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JPH10164837A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

Info

Publication number
JPH10164837A
JPH10164837A JP8315049A JP31504996A JPH10164837A JP H10164837 A JPH10164837 A JP H10164837A JP 8315049 A JP8315049 A JP 8315049A JP 31504996 A JP31504996 A JP 31504996A JP H10164837 A JPH10164837 A JP H10164837A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
mos
voltage
fet
power supply
coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8315049A
Other languages
English (en)
Inventor
Akihiko Kikuchi
昭彦 菊池
Masanobu Takahama
昌信 高濱
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP8315049A priority Critical patent/JPH10164837A/ja
Publication of JPH10164837A publication Critical patent/JPH10164837A/ja
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ２次側整流にＭＯＳ−ＦＥＴを用いて損失を
大幅に減少させる。 【解決手段】 ＡＣ入力を整流したＤＣ１００の＋端が
スイッチングトランジスタ１、２のコレクタ・エミッタ
間を通じて−端に接続され、中点が過飽和リアクタトラ
ンス３のコイル３Ａ、共振コンデンサ４を通じて電圧変
換トランス５の１次側コイル５Ａの一端に接続される。
また電圧変換トランス５の２次側コイル５Ｂの一端及び
他端が、それぞれＮチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ１９、
２０のソース・ドレイン間を通じて互いに接続され、こ
の接続点と２次側コイル５Ｂの中間タップとの間に平滑
用のコンデンサ２１が接続される。さらにＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１９、２０はそれぞれ駆動回路２４、２５によってオ
ンオフが制御され、例えば図示の例ではコンデンサ２１
側からコイル５Ｂに向かって電流が流れている期間にの
みオンされるように同期制御される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばＡＣ入力を
整流したＤＣで駆動されるパーソナルコンピュータの電
源等に使用して好適な電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばＡＣ入力を整流したＤＣで駆動さ
れるパーソナルコンピュータの電源においては、内部で
必要な駆動電圧を得るために、いわゆるＤＣ−ＤＣコン
バータ等の電源装置が用いられている。すなわち図９に
は、そのような電源装置の一例の構成を示す。
【０００３】この図９において、ＤＣ７０の＋端が、直
列に接続された２石のスイッチングトランジスタ７１、
７２のコレクタ・エミッタ間を通じてＤＣ７０の−端に
接続される。これらのトランジスタ７１、７２の中点が
過飽和リアクタトランス７３のコイル３Ａ、共振コンデ
ンサ７４を通じて電圧変換トランス７５の１次側コイル
５Ａの一端に接続される。またこの１次側コイル５Ａの
他端がＤＣ７０の−端に接続される。さらにトランジス
タ７１、７２の中点がコンデンサ７６を通じてＤＣ７０
の−端に接続される。
【０００４】また、トランジスタ７１のコレクタが抵抗
器７７を通じてトランジスタ７１のベースに接続され、
このトランジスタ７１のベースが順方向のツェナーダイ
オード７８と逆方向のダイオード７９の直列回路を通じ
てトランジスタ７１のエミッタに接続される。さらにト
ランジスタ７１のベースが抵抗器８０、コンデンサ８１
と、過飽和リアクタトランス７３のコイル３Ｂ及びコン
デンサ８２の並列回路との直列回路を通じてトランジス
タ７１のエミッタに接続される。
【０００５】さらにトランジスタ７２のコレクタが抵抗
器８３を通じてトランジスタ７２のベースに接続され、
このトランジスタ７２のベースが順方向のツェナーダイ
オード８４と逆方向のダイオード８５の直列回路を通じ
てトランジスタ７２のエミッタに接続される。さらにト
ランジスタ７２のベースが抵抗器８６、コンデンサ８７
と、過飽和リアクタトランス７３のコイル３Ｃ及びコン
デンサ８８の並列回路との直列回路を通じてトランジス
タ７２のエミッタに接続される。
【０００６】また、上述の電圧変換トランス７５の２次
側コイル５Ｂの一端及び他端が、それぞれ整流用の順方
向のダイオード８９、９０を通じて互いに接続される。
さらにこの接続点と２次側コイル５Ｂの中間タップとの
間に平滑用のコンデンサ９１が接続される。そしてこの
コンデンサ９１の両端から出力端子９２の＋端及び−端
が導出される。さらにこの出力端子９２の＋端がエラー
アンプ９３を通じて過飽和リアクタトランス７３の制御
コイル３Ｄに接続される。
【０００７】そしてこの装置において、上述のスイッチ
ングトランジスタ７１、７２が自励発振によって交互に
オンオフされることによって、電圧変換トランス７５の
１次側コイル５Ａには略正弦波の電流が流され、２次側
コイル５Ｂには所望の電圧が取り出される。さらにこの
取り出された電圧がダイオード８９、９０を通じて両波
整流され、整流された電圧がコンデンサ９１で平滑され
て出力端子９２に取り出される。
【０００８】また、出力端子９２の＋端に取り出された
電圧の、所望の電圧からの変動分がエラーアンプ９３で
検出され、この変動分が過飽和リアクタトランス７３の
制御コイル３Ｄに供給される。これによってこの過飽和
リアクタトランス７３のコイル３Ａ〜３Ｃに取り出され
る信号の波形が変化され、トランジスタ７１、７２のス
イッチング周波数が変化されて、出力端子９２の＋端に
取り出される電圧が所望の電圧に等しくなるように制御
が行われる。
【０００９】このようにして、上述の装置において、安
定化された所望の電圧を出力端子９２に取り出すことが
できる。そしてこの取り出された電圧は、例えばＤＣで
駆動されるパーソナルコンピュータの電源として使用さ
れるものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが上述の電源装
置において、電圧変換トランス７５の２次側整流用のダ
イオード８９、９０の順方向降下電圧Ｖf によって損失
が発生する。すなわちこのようなダイオードの順方向降
下電圧Ｖf は、一般的０．４５Ｖ程度であるが、この順
方向降下電圧Ｖf によって上述の装置では、 １．１１×Ｉo ×Ｖf 〔Ｗ〕 （但し、Ｉo は出
力電流〔Ａ〕） の損失が発生する。
【００１１】そしてこのような２次側整流用のダイオー
ド８９、９０による損失が、例えば出力電流Ｉo が１０
〔Ａ〕では５〔Ｗ〕、２０〔Ａ〕では１０〔Ｗ〕にもな
ってしまい、特にパーソナルコンピュータのように低電
圧、大電流が要求される電源では、出力に対する損失の
割合が大きくなってしまうものである。
【００１２】この出願はこのような点に鑑みて成された
ものであって、解決しようとする問題点は、従来の装置
では、特にパーソナルコンピュータのように低電圧、大
電流の電源が要求される場合に、２次側整流用ダイオー
ドの順方向降下電圧によって、出力に対する損失の割合
が大きくなってしまうというものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】このため本発明において
は、電圧変換用トランスの２次側整流としてＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを用いて同期整流を行うようにしたものであって、
これによれば、特に低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを用い
ることで、２次側整流での損失を大幅に減少させること
ができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】すなわち本発明においては、スイ
ッチング素子を２石用いたハーフブリッジ構成を有し、
２石のスイッチング素子の中点に共振コンデンサと電圧
変換用トランスが設けられると共に、電圧変換用トラン
スの２次側整流としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整流
を行うものである。以下、図面を参照して本発明を説明
するに、図１は本発明を適用した電源装置の一例の構成
を示すブロック図である。
【００１５】この図１において、ＡＣ入力を整流したＤ
Ｃ１００の＋端が、直列に接続された２石のスイッチン
グトランジスタ１、２のコレクタ・エミッタ間を通じて
ＤＣ１００の−端に接続される。これらのトランジスタ
１、２の中点が過飽和リアクタトランス３のコイル３
Ａ、共振コンデンサ４を通じて電圧変換トランス５の１
次側コイル５Ａの一端に接続される。またこの１次側コ
イル５Ａの他端がＤＣ１００の−端に接続される。さら
にトランジスタ１、２の中点がコンデンサ６を通じてＤ
Ｃ１００の−端に接続される。
【００１６】また、トランジスタ１のコレクタが抵抗器
７を通じてトランジスタ１のベースに接続され、このト
ランジスタ１のベースが順方向のツェナーダイオード８
と逆方向のダイオード９の直列回路を通じてトランジス
タ１のエミッタに接続される。さらにトランジスタ１の
ベースが抵抗器１０、コンデンサ１１と、過飽和リアク
タトランス３のコイル３Ｂ及びコンデンサ１２の並列回
路との直列回路を通じてトランジスタ１のエミッタに接
続される。
【００１７】さらにトランジスタ２のコレクタが抵抗器
１３を通じてトランジスタ２のベースに接続され、この
トランジスタ２のベースが順方向のツェナーダイオード
１４と逆方向のダイオード１５の直列回路を通じてトラ
ンジスタ２のエミッタに接続される。さらにトランジス
タ２のベースが抵抗器１６、コンデンサ１７と、過飽和
リアクタトランス３のコイル３Ｃ及びコンデンサ１８の
並列回路との直列回路を通じてトランジスタ２のエミッ
タに接続される。
【００１８】また、上述の電圧変換トランス５の２次側
コイル５Ｂの一端及び他端が、それぞれＮチャンネルの
ＭＯＳ−ＦＥＴ１９、２０のソース・ドレイン間を通じ
て互いに接続される。さらにこの接続点と２次側コイル
５Ｂの中間タップとの間に平滑用のコンデンサ２１が接
続される。そしてこのコンデンサ２１の両端から出力端
子２２の＋端及び−端が導出される。さらにこの出力端
子２２の＋端が制御回路２３を通じて過飽和リアクタト
ランス３の制御コイル３Ｄに接続される。
【００１９】そしてこの装置において、上述のスイッチ
ングトランジスタ１、２が自励発振によって交互にオン
オフされることによって、電圧変換トランス５の１次側
コイル５Ａには略正弦波の電流が流され、２次側コイル
５Ｂには所望の電圧が取り出される。さらにこの取り出
された電圧が、ＭＯＳ−ＦＥＴ１９、２０を通じて互い
に接続される。
【００２０】ここでこれらのＭＯＳ−ＦＥＴ１９、２０
はそれぞれ駆動回路２４、２５によってオンオフが制御
され、例えば図示の例ではコンデンサ２１側からコイル
５Ｂに向かって電流が流れている期間にのみオンされる
ように同期制御される。これによって２次側コイル５Ｂ
に取り出された電圧が両波整流され、整流された電圧が
コンデンサ２１で平滑されて出力端子２２に取り出され
る。
【００２１】また、出力端子２２の＋端に取り出された
電圧の、所望の電圧からの変動分が制御回路２３で検出
され、この変動分が過飽和リアクタトランス３の制御コ
イル３Ｄに供給される。これによってこの過飽和リアク
タトランス３のコイル３Ａ〜３Ｃに取り出される信号の
波形が変化され、トランジスタ１、２のスイッチング周
波数が変化されて、出力端子２２の＋端に取り出される
電圧が所望の電圧に等しくなるように制御が行われる。
【００２２】このようにして、上述の装置において、安
定化された所望の電圧を出力端子２２に取り出すことが
できる。さらにこの取り出された電圧は、例えばＤＣで
駆動されるパーソナルコンピュータの電源として使用さ
れるものである。
【００２３】そして上述の装置において、電圧変換トラ
ンス５の２次側の整流が、ＭＯＳ−ＦＥＴ１９、２０の
それぞれ同期制御による同期整流によって行われてい
る。従ってこの場合には、２次側整流用のＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１９、２０のオン抵抗Ｒonによって損失が発生する。
【００２４】すなわちこのようなオン抵抗Ｒonは、例え
ば低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴでは７ｍΩ程度である。
そしてこのオン抵抗Ｒonによって上述の装置では、 １．１１×Ｉo ×１．１１×Ｉo ×Ｒon〔Ｗ〕 の損失が発生する。
【００２５】そしてこのような２次側整流用のＭＯＳ−
ＦＥＴ１９、２０による損失は、例えば出力電流Ｉo が
１０〔Ａ〕では約０．８６〔Ｗ〕、２０〔Ａ〕では約
３．４５〔Ｗ〕に留めることができ、特にパーソナルコ
ンピュータのように低電圧、大電流が要求される電源
で、出力に対する損失の割合を大幅に削減することがで
きるものである。
【００２６】すなわち図２において、直線Ａは、従来の
２次側整流用の素子に例えば順方向降下電圧Ｖf ＝０．
４５Ｖのダイオードを用いた場合の、電流〔Ａ〕に対す
る損失〔Ｗ〕の発生の状況を示す。また、曲線Ｂは、２
次側整流用の素子に例えばオン抵抗Ｒon＝７ｍΩのＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いた場合の、電流〔Ａ〕に対する損失
〔Ｗ〕の発生の状況を示している。
【００２７】従ってこの装置において、電圧変換用トラ
ンスの２次側整流としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整
流を行うことによって、特に低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥ
Ｔを用いることで、２次側整流での損失を大幅に減少さ
せることができる。
【００２８】これによって、従来の装置では、２次側整
流用ダイオードの順方向降下電圧によって、出力に対す
る損失の割合が大きくなっていたものを、本発明によれ
ば、特にパーソナルコンピュータのように低電圧、大電
流の電源が要求される場合に、２次側整流での損失を大
幅に減少させ、効率の良いスイッチング電源を実現する
ことができるものである。
【００２９】ところで上述の装置において、２次側整流
素子は、本来は電圧変換用トランス５の２次側コイル５
Ｂから平滑用コンデンサ２１を充電する方向のみに電流
を流さなければならない。ところが上述の装置におい
て、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ゲートにオン電圧が印加される
とドレイン・ソース間は抵抗体と同等になるため、電流
は双方向に流れることができる。
【００３０】従って上述の装置において、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔのゲートにオン電圧を印加するタイミングを悪くする
と、コンデンサ２１から２次側コイル５Ｂへ放電電流が
流れ、負荷側にエネルギーを有効に伝達できないばかり
か、逆電流によるＭＯＳ−ＦＥＴの発熱やノイズの発
生、１次側スイッチング損失の増大にもつながる恐れが
ある。
【００３１】そこで、このようなＭＯＳ−ＦＥＴのゲー
トにオン電圧を印加するタイミングを正確に制御するた
めに、例えば図３に示すような回路が用いられる。なお
以下の説明では、２次側整流用のＭＯＳ−ＦＥＴ１９、
２０の下側の片方の回路についてのみ示すが、上下両方
のＭＯＳ−ＦＥＴについての回路構成、及びその作用動
作は同じである。
【００３２】この図３において、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０に
直列に電流検出用トランス３１の１次側コイル３１Ａが
設けられる。そしてこの電流検出用トランス３１の２次
側コイル３１Ｂの両端間に検出用の抵抗器３２が接続さ
れ、この抵抗器３２の電圧がコンパレータ３３で検出さ
れる。
【００３３】すなわち上述の抵抗器３２の一端が電圧源
３４に接続され、この電圧源３４の電圧と抵抗器３２の
他端の電圧がコンパレータ３３で比較されて、他端の電
圧が所定値以上になったときに検出が行われる。そして
この検出信号がバッファ回路３５を通じてＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２０のゲートに供給される。
【００３４】従ってこの回路において、例えば上述の１
次側のトランジスタ１のコレクタ電流ＩC が、図４のＡ
に示すようであった場合には、電圧変換用トランス５の
２次側コイル５Ｂには図４のＢの電圧が誘起される。そ
してこの電圧がコンデンサ２１の充電電圧より大きくな
ると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０の寄生ダイオード２０Ａを通
じてコンデンサ２１に充電電流が流される。
【００３５】さらにこの充電電流が電流検出用トランス
３１の１次側コイル３１Ａを流れることによって、２次
側コイル３１Ｂには電圧が誘起される。そしてこの出力
電圧がコンパレータ３３で検出され、この出力電圧が所
定値以上になると、即座にバッファ回路３５を通じて例
えば図４のＣに示すようなゲート電圧ＶgsがＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２０に印加される。
【００３６】また、上述の充電電流が減少すると、コン
パレータ３３の出力が反転され、バッファ回路３５を通
じてＭＯＳ−ＦＥＴ２０のゲート容量が放電されて、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ２０がオフされる。なおこの時点でコンデ
ンサ２１の充電電流はゼロにはなっていないが、この電
流はＭＯＳ−ＦＥＴ２０の寄生ダイオード２０Ａを通じ
て流される。
【００３７】これによって、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０には、
例えば図４のＤに示すようなドレイン電流ＩD が流され
る。すなわちこのＭＯＳ−ＦＥＴ２０は、コンデンサ２
１への充電電流が流れ始めた後でオンされ、充電電流が
ゼロになる前にオフされる。そしてこのＭＯＳ−ＦＥＴ
２０がオンされている期間に、低オン抵抗を介して損失
の少ない充電が行われるものである。
【００３８】なお、上述のＭＯＳ−ＦＥＴ１９において
も作用動作は全く同じに行われる。すなわち例えば図５
のＡ、Ｂに示すＭＯＳ−ＦＥＴ２０の動作に反転した形
で、図５のＣ、Ｄに示すようにＭＯＳ−ＦＥＴ１９の動
作が行われる。そしてこの場合も、ＭＯＳ−ＦＥＴ１９
は、コンデンサ２１への充電電流が流れ始めた後でオン
され、充電電流がゼロになる前にオフされるものであ
る。
【００３９】従ってこの回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴ
は充電電流がゼロになる前にオフされるので、例えばタ
ーンオフのタイミングが遅れて逆電流が流されるような
ことがない。これにより、いかなる動作条件でもＭＯＳ
−ＦＥＴのオン期間が充電電流の方向のみの電流だけ流
せるようにでき、逆電流の発生による不具合を解消する
ことができる。
【００４０】さらに図６、図７は、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲ
ートにオン電圧を印加するタイミングを正確に制御する
ための回路の他の例を示す。すなわち図６は充電電流の
検出方法として検出抵抗４１を用いる場合であって、こ
の検出抵抗４１で検出された電圧をコンパレータ４２で
電圧源４３の電圧と比較し、この比較出力をバッファ回
路４４を通じてＭＯＳ−ＦＥＴ２０のゲートに印加して
いる。
【００４１】また、図７は検出抵抗としてＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２０のオン抵抗を用いるものである。すなわちこの例
では、ＭＯＳ−ＦＥＴ２０のオン抵抗で検出された電圧
をコンパレータ５１で電圧源５２の電圧と比較し、この
比較出力をバッファ回路５３を通じてＭＯＳ−ＦＥＴ２
０のゲートに印加している。なおこの図７の回路は、も
っとも損失が少なくなる構成である。
【００４２】こうして上述の電源装置によれば、スイッ
チング素子を２石用いたハーフブリッジ構成を有し、２
石のスイッチング素子の中点に共振コンデンサと電圧変
換用トランスが設けられると共に、電圧変換用トランス
の２次側整流としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整流を
行うことにより、２次側整流での損失を大幅に減少さ
せ、効率の良いスイッチング電源を実現することができ
るものである。
【００４３】なお、上述の説明では、いずれも２次側整
流用のＭＯＳ−ＦＥＴ１９、２０を電圧変換トランス５
の２次側コイル５Ｂの−側に設ける場合について行った
が、例えば従来の装置で述べたダイオードのように＋側
に設けても同様の作用効果を得ることができる。ただ
し、−側に設けた方がＭＯＳ−ＦＥＴの駆動には適正で
ある。
【００４４】また、例えば図８に示すように１次側のス
イッチング素子が他励発振によってオンオフ駆動される
場合においても本発明を適用することができる。すなわ
ち図８においては、コントロール回路６０からの制御信
号がドライブ回路６１、６２を通じてそれぞれスイッチ
ング素子６３、６４に供給され、これらのスイッチング
素子６３、６４がオンオフ駆動されて、上述の電圧変換
トランス５の１次側コイル５Ａに略正弦波の電流が流さ
れる。
【００４５】さらにこの装置において、出力端子２２の
＋端に取り出された電圧の、所望の電圧からの変動分が
フィードバック回路６５を通じてコントロール回路６０
に供給され、これによってスイッチング素子６３、６４
のスイッチング周波数が変化されて、出力端子２２の＋
端に取り出される電圧が所望の電圧に等しくなるように
制御が行われる。
【００４６】そしてさらにこの装置においても、電圧変
換用トランスの２次側整流としてＭＯＳ−ＦＥＴを用い
て同期整流を行うことによって、特に低オン抵抗のＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いることで、２次側整流での損失を大幅
に減少させることができ、効率の良いスイッチング電源
を実現することができるものである。
【００４７】
【発明の効果】この発明によれば、電圧変換用トランス
の２次側整流としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いて同期整流を
行うことによって、特に低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴを
用いることで、２次側整流での損失を大幅に減少させる
ことができるようになった。
【００４８】これによって、従来の装置では、２次側整
流用ダイオードの順方向降下電圧によって、出力に対す
る損失の割合が大きくなっていたものを、本発明によれ
ば、特にパーソナルコンピュータのように低電圧、大電
流の電源が要求される場合に、２次側整流での損失を大
幅に減少させ、効率の良いスイッチング電源を実現する
ことができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適用される電源装置の一例の構成図で
ある。
【図２】その説明のための図である。
【図３】本発明の適用される電源装置の要部の一例の構
成図である。
【図４】その動作の説明のための図である。
【図５】その動作の説明のための図である。
【図６】本発明の適用される電源装置の要部の他の例の
構成図である。
【図７】本発明の適用される電源装置の要部の他の例の
構成図である。
【図８】本発明の適用される電源装置の他の例の構成図
である。
【図９】従来の電源装置の構成図である。
【符号の説明】
１００ ＡＣ入力を整流したＤＣ、１，２ スイッチン
グトランジスタ、３過飽和リアクタトランス、４ 共振
コンデンサ、５ 電圧変換トランス、６ コンデンサ、
７ 抵抗器、８ ツェナーダイオード、９ ダイオー
ド、１０ 抵抗器、１１，１２ コンデンサ、１３ 抵
抗器、１４ ツェナーダイオード、１５ダイオード、１
６ 抵抗器、１７，１８ コンデンサ、１９，２０ Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ、２１ コンデンサ、２２ 出力端子、２
３ 制御回路、２４，２５ 駆動回路

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング素子を２石用いたハーフブ
    リッジ構成を有し、 上記２石のスイッチング素子の中点に共振コンデンサと
    電圧変換用トランスが設けられると共に、 上記電圧変換用トランスの２次側整流としてＭＯＳ−Ｆ
    ＥＴを用いて同期整流を行うことを特徴とする電源装
    置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の電源装置において、 上記２次側整流用のＭＯＳ−ＦＥＴの駆動信号として上
    記ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流を検出した信号を用いる
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の電源装置において、 上記ＭＯＳ−ＦＥＴに直列に電流検出トランスを接続し
    て上記ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流を検出することを特
    徴とする電源装置。
  4. 【請求項４】 請求項２記載の電源装置において、 上記ＭＯＳ−ＦＥＴに直列に電流検出抵抗を接続してそ
    の電圧降下により上記ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流を検
    出することを特徴とする電源装置。
  5. 【請求項５】 請求項２記載の電源装置において、 上記ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗による電圧降下により上
    記ＭＯＳ−ＦＥＴを流れる電流を検出することを特徴と
    する電源装置。
JP8315049A 1996-11-26 1996-11-26 電源装置 Pending JPH10164837A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
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