピーダンス整合回路網は、少
   なくとも一つが可変である複数のリアクタンス部品を備
   えており、前記ＲＦ発生器は、前記可変リアクタンス部
   品を変化させてインピーダンス整合を維持するサーボル
   ープを備えている、請求項１記載のリアクタ。 【請求項１８】 前記高調波インピーダンス素子と前記
   ＲＦ電力アプリケータとの間に接続された出力コンデン
   サを更に備える請求項１記載のリアクタ。 【請求項１９】 前記被処理体支持具が静電チャックを
   備えており、前記ＲＦ電力発生器と前記インピーダンス
   整合回路網との間に接続された前記静電チャック用のＤ
   Ｃ制御電圧源と、前記出力コンデンサと並列に接続され
   たチョークインダクタと、を更に備える請求項１８記載
   のリアクタであって、前記チョークインダクタは、前記
   ＤＣ制御電圧源から前記静電チャックへ流れるＤＣ電流
   用の経路を備えている、請求項１８記載のリアクタ。 【請求項２０】 前記ＲＦ電力発生器と前記ＤＣ制御電
   圧源との間に接続された阻止コンデンサを更に備える請
   求項１９記載のリアクタ。 【請求項２１】 前記高調波インピーダンス素子は、前
   記インピーダンス整合回路網と直列に接続され、相互に
   並列に接続されたコンデンサおよびインダクタを備えて
   いる、請求項１記載のリアクタ。 【請求項２２】 前記インピーダンス整合回路網は、一
   対の並列コンデンサおよびその間に接続された直列イン
   ダクタを備えるパイ形回路網である、請求項２１記載の
   リアクタ。 【請求項２３】 チャンバ内のプラズマ領域で被処理体
   を処理するＲＦプラズマリアクタであって、 前記プラズマ領域に面するＲＦ電力アプリケータと、 基本周波数を有するＲＦ電力発生器と、 前記ＲＦ電力発生器と前記ＲＦ電力アプリケータとの間
   に接続されたインピーダンス整合回路網と、 前記インピーダンス整合回路網と前記ＲＦ電力アプリケ
   ータとの間に接続された高調波インピーダンス素子と、
   を備え、 （ａ）前記高調波インピーダンス素子は、前記インピー
   ダンス整合回路網が前記高調波インピーダンス素子と協
   同して、前記基本周波数において前記チャンバの負荷イ
   ンピーダンスとの少なくとも近似的なインピーダンス整
   合をもたらすような前記基本周波数におけるインピーダ
   ンスを有しており、 （ｂ）前記高調波インピーダンス素子は、前記基本周波
   数の高調波周波数において、前記高周波周波数における
   前記負荷インピーダンスと少なくとも同程度に高いイン
   ピーダンスを有しており、これにより前記高調波周波数
   における電流を妨害するようになっているリアクタ。 【請求項２４】 前記インピーダンス整合素子の前記高
   調波周波数におけるインピーダンスは、前記高調波周波
   数における前記負荷インピーダンスより低い、請求項２
   ３記載のリアクタ。 【請求項２５】 前記インピーダンス整合素子の前記イ
   ンピーダンスは、前記負荷インピーダンスの制限範囲に
   わたって前記負荷インピーダンスの前記共役インピーダ
   ンスに近似されるように最適化されている、請求項２４
   記載のリアクタ。 【請求項２６】 ＲＦ発生器は、周波数同調インピーダ
   ンス整合サーボを備えており、前記整合素子の前記イン
   ピーダンスは、前記周波数同調インピーダンス整合サー
   ボの同調周波数範囲にわたって最適化されている、請求
   項２５記載のリアクタ。 【請求項２７】 前記ＲＦ電力アプリケータは、前記チ
   ャンバ内に被処理体支持具を備えており、これにより前
   記ＲＦ電力アプリケータが容量結合され、前記プラズマ
   シースが前記被処理体の上方に位置している、請求項２
   ３記載のリアクタ。 【請求項２８】 ＲＦプラズマソース電力を受け取る誘
   導電力アプリケータを更に備えており、前記ＲＦ電力発
   生器が前記容量結合ＲＦ電力アプリケータにプラズマバ
   イアス電力を供給する、請求項２６記載のリアクタ。 【請求項２９】 前記高調波インピーダンス素子の前記
   高調波周波数付近における前記インピーダンスは、主と
   してリアクタンス性であり、前記高調波周波数付近で少
   なくとも±９０°付近の位相角を有している、請求項２
   ３記載のリアクタ。 【請求項３０】 前記高調波インピーダンス素子の前記
   高調波周波数付近における前記インピーダンスは、主と
   して誘導性であり、＋９０°付近の位相角を有してい
   る、請求項２９記載のリアクタ。 【請求項３１】 前記基本周波数の個々の高調波周波数
   付近における前記高調波インピーダンス素子の前記イン
   ピーダンスは、前記個々の高調波周波数における前記負
   荷インピーダンスと少なくとも同程度に高い、請求項２
   ３記載のリアクタ。 【請求項３２】 前記個々の高調波周波数付近における
   前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主としてリアクタンス性であり、前記高調波周波数
   付近で少なくとも±９０°付近の位相角を有している、
   請求項３１記載のリアクタ。 【請求項３３】 前記個々の高調波周波数付近における
   前記高調波インピーダンス素子の前記インピーダンス
   は、主として誘導性であり、＋９０°付近の位相角を有
   している、請求項３２記載のリアクタ。 【請求項３４】 前記基本周波数は、前記プラズマ中の
   イオンが前記被処理体付近のプラズマシースにおけるＲ
   Ｆ場の周期動作に実質的に追従することができる低周波
   数範囲内にあり、前記誘導結合ソース電力により前記チ
   ャンバ内に高イオン密度プラズマが生成される、請求項
   ２８記載のリアクタ。 【請求項３５】 前記低周波数範囲は、約２ＭＨｚのオ
   ーダの周波数を含んでいる、請求項３４記載のリアク
   タ。 【請求項３６】 前記インピーダンス整合回路網は、固
   定値を有するリアクタンス部品を備えており、前記ＲＦ
   発生器は、インピーダンス整合を維持する周波数サーボ
   ループを備えている、請求項２３記載のリアクタ。 【請求項３７】 前記インピーダンス整合回路網は、少
   なくとも一つが可変である複数のリアクタンス部品を備
   えており、前記ＲＦ発生器は、前記可変リアクタンス部
   品を変化させてインピーダンス整合を維持するサーボル
   ープを備えている、請求項２３記載のリアクタ。 【請求項３８】 プロセスガス入口を有しプラズマを封
   入するチャンバと、被処理体支持具と、前記チャンバの
   内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリケータと、イン
   ピーダンス整合回路網を介して電力アプリケータに結合
   され、制御可能なＲＦ周波数と前記ＲＦ信号アプリケー
   タの入力に結合されたＲＦ信号出力とを有するＲＦ信号
   発生器と、を備えるＲＦプラズマリアクタ中での同調方
   法であって、 前記インピーダンス整合回路網を、前記プラズマ内また
   は前記プラズマ付近で発生する前記制御可能ＲＦ周波数
   の高調波から分離するステップと、 （ａ）前記発生器の出力と（ｂ）前記信号アプリケータ
   との間、またはいずれか一方の付近で、前記リアクタ内
   のプラズマイオン密度を制御するパラメタを測定するス
   テップと、 前記パラメタが特定の周波数範囲内で最大値または最小
   値のいずれか一方に少なくともほぼ最適化されるよう
   に、前記周波数範囲内で前記ＲＦ信号発生器の前記周波
   数を調整するステップと、を備える同調方法。 【請求項３９】 前記インピーダンス整合回路網中に固
   定リアクタンス部品を設けるステップを更に備える請求
   項３８記載の方法。 【請求項４０】 前記パラメタは、前記ＲＦ信号アプリ
   ケータへのＲＦ電流の大きさのフーリエ成分を含んでい
   る、請求項３８記載の方法。 【請求項４１】 前記フーリエ成分は、（ａ）第１高調
   波、（ｂ）第２高調波、のうちの一つを含んでいる、請
   求項４０記載の方法。 【請求項４２】 前記パラメタは、前記ＲＦ信号アプリ
   ケータにおけるＲＦ電流の時間変化率の大きさを含んで
   いる、請求項３８記載の方法。 【請求項４３】 前記パラメタは、前記ＲＦ周波数と前
   記ＲＦ電流の積を含んでいる、請求項４２記載の方法。 【請求項４４】 前記ＲＦ信号アプリケータは、前記リ
   アクタチャンバに隣接する誘導コイルアンテナを備えて
   おり、前記ＲＦ信号発生器がＲＦプラズマソース信号を
   供給する、請求項３８記載の方法。 【請求項４５】 前記ＲＦ信号アプリケータは、前記リ
   アクタチャンバに隣接する容量性電極を備えており、前
   記ＲＦ信号発生器がＲＦプラズマソース信号を供給す
   る、請求項３８記載の方法。 【請求項４６】 前記ＲＦ信号発生器は、調整可能なＲ
   Ｆ信号出力レベルを有しており、 前記パラメタが少なくとも所望の設定値付近に設定され
   維持されるように前記ＲＦ信号出力レベルを変化させる
   ステップを更に備える請求項３８記載の方法。 【請求項４７】 前記リアクタは、制御可能なＲＦバイ
   アス周波数と前記被処理体支持具に結合されたバイアス
   信号出力とを有するバイアスＲＦ信号発生器を更に備え
   ており、 前記被処理体支持具の付近で、前記被処理体の電圧に関
   連するバイアス信号パラメタを測定するステップと、 前記バイアス信号パラメタが最大値または最小値のいず
   れか一方に少なくともほぼ最適化されるように、第２の
   周波数範囲内で前記バイアスＲＦ信号発生器の前記周波
   数を調整するステップと、を更に備える請求項３８記載
   の方法。 【請求項４８】 前記バイアスＲＦ信号発生器と前記ウ
   ェーハ支持具との間に固定同調回路を設けるステップを
   更に備える請求項４７記載の方法。 【請求項４９】 前記バイアス信号パラメタは、前記被
   処理体の電圧のフーリエ成分を含んでいる、請求項４７
   記載の方法。 【請求項５０】 前記フーリエ成分は、（ａ）第１高調
   波、（ｂ）第２高調波、（ｃ）ＤＣ成分、のうちの一つ
   を含んでいる、請求項４９記載の方法。 【請求項５１】 前記バイアスＲＦ信号発生器は、調整
   可能なバイアスＲＦ信号出力レベルを有しており、 前記バイアス信号パラメタが少なくとも所望の設定値付
   近に設定され維持されるように前記バイアスＲＦ信号出
   力レベルを変化させるステップを更に備える請求項４７
   記載の方法。 【請求項５２】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に変圧器を設けるステップを更に備え
   る請求項３８記載の方法。 【請求項５３】 前記変圧器は、前記ＲＦ信号アプリケ
   ータの前記入力における前記負荷インピーダンスの大き
   さと前記ＲＦ信号発生器の前記出力インピーダンスの大
   きさとの間の予想比に対応する変圧比を有している、請
   求項５２記載の方法。 【請求項５４】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に複数の選択可能な変圧比を有する変
   圧装置を設けるステップと、 前記ＲＦ信号アプリケータの前記入力における前記負荷
   インピーダンスの大きさと前記ＲＦ信号発生器の前記出
   力インピーダンスの大きさとの間の予想比に最もよく対
   応する前記比のなかから一つを選択するステップと、を
   更に備える請求項３８記載の方法。 【請求項５５】 前記バイアスＲＦ信号発生器と前記ウ
   ェーハ支持具との間にバイアス変圧器を設けるステップ
   を更に備える請求項４７記載の方法。 【請求項５６】 前記バイアス変圧器は、前記ウェーハ
   支持具における前記バイアス負荷インピーダンスの大き
   さと前記バイアスＲＦ信号発生器の前記出力インピーダ
   ンスの大きさとの間の予想比に対応するバイアス変圧比
   を有している、請求項５５記載の方法。 【請求項５７】 前記バイアスＲＦ信号発生器と前記ウ
   ェーハ支持具との間に複数の選択可能なバイアス変圧比
   を有するバイアス変圧装置を設けるステップと、 前記ウェーハ支持具における前記バイアス負荷インピー
   ダンスの大きさと前記バイアスＲＦ信号発生器の前記出
   力インピーダンスの大きさとの間の予想比に最もよく対
   応する前記バイアス比のなかから一つを選択するステッ
   プと、を更に備える請求項４７記載の方法。 【請求項５８】 プロセスガス入口を有し、処理すべき
   被処理体を収容するリアクタチャンバと、前記チャンバ
   の内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリケータと、制
   御可能なＲＦ周波数およびインピーダンス整合回路網を
   介して前記ＲＦ信号アプリケータの入力に結合されたＲ
   Ｆ信号出力を有するＲＦ信号発生器と、を備えるＲＦプ
   ラズマリアクタ中で、 前記インピーダンス整合回路網を、前記チャンバ内で生
   成されることのある前記制御可能ＲＦ周波数の少なくと
   も一つまたはそれ以上の高調波から分離するステップ
   と、 前記被処理体のＲＦ電圧に関連するパラメタを検知する
   ステップと、 前記パラメタが一定の周波数範囲内で最大値または最小
   値のいずれか一方に少なくともほぼ最適化されるよう
   に、前記周波数範囲内で前記ＲＦ信号発生器の前記周波
   数を調整するステップと、を備える同調方法。 【請求項５９】 前記ＲＦ信号アプリケータは、容量性
   電極である、請求項５８記載の方法。 【請求項６０】 前記リアクタは、前記チャンバの内側
   に被処理体支持具を更に備えており、前記ＲＦ信号発生
   器は、前記被処理体支持具に結合されており、これによ
   り、前記ＲＦ信号アプリケータは、前記被処理体支持具
   を含んでいる、請求項５８記載の方法。 【請求項６１】 前記インピーダンス整合回路網は、前
   記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号アプリケータとの間に
   固定同調回路を備えている請求項５８記載の方法。 【請求項６２】 前記パラメタは、前記ＲＦ信号アプリ
   ケータのＲＦ電圧のフーリエ成分を含んでいる、請求項
   ５８記載の方法。 【請求項６３】 前記フーリエ成分は、（ａ）第１高調
   波、（ｂ）第２高調波、（ｃ）ＤＣ成分、のうちの一つ
   を含んでいる、請求項６２記載の方法。 【請求項６４】 前記バイアスＲＦ信号発生器は、調整
   可能なバイアスＲＦ信号出力レベルを有しており、 前記パラメタの大きさが少なくとも所望の設定値付近に
   設定され維持されるように前記ＲＦ信号出力レベルを変
   化させるステップを更に備える請求項５８記載の方法。 【請求項６５】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に変圧器を設けるステップを更に備え
   る請求項５８記載の方法。 【請求項６６】 前記変圧器は、前記ＲＦ信号アプリケ
   ータの前記入力における前記負荷インピーダンスの大き
   さと前記ＲＦ信号発生器の前記出力インピーダンスの大
   きさとの間の予想比に対応する変圧比を有している、請
   求項６５記載の方法。 【請求項６７】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に複数の選択可能な変圧比を有する変
   圧装置を設けるステップと、 前記ＲＦ信号アプリケータの前記入力における前記負荷
   インピーダンスの大きさと前記ＲＦ信号発生器の前記出
   力インピーダンスの大きさとの間の予想比に最もよく対
   応する前記比のなかから一つを選択するステップと、を
   更に備える請求項５８記載の方法。 【請求項６８】 プロセスガス入口を有し、処理すべき
   被処理体を収容するリアクタチャンバと、 前記チャンバの内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリ
   ケータと、 前記ＲＦ信号アプリケータに結合され、ＲＦ周波数制御
   入力を有するＲＦ信号発生器と、 前記ＲＦ信号アプリケータに結合され、前記ＲＦ信号ア
   プリケータのＲＦ電圧に関連するパラメタに応答するセ
   ンサと、 前記センサに応答する周波数サーボであって、一定の周
   波数範囲内で前記ＲＦ信号発生器の前記周波数を調整し
   て前記パラメタを前記周波数範囲内で最大値または最小
   値のいずれか一方に最適化するようにプログラムされた
   周波数サーボと、 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号アプリケータとの間
   に位置する固定同調回路と、 前記同調回路と前記信号アプリケータとの間にあり、前
   記周波数の少なくとも一つまたはそれ以上の高調波付近
   で前記同調回路より高いインピーダンスを有する高調波
   インピーダンス素子と、を備えるＲＦプラズマリアク
   タ。 【請求項６９】 前記ＲＦ信号アプリケータは、容量性
   電極である、請求項６８記載のリアクタ。 【請求項７０】 前記リアクタは、前記チャンバの内側
   に被処理体支持具を備えており、前記ＲＦ信号発生器
   は、前記被処理体支持具に結合されており、これによ
   り、前記ＲＦ信号アプリケータは、前記被処理体支持具
   を含んでいる、請求項６９記載のリアクタ。 【請求項７１】 前記パラメタは、前記ＲＦ信号アプリ
   ケータのＲＦ電圧のフーリエ成分を含んでいる、請求項
   ６８記載のリアクタ。 【請求項７２】 前記フーリエ成分は、（ａ）第１高調
   波、（ｂ）第２高調波、（ｃ）ＤＣ成分、のうちの一つ
   を含んでいる、請求項７１記載のリアクタ。 【請求項７３】 前記バイアスＲＦ信号発生器は、ＲＦ
   信号レベル制御入力を有しており、 前記信号制御入力に接続され、前記ＲＦ信号出力レベル
   を変化させて前記パラメタを少なくとも所望の設定値付
   近に設定し維持するようにプログラムされた信号サーボ
   を更に備える請求項６８記載のリアクタ。 【請求項７４】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に変圧器を更に備える請求項６８記載
   のリアクタ。 【請求項７５】 前記変圧器は、前記ＲＦ信号アプリケ
   ータの前記入力における前記負荷インピーダンスの大き
   さと前記ＲＦ信号発生器の前記出力インピーダンスの大
   きさとの間の予想比に対応する変圧比を有している、請
   求項７４記載のリアクタ。 【請求項７６】 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号ア
   プリケータとの間に複数の選択可能な変圧比を有する変
   圧装置と、前記ＲＦ信号アプリケータの前記入力におけ
   る前記負荷インピーダンスの大きさと前記ＲＦ信号発生
   器の前記出力インピーダンスの大きさとの間の予想比に
   最もよく対応する前記比のなかの少なくとも一つと、を
   更に備える請求項６８記載のリアクタ。 【請求項７７】 プロセスガス入口を有するリアクタチ
   ャンバと、被処理体支持具と、前記チャンバの内部の一
   定部分に面するＲＦ信号アプリケータと、制御可能なＲ
   Ｆ周波数を有し、前記ＲＦ信号アプリケータに結合され
   たＲＦ信号発生器と、を備えるＲＦプラズマリアクタ中
   で、前記ＲＦ信号発生器を前記ＲＦ信号アプリケータに
   同調させる方法であって、 前記アプリケータと前記発生器との間に固定インピーダ
   ンス整合回路を設けるステップと、 前記周波数の少なくとも一つまたはそれ以上の高調波付
   近において、同一の高調波における前記固定インピーダ
   ンス整合回路のインピーダンスよりも高いインピーダン
   スを有する高調波インピーダンス素子を、前記整合回路
   と前記アプリケータとの間に設けるステップと、 （ａ）前記信号発生器と（ｂ）前記信号アプリケータと
   の間、又はどちらかの付近で、第１のＲＦ発生器パラメ
   タを測定するステップと、 前記ＲＦ発生器パラメタが特定の周波数範囲内で最大値
   または最小値のいずれか一方に少なくともほぼ最適化さ
   れるように、前記周波数範囲内で前記ＲＦ信号発生器の
   前記周波数を調整するステップと、を備える方法。 【請求項７８】 （ａ）前記信号発生器と（ｂ）前記信
   号アプリケータとの間、又はどちらかの付近で、第２お
   よび第３のＲＦ発生器パラメタを測定するステップと、 前記第３ＲＦ発生器パラメタがその所望の値に対して少
   なくともほぼ最適化されるように、前記第２ＲＦ発生器
   パラメタを調整するステップと、を更に備える請求項７
   ７記載の方法。 【請求項７９】 前記第１、第２および第３ＲＦ発生器
   パラメタが同一のＲＦ発生器パラメタである、請求項７
   ８記載の方法。 【請求項８０】 前記第１、第２および第３ＲＦ発生器
   パラメタの少なくとも１つが他の２つと異なっている、
   請求項７８記載の方法。 【請求項８１】 前記第１、第２および第３ＲＦ発生器
   パラメタの各々が相互に異なっている、請求項７８記載
   の方法。 【請求項８２】 前記第１、第２および第３ＲＦ発生器
   パラメタは、 供給電圧、供給電流、供給電力、反射電力、電流の時間
   変化率、電圧のフーリエ成分、電圧と電流の間の位相
   角、任意の二つのＲＦ発生器パラメタ間の位相角、のな
   かからそれぞれ選択されたものである、請求項６８記載
   の方法。 【請求項８４】 前記信号アプリケータは、ＲＦバイア
   ス信号アプリケータを備えている、請求項７７記載の方
   法。 【請求項８５】 プロセスガス入口を有し、処理すべき
   被処理体を収容するリアクタチャンバと、 前記チャンバの内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリ
   ケータと、 ＲＦ周波数制御入力およびＲＦ信号が生成されるＲＦ信
   号出力を有するＲＦ信号発生器と、 前記ＲＦ信号出力と前記ＲＦ信号アプリケータとの間に
   接続された固定同調回路と、 （ａ）前記ＲＦ信号アプリケータと（ｂ）前記ＲＦ信号
   出力との間、又は少なくとも一方に結合されたセンサで
   あって、（ａ）前記ＲＦ信号アプリケータと（ｂ）前記
   ＲＦ信号発生器との間、又はどちらかの付近で測定可能
   なＲＦパラメタに応答するセンサと、 前記センサに応答するＲＦ信号大きさサーボであって、
   前記パラメタが所望の値に最適化されるように前記ＲＦ
   信号発生器の前記ＲＦ信号の大きさを調整するＲＦ信号
   大きさサーボと、 前記発生器の基本周波数の少なくとも一つまたはそれ以
   上の高調波付近において、前記高調波における前記固定
   同調回路のインピーダンスよりも高いインピーダンスを
   有する高調波インピーダンス素子と、を備えるＲＦプラ
   ズマリアクタ。 【請求項８６】 前記パラメタの前記所望の値は、最大
   値または最小値のいずれか一方である、請求項８５記載
   のリアクタ。 【請求項８７】 前記ＲＦ信号大きさサーボは、供給電
   圧、供給電流、供給電力、反射電力、電流の時間変化
   率、電流と電圧の積、電圧のフーリエ成分、電圧と電流
   の間の位相角、任意の２つのＲＦ発生器パラメタ間の位
   相角、という発生器パラメタのなかの一つの大きさを調
   整する、請求項８５記載のリアクタ。 【請求項８８】 前記パラメタは、供給電圧、供給電
   流、供給電力、反射電力、電流の時間変化率、電流と電
   圧の積、電圧のフーリエ成分、電圧と電流の間の位相
   角、任意の二つのＲＦ発生器パラメタ間の位相角、とい
   う信号パラメタのなかの一つを含んでいる、請求項８５
   記載のリアクタ。 【請求項８９】 プロセスガス入口を有し、処理すべき
   被処理体を収容するリアクタチャンバと、前記チャンバ
   の内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリケータと、Ｒ
   Ｆ周波数制御入力を有し、ＲＦ信号を生成するＲＦ信号
   発生器と、を備えるＲＦプラズマリアクタ中で、前記Ｒ
   Ｆ信号出力を前記ＲＦ信号アプリケータに同調させる方
   法であって、 前記ＲＦ信号発生器と前記ＲＦ信号アプリケータとの間
   に接続された固定同調回路を設けるステップと、 前記固定同調回路と前記ＲＦ信号アプリケータとの間に
   高調波インピーダンス素子を設けるステップであって、
   前記高調波インピーダンス素子は、前記発生器の基本周
   波数の一つまたはそれ以上の高調波において前記同調回
   路のインピーダンスよりも高いインピーダンスを有して
   いるステップと、 （ａ）前記ＲＦ信号アプリケータと（ｂ）前記ＲＦ信号
   発生器との間、又はどちらかの付近で測定可能なＲＦパ
   ラメタを検知するステップと、 前記パラメタが前記センサによって検知される所望の値
   に最適化されるように、前記センサに応答して、前記Ｒ
   Ｆ信号発生器の前記ＲＦ信号の大きさを調整するステッ
   プと、を備える方法。 【請求項９０】 前記パラメタの前記所望の値は、最大
   値または最小値のいずれか一方である、請求項８９記載
   の方法。 【請求項９１】 前記調整ステップは、供給電圧、供給
   電流、供給電力、反射電力、電流の時間変化率、電流と
   電圧の積、電圧のフーリエ成分、電圧と電流の間の位相
   角、任意の二つのＲＦ発生器パラメタ間の位相角、とい
   う発生器パラメタのなかの一つの大きさを調整する、請
   求項８９記載の方法。 【請求項９２】 前記パラメタは、供給電圧、供給電
   流、供給電力、反射電力、電流の時間変化率、電流と電
   圧の積、電圧のフーリエ成分、電圧と電流の間の位相
   角、任意の二つのＲＦ発生器パラメタ間の位相角、とい
   う信号パラメタのなかの一つを含んでいる、請求項８９
   記載の方法。 【請求項９３】 チャンバ内のプラズマ領域で被処理体
   を処理するＲＦプラズマリアクタであって、 前記プラズマ領域に面するＲＦ電力アプリケータと、 ＲＦ電力発生器および静電チャック駆動装置を含み、基
   本ＲＦ周波数およびＤＣチャック制御電圧をその出力に
   おいて生成する複合装置と、 前記ＲＦ電力発生器と前記ＲＦ電力アプリケータとの間
   に接続されたインピーダンス整合回路網と、 前記インピーダンス整合回路網と前記ＲＦ電力アプリケ
   ータとの間に接続された高調波インピーダンス素子と、
   を備え、 （ａ）前記高調波インピーダンス素子は、前記インピー
   ダンス整合回路網が前記高調波インピーダンス素子と協
   同して、前記基本周波数において前記チャンバの負荷イ
   ンピーダンスとの少なくとも近似的なインピーダンス整
   合をもたらすような前記基本周波数におけるインピーダ
   ンスを有しており、 （ｂ）前記高調波インピーダンス素子は、前記基本周波
   数の高調波周波数において、前記インピーダンス整合回
   路網の前記高周波周波数におけるインピーダンスよりも
   高いインピーダンスを有しており、これにより前記電極
   付近のプラズマシースで発生する高調波周波数を前記イ
   ンピーダンス整合回路網から分離するようになっている
   リアクタ。 【請求項９４】 前記高調波インピーダンス素子と前記
   ＲＦ電力アプリケータとの間に接続された出力コンデン
   サを更に備える請求項９３記載のリアクタ。 【請求項９５】 前記被処理体支持具が静電チャックを
   備えており、前記ＲＦ電力発生器と前記インピーダンス
   整合回路網との間に接続された前記静電チャック用のＤ
   Ｃ制御電圧源と、前記出力コンデンサと並列に接続され
   たチョークインダクタと、を更に備える請求項９４記載
   のリアクタであって、前記チョークインダクタは、前記
   ＤＣ制御電圧源から前記静電チャックへ流れるＤＣ電流
   用の経路を備えている、請求項９４記載のリアクタ。 【請求項９６】 プロセスガス入口を有し、処理すべき
   被処理体を収容するリアクタチャンバと、前記チャンバ
   の内部の一定部分に面するＲＦ信号アプリケータと、制
   御可能なＲＦ周波数およびインピーダンス整合回路網を
   介して前記ＲＦ信号アプリケータの入力に結合されたＲ
   Ｆ信号出力を有するＲＦ信号発生器と、を備えるＲＦプ
   ラズマリアクタ中での同調方法であって、 前記インピーダンス整合回路網を、前記チャンバ内で生
   じることのある前記制御可能ＲＦ周波数の少なくとも一
   つまたはそれ以上の高調波から分離するステップと、 前記被処理体の表面におけるイオンエネルギを導出する
   ステップと、 前記イオンエネルギが一定の周波数範囲内で所望の値に
   ほぼ最適化されるように前記周波数範囲内で前記ＲＦ信
   号発生器の前記周波数を調整するステップと、を備える
   同調方法。 【請求項９７】 前記所望の値は、前記周波数範囲内に
   おける最大値または最小値のいずれか一方である、請求
   項９６記載の方法。