JPH10162983A - ガス放電ランプ用安定回路 - Google Patents
ガス放電ランプ用安定回路Info
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- JPH10162983A JPH10162983A JP9240521A JP24052197A JPH10162983A JP H10162983 A JPH10162983 A JP H10162983A JP 9240521 A JP9240521 A JP 9240521A JP 24052197 A JP24052197 A JP 24052197A JP H10162983 A JPH10162983 A JP H10162983A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
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-
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】確実始動可能なガス放電ランプ安定回路。
【解決手段】安定回路１０に共振負荷回路１６が含ま
れ、直流−交流変換回路が回路１６内に交流電流を誘導
する。直流−交流変換回路には直流電圧のバス導体１８
と基準導体２０間に直列接続の第一及び第二のスイッチ
Ｑ１，Ｑ２が含まれ、スイッチＱ１，Ｑ２は交流負荷電
流が流れる共通節点２６で接続される。スイッチＱ１，
Ｑ２は各々制御節点２８と基準節点２０を含み、節点２
８と２０との間の電圧が対応するスイッチの導電状態を
決める。スイッチＱ１の節点２８と、スイッチＱ２の節
点２８は相互接続され、スイッチＱ１の節点２０とスイ
ッチＱ２の節点２０が共通節点２６で一緒に接続され
る。ゲート駆動回路３０が各スイッチを再生的に制御
し、交流負荷電流の瞬時変化速度に比例した電圧が誘導
されるように共振インダクタＬＲに相互結合された駆動
インダクタがゲート駆動回路に含まれる。
れ、直流−交流変換回路が回路１６内に交流電流を誘導
する。直流−交流変換回路には直流電圧のバス導体１８
と基準導体２０間に直列接続の第一及び第二のスイッチ
Ｑ１，Ｑ２が含まれ、スイッチＱ１，Ｑ２は交流負荷電
流が流れる共通節点２６で接続される。スイッチＱ１，
Ｑ２は各々制御節点２８と基準節点２０を含み、節点２
８と２０との間の電圧が対応するスイッチの導電状態を
決める。スイッチＱ１の節点２８と、スイッチＱ２の節
点２８は相互接続され、スイッチＱ１の節点２０とスイ
ッチＱ２の節点２０が共通節点２６で一緒に接続され
る。ゲート駆動回路３０が各スイッチを再生的に制御
し、交流負荷電流の瞬時変化速度に比例した電圧が誘導
されるように共振インダクタＬＲに相互結合された駆動
インダクタがゲート駆動回路に含まれる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流−交流変換器の一
対の直列接続されたスイッチを制御するための再生ゲー
ト駆動回路を用いる型のガス放電ランプに対する安定回
路すなわち電源回路に関するものである。ここに請求さ
れている本発明の第一の態様は、ゲート駆動回路内のイ
ンダクタンスを用いて、直列接続されたスイッチを制御
する電圧の位相を調整する上記のような安定回路に関す
るものである。本発明の第二の態様は、ゲート駆動回路
の再生動作を始動するための新規な回路を用いる上記の
型の安定回路に関するものである。
対の直列接続されたスイッチを制御するための再生ゲー
ト駆動回路を用いる型のガス放電ランプに対する安定回
路すなわち電源回路に関するものである。ここに請求さ
れている本発明の第一の態様は、ゲート駆動回路内のイ
ンダクタンスを用いて、直列接続されたスイッチを制御
する電圧の位相を調整する上記のような安定回路に関す
るものである。本発明の第二の態様は、ゲート駆動回路
の再生動作を始動するための新規な回路を用いる上記の
型の安定回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】本発明の第一の態様については、ガス放
電ランプ用の代表的な安定回路には、直流を交流に変換
してガス放電ランプがその中に配置された共振負荷回路
に供給するための、一対の直列接続されたＭＯＳＦＥＴ
又は他のスイッチが含まれる。一対の直列接続されたス
イッチを制御するために、種々の型の再生ゲート駆動回
路が提案されてきた。たとえば、ロール（Ｒｏｌｌ）氏
等の米国特許第５，３４９，２７０号（以下、ロールと
いう）には、共振負荷回路内の電流の位相に対してゲー
ト−ソース電圧の位相を調整するためのＲ−Ｃ（抵抗容
量）回路を用いるゲート駆動回路が開示されている。こ
のようなゲート駆動回路の一つの欠点は、通常、一対の
逆直列接続されたツェナーダイオードによりＲ−Ｃ回路
のコンデンサがクランプされたときに共振負荷回路の位
相角が０°でなく、９０°に向かって動くことである。
これらのダイオードはＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートに
印加される電圧を制限して、このようなスイッチが損傷
しないように保護する。その結果得られる大きな位相シ
フトにより、少なくとも安定器の効率を犠牲にすること
なく、ランプの確実な点弧を保証する充分に大きな出力
を防止する。
電ランプ用の代表的な安定回路には、直流を交流に変換
してガス放電ランプがその中に配置された共振負荷回路
に供給するための、一対の直列接続されたＭＯＳＦＥＴ
又は他のスイッチが含まれる。一対の直列接続されたス
イッチを制御するために、種々の型の再生ゲート駆動回
路が提案されてきた。たとえば、ロール（Ｒｏｌｌ）氏
等の米国特許第５，３４９，２７０号（以下、ロールと
いう）には、共振負荷回路内の電流の位相に対してゲー
ト−ソース電圧の位相を調整するためのＲ−Ｃ（抵抗容
量）回路を用いるゲート駆動回路が開示されている。こ
のようなゲート駆動回路の一つの欠点は、通常、一対の
逆直列接続されたツェナーダイオードによりＲ−Ｃ回路
のコンデンサがクランプされたときに共振負荷回路の位
相角が０°でなく、９０°に向かって動くことである。
これらのダイオードはＭＯＳＦＥＴスイッチのゲートに
印加される電圧を制限して、このようなスイッチが損傷
しないように保護する。その結果得られる大きな位相シ
フトにより、少なくとも安定器の効率を犠牲にすること
なく、ランプの確実な点弧を保証する充分に大きな出力
を防止する。
【０００３】上記のＲ−Ｃ回路のもう一つの欠点は、Ｍ
ＯＳＦＥＴのソフトなターンオフである。その結果、ス
イッチングが貧弱となり、Ｒ−Ｃ回路に与えられる電圧
がゆっくりと傾斜減衰し、ランプ電力の調節が貧弱とな
り、線路電圧およびアークインピーダンスに望ましくな
い変動が生じる。本発明の第二の態様については、上記
の型の安定回路で直流−交流変換器のスイッチを制御す
るためのゲート駆動回路の再生動作を開始する簡単な始
動回路が提供されることが望ましい。
ＯＳＦＥＴのソフトなターンオフである。その結果、ス
イッチングが貧弱となり、Ｒ−Ｃ回路に与えられる電圧
がゆっくりと傾斜減衰し、ランプ電力の調節が貧弱とな
り、線路電圧およびアークインピーダンスに望ましくな
い変動が生じる。本発明の第二の態様については、上記
の型の安定回路で直流−交流変換器のスイッチを制御す
るためのゲート駆動回路の再生動作を開始する簡単な始
動回路が提供されることが望ましい。
【０００４】
【発明の目的】本発明の第一の態様の一つの目的は、直
流−交流変換器の一対の直列接続されたスイッチを制御
するための再生ゲート駆動回路を用いる型のガス放電ラ
ンプ安定回路であって、共振負荷電流とスイッチに対す
る制御電圧との間の位相角がランプ点弧の間、０°に向
かって動き、確実なランプ始動を保証するガス放電ラン
プ安定回路を提供することである。
流−交流変換器の一対の直列接続されたスイッチを制御
するための再生ゲート駆動回路を用いる型のガス放電ラ
ンプ安定回路であって、共振負荷電流とスイッチに対す
る制御電圧との間の位相角がランプ点弧の間、０°に向
かって動き、確実なランプ始動を保証するガス放電ラン
プ安定回路を提供することである。
【０００５】本発明の第一の態様のもう一つの目的は、
従来技術回路たとえば上記のロールのに比べて簡略化さ
れた構成の上記の型の安定回路を提供することである。
本発明の第二の態様の一つの目的は、上記の型の安定回
路で直流−交流変換器のスイッチを制御するためのゲー
ト駆動回路の再生動作を開始するための簡単な始動回路
を提供することである。
従来技術回路たとえば上記のロールのに比べて簡略化さ
れた構成の上記の型の安定回路を提供することである。
本発明の第二の態様の一つの目的は、上記の型の安定回
路で直流−交流変換器のスイッチを制御するためのゲー
ト駆動回路の再生動作を開始するための簡単な始動回路
を提供することである。
【０００６】本発明の第二の態様のもう一つの目的は、
やはり直流−交流変換器で一対の直列接続されたスイッ
チを用いる他の安定回路で使用し得る上記の型の簡単な
始動回路を提供することである。
やはり直流−交流変換器で一対の直列接続されたスイッ
チを用いる他の安定回路で使用し得る上記の型の簡単な
始動回路を提供することである。
【０００７】
【発明の概要】ここに請求されている本発明の第一の態
様によれば、ガス放電ランプを含み、共振インダクタン
スおよび共振静電容量を含む共振負荷回路が含まれるガ
ス放電ランプのための安定回路が提供される。直流−交
流変換回路が共振負荷回路内に交流電流を誘導する。直
流−交流変換回路には、直流電圧のバス導体と基準導体
との間に直列接続された第一および第二のスイッチが含
まれ、第一および第二のスイッチは交流負荷電流が流れ
る共通節点で一緒に接続される。第一および第二のスイ
ッチは各々、制御節点と基準節点を含み、制御節点と基
準節点との間の電圧が対応するスイッチの導電状態を決
める。第一のスイッチの制御節点と第二のスイッチの制
御節点は相互接続される。第一のスイッチの基準節点と
第二のスイッチの基準節点が共通節点で一緒に接続され
る。ゲート駆動構成が第一および第二のスイッチを再生
的に制御する。交流負荷電流の瞬時変化速度に比例した
電圧が中に誘導されるように共振インダクタに相互結合
された駆動インダクタがゲート駆動構成に含まれる。駆
動インダクタは共通節点と制御節点との間に接続され
る。第二のインダクタが駆動インダクタに直列接続され
る。直列接続された駆動インダクタと第二のインダクタ
が共通節点と制御節点との間に接続される。共通節点に
対して制御節点の電圧の正および負の偏位を制限するた
めに共通節点と制御節点との間に、双方向電圧クランプ
が接続される。
様によれば、ガス放電ランプを含み、共振インダクタン
スおよび共振静電容量を含む共振負荷回路が含まれるガ
ス放電ランプのための安定回路が提供される。直流−交
流変換回路が共振負荷回路内に交流電流を誘導する。直
流−交流変換回路には、直流電圧のバス導体と基準導体
との間に直列接続された第一および第二のスイッチが含
まれ、第一および第二のスイッチは交流負荷電流が流れ
る共通節点で一緒に接続される。第一および第二のスイ
ッチは各々、制御節点と基準節点を含み、制御節点と基
準節点との間の電圧が対応するスイッチの導電状態を決
める。第一のスイッチの制御節点と第二のスイッチの制
御節点は相互接続される。第一のスイッチの基準節点と
第二のスイッチの基準節点が共通節点で一緒に接続され
る。ゲート駆動構成が第一および第二のスイッチを再生
的に制御する。交流負荷電流の瞬時変化速度に比例した
電圧が中に誘導されるように共振インダクタに相互結合
された駆動インダクタがゲート駆動構成に含まれる。駆
動インダクタは共通節点と制御節点との間に接続され
る。第二のインダクタが駆動インダクタに直列接続され
る。直列接続された駆動インダクタと第二のインダクタ
が共通節点と制御節点との間に接続される。共通節点に
対して制御節点の電圧の正および負の偏位を制限するた
めに共通節点と制御節点との間に、双方向電圧クランプ
が接続される。
【０００８】本発明の上記の目的ならびに他の利点およ
び特徴は、図面を参照した以下の説明により明らかとな
る。図面で同じ参照番号は同じ部品を表す。
び特徴は、図面を参照した以下の説明により明らかとな
る。図面で同じ参照番号は同じ部品を表す。
【０００９】
発明の第一の態様 図１−６により、本発明の第一の態様を説明する。図１
は、本発明の第一の態様によるガス放電ランプ１２のた
めの安定回路１０を示す。スイッチＱ1 およびＱ2 は、
電源１４からの直流電流、たとえば全波ブリッジ（図示
しない）の出力を、共振インダクタＬR および共振コン
デンサＣRを含む共振負荷回路１６が受ける交流電流に
変換するように、それぞれ制御される。導体１８と基準
導体２０との間に直流バス電圧ＶBUS が存在する。便宜
上、基準導体２０は地気として示されている。共振負荷
回路１６には、ランプ１２も含まれている。図示するよ
うに、ランプ１２は共振コンデンサＣR に並列接続して
もよい。コンデンサ２２および２４は、それらの共通に
接続された節点２３をバス電圧ＶBUS の約１／２に維持
するための標準の「ブリッジ」コンデンサである。共振
負荷回路１６内にランプ１２を相互接続するための他の
構成、およびブリッジコンデンサ２２および２４の代替
構成は当業者には知られている。
は、本発明の第一の態様によるガス放電ランプ１２のた
めの安定回路１０を示す。スイッチＱ1 およびＱ2 は、
電源１４からの直流電流、たとえば全波ブリッジ（図示
しない）の出力を、共振インダクタＬR および共振コン
デンサＣRを含む共振負荷回路１６が受ける交流電流に
変換するように、それぞれ制御される。導体１８と基準
導体２０との間に直流バス電圧ＶBUS が存在する。便宜
上、基準導体２０は地気として示されている。共振負荷
回路１６には、ランプ１２も含まれている。図示するよ
うに、ランプ１２は共振コンデンサＣR に並列接続して
もよい。コンデンサ２２および２４は、それらの共通に
接続された節点２３をバス電圧ＶBUS の約１／２に維持
するための標準の「ブリッジ」コンデンサである。共振
負荷回路１６内にランプ１２を相互接続するための他の
構成、およびブリッジコンデンサ２２および２４の代替
構成は当業者には知られている。
【００１０】図１の安定回路１０では、スイッチＱ1 と
Ｑ2 は互いに相補形である。たとえば、スイッチＱ1 を
図示するようにｎチャネルエンハンスメントモードのデ
バイスとし、スイッチＱ2 を図示するようにｐチャネル
エンハンスメントモードのデバイスとする。これらはＭ
ＯＳＦＥＴスイッチの公知の形式であるが、たとえば、
バイポーラ接合型トランジスタスイッチを使用すること
もできる。各スイッチＱ1 、Ｑ2 はそれぞれのゲート、
すなわち制御端子Ｇ1 、Ｇ2 をそなえている。スイッチ
Ｑ1 のゲートＧ1 からソースＳ1 までの電圧が、そのス
イッチの導電状態を制御する。同様に、スイッチＱ2 の
ゲートＧ2 からソースＳ2 までの電圧が、そのスイッチ
の導電状態を制御する。図示するように、ソースＳ1 と
ソースＳ 2 は共通の節点２６で一緒に接続されている。
ゲートＧ1 とゲートＧ2 が共通制御節点２８で相互接続
され、制御節点２８と共通節点２６との間の単一の電圧
が、両方のスイッチＱ1 およびＱ2 の導電状態を制御す
る。スイッチのドレーンＤ 1 およびＤ2 は、それぞれバ
ス導体１８および基準導体２０に接続されている。
Ｑ2 は互いに相補形である。たとえば、スイッチＱ1 を
図示するようにｎチャネルエンハンスメントモードのデ
バイスとし、スイッチＱ2 を図示するようにｐチャネル
エンハンスメントモードのデバイスとする。これらはＭ
ＯＳＦＥＴスイッチの公知の形式であるが、たとえば、
バイポーラ接合型トランジスタスイッチを使用すること
もできる。各スイッチＱ1 、Ｑ2 はそれぞれのゲート、
すなわち制御端子Ｇ1 、Ｇ2 をそなえている。スイッチ
Ｑ1 のゲートＧ1 からソースＳ1 までの電圧が、そのス
イッチの導電状態を制御する。同様に、スイッチＱ2 の
ゲートＧ2 からソースＳ2 までの電圧が、そのスイッチ
の導電状態を制御する。図示するように、ソースＳ1 と
ソースＳ 2 は共通の節点２６で一緒に接続されている。
ゲートＧ1 とゲートＧ2 が共通制御節点２８で相互接続
され、制御節点２８と共通節点２６との間の単一の電圧
が、両方のスイッチＱ1 およびＱ2 の導電状態を制御す
る。スイッチのドレーンＤ 1 およびＤ2 は、それぞれバ
ス導体１８および基準導体２０に接続されている。
【００１１】制御節点２８と共通節点２６との間に接続
されたゲート駆動回路３０は、スイッチＱ1 およびＱ
2 の導電状態を制御する。ゲート駆動回路３０には駆
動インダクタＬD が含まれている。駆動インダクタＬD
は、共振インダクタＬR に相互結合され、一端で共通節
点２６に接続されている。節点２６に接続されたインダ
クタＬR の端は、インダクタＬD およびインダクタＬR
を形成する変圧器巻線からのタップであってもよい。イ
ンダクタＬD およびインダクタＬR は、これらのインダ
クタに対する記号に隣接して示された黒丸に従った極性
となっている。駆動インダクタＬD は、ゲート駆動回路
３０の動作のための駆動エネルギーを供給する。第二の
インダクタ３２は、節点２８とインダクタＬD との間
で、駆動インダクタＬD と直列接続される。後で更に説
明するように、第二のインダクタ３２を使用して、節点
２８と節点２６との間に現れるゲート−ソース電圧の位
相角が調整される。インダクタ３２と共に、もう一つの
インダクタ３４を使用してもよいが、必須ではない。し
たがって、インダクタ３４に至る導体は破線として示さ
れている。節点２８と節点２６との間の双方向電圧クラ
ンプ３６は、ゲート−ソース電圧の正および負の偏位
を、たとえば図示された逆直列接続ツェナーダイオード
の電圧定格によって決められるそれぞれの限界にクラン
プする。好ましくは、節点２８と節点２６との間にコン
デンサ３８を設けて、節点２８と節点２６との間のゲー
ト−ソース電圧の変化速度を予測可能なように制限す
る。これにより、たとえばスイッチＱ1 およびＱ2 のス
イッチングモードの中の、いずれかのスイッチがオンに
なる時点の間に両方のスイッチがオフとなるむだ時間が
都合よく保証される。
されたゲート駆動回路３０は、スイッチＱ1 およびＱ
2 の導電状態を制御する。ゲート駆動回路３０には駆
動インダクタＬD が含まれている。駆動インダクタＬD
は、共振インダクタＬR に相互結合され、一端で共通節
点２６に接続されている。節点２６に接続されたインダ
クタＬR の端は、インダクタＬD およびインダクタＬR
を形成する変圧器巻線からのタップであってもよい。イ
ンダクタＬD およびインダクタＬR は、これらのインダ
クタに対する記号に隣接して示された黒丸に従った極性
となっている。駆動インダクタＬD は、ゲート駆動回路
３０の動作のための駆動エネルギーを供給する。第二の
インダクタ３２は、節点２８とインダクタＬD との間
で、駆動インダクタＬD と直列接続される。後で更に説
明するように、第二のインダクタ３２を使用して、節点
２８と節点２６との間に現れるゲート−ソース電圧の位
相角が調整される。インダクタ３２と共に、もう一つの
インダクタ３４を使用してもよいが、必須ではない。し
たがって、インダクタ３４に至る導体は破線として示さ
れている。節点２８と節点２６との間の双方向電圧クラ
ンプ３６は、ゲート−ソース電圧の正および負の偏位
を、たとえば図示された逆直列接続ツェナーダイオード
の電圧定格によって決められるそれぞれの限界にクラン
プする。好ましくは、節点２８と節点２６との間にコン
デンサ３８を設けて、節点２８と節点２６との間のゲー
ト−ソース電圧の変化速度を予測可能なように制限す
る。これにより、たとえばスイッチＱ1 およびＱ2 のス
イッチングモードの中の、いずれかのスイッチがオンに
なる時点の間に両方のスイッチがオフとなるむだ時間が
都合よく保証される。
【００１２】従来技術であり、たとえば、本発明と同じ
譲り受け人に譲渡され、１９９５年１月１７日に付与さ
れた米国特許第５，３８２，８８２号に説明されている
ように、コンデンサ４０と抵抗４２で形成されたスナバ
回路を用いてもよい。図２は図１のゲート駆動回路３０
の回路モデルを示す。ツェナーダイオード３６が導電状
態にあるとき、節点２８についての節点方程式は次のよ
うになる。 −(1／Ｌ32)∫Ｖ0dt＋(１／Ｌ32＋１／Ｌ34)∫Ｖ28dt＋Ｉ36＝０ （１） ここで、図１の構成要素を参照して、Ｌ32はインダクタ
３２のインダクタンス、Ｖ0 は駆動インダクタＬD から
の駆動電圧、Ｌ34はインダクタ３４のインダクタンス、
Ｖ28は節点２６に対する節点２８の電圧、そしてＩ36は
双方向クランプ３６を通る電流である。
譲り受け人に譲渡され、１９９５年１月１７日に付与さ
れた米国特許第５，３８２，８８２号に説明されている
ように、コンデンサ４０と抵抗４２で形成されたスナバ
回路を用いてもよい。図２は図１のゲート駆動回路３０
の回路モデルを示す。ツェナーダイオード３６が導電状
態にあるとき、節点２８についての節点方程式は次のよ
うになる。 −(1／Ｌ32)∫Ｖ0dt＋(１／Ｌ32＋１／Ｌ34)∫Ｖ28dt＋Ｉ36＝０ （１） ここで、図１の構成要素を参照して、Ｌ32はインダクタ
３２のインダクタンス、Ｖ0 は駆動インダクタＬD から
の駆動電圧、Ｌ34はインダクタ３４のインダクタンス、
Ｖ28は節点２６に対する節点２８の電圧、そしてＩ36は
双方向クランプ３６を通る電流である。
【００１３】図２の回路では、電圧クランプ３６がオン
である間、コンデンサ３８を通る電流は零である。図２
の回路は、図３に示すように依存電源として電流だけを
示すように描き換えることができる。ここでＩ0 は、駆
動インダクタＬD （図１）の両端間の（上記のように定
義された）電圧Ｖ0 による電流の成分である。電流Ｉ0
に対する式は次のように書くことができる。
である間、コンデンサ３８を通る電流は零である。図２
の回路は、図３に示すように依存電源として電流だけを
示すように描き換えることができる。ここでＩ0 は、駆
動インダクタＬD （図１）の両端間の（上記のように定
義された）電圧Ｖ0 による電流の成分である。電流Ｉ0
に対する式は次のように書くことができる。
【００１４】 Ｉ0＝(1／Ｌ32)∫Ｖ0dt （２） インダクタ３２の電流Ｉ32に対する式は次のように書く
ことができる。 Ｉ32＝(1／Ｌ32)∫Ｖ28dt （３） インダクタ３４の電流Ｉ34に対する式は次のように書く
ことができる。 Ｉ34＝(1／Ｌ34)∫Ｖ28dt （４） 上記の式（２）−（４）からわかるように、インダクタ
Ｌ32の値はＬ32およびＬ34の両方のインダクタの値を含
めるように変えることができる。インダクタＬ 32に対す
る新しい値は単に、インダクタ３２および３４に対する
値の並列組み合わせである。
ことができる。 Ｉ32＝(1／Ｌ32)∫Ｖ28dt （３） インダクタ３４の電流Ｉ34に対する式は次のように書く
ことができる。 Ｉ34＝(1／Ｌ34)∫Ｖ28dt （４） 上記の式（２）−（４）からわかるように、インダクタ
Ｌ32の値はＬ32およびＬ34の両方のインダクタの値を含
めるように変えることができる。インダクタＬ 32に対す
る新しい値は単に、インダクタ３２および３４に対する
値の並列組み合わせである。
【００１５】次に、図１の回路からインダクタ３４を除
くと、次の回路解析はゲート駆動回路３０の動作を説明
する。図４を参照し、上記のように定義されたＩ0 のよ
うな項を用いて、双方向電圧クランプ３６の逆直列接続
されたツェナーダイオードが導電状態にあるときの状態
について説明する。電流Ｉ0 は次の式で表すことができ
る。
くと、次の回路解析はゲート駆動回路３０の動作を説明
する。図４を参照し、上記のように定義されたＩ0 のよ
うな項を用いて、双方向電圧クランプ３６の逆直列接続
されたツェナーダイオードが導電状態にあるときの状態
について説明する。電流Ｉ0 は次の式で表すことができ
る。
【００１６】 Ｉ0＝（ＬR／ｎＬ32）ＩR （５） ここでＬR （図１）は共振インダクタ、ｎはＬR とＬD
との間のターン比、そしてＩR は共振インダクタＬR の
電流である。ツェナーダイオード３６を通る電流Ｉ36は
次の式で表すことができる。
との間のターン比、そしてＩR は共振インダクタＬR の
電流である。ツェナーダイオード３６を通る電流Ｉ36は
次の式で表すことができる。
【００１７】 Ｉ36＝Ｉ0−Ｉ32 （６） ツェナーダイオード３６が導電状態にあるとき、コンデ
ンサ３８（図１）を通る電流は零であり、Ｉ0 の大きさ
はＩ32より大きい。このときツェナーダイオード３６の
両端間の電圧Ｖ36（ゲート−ソース間電圧）は、活動状
態すなわちクランプしている一方のツェナーダイオード
の定格クランプ電圧（たとえば７．５ボルト）と他方の
非クランプダイオードの両端間の電圧降下（たとえば
０．７ボルト）との和に＋または−の符号をつけたもの
となる。
ンサ３８（図１）を通る電流は零であり、Ｉ0 の大きさ
はＩ32より大きい。このときツェナーダイオード３６の
両端間の電圧Ｖ36（ゲート−ソース間電圧）は、活動状
態すなわちクランプしている一方のツェナーダイオード
の定格クランプ電圧（たとえば７．５ボルト）と他方の
非クランプダイオードの両端間の電圧降下（たとえば
０．７ボルト）との和に＋または−の符号をつけたもの
となる。
【００１８】次にツェナーダイオード３６が導電状態に
ないときは、コンデンサ３８（図１）の両端間の電圧は
負の値から正の値へ、または正の値から負の値へと状態
を変える。この変化の間のこのような電圧の値は、スイ
ッチＱ1 およびＱ2 の一方をターンオンさせ、他方をタ
ーンオフさせるのに充分である。上記のようにコンデン
サ３８は、ゲート−ソース電圧の予測可能な変化速度を
保証する。更に、ツェナーダイオード３６が導電状態に
ないときは、Ｉ32の大きさはＩ0 の大きさより大きい。
このとき、コンデンサ３８の電流ＩC は次のように表す
ことができる。
ないときは、コンデンサ３８（図１）の両端間の電圧は
負の値から正の値へ、または正の値から負の値へと状態
を変える。この変化の間のこのような電圧の値は、スイ
ッチＱ1 およびＱ2 の一方をターンオンさせ、他方をタ
ーンオフさせるのに充分である。上記のようにコンデン
サ３８は、ゲート−ソース電圧の予測可能な変化速度を
保証する。更に、ツェナーダイオード３６が導電状態に
ないときは、Ｉ32の大きさはＩ0 の大きさより大きい。
このとき、コンデンサ３８の電流ＩC は次のように表す
ことができる。
【００１９】 Ｉc＝Ｉ0−Ｉ32 （７） 電流Ｉ32は三角波形である。電流Ｉ36（図４）は、ゲー
ト−ソース電圧が一定である（すなわち、ツェナーダイ
オード３６が導電状態にある）間、Ｉ0 とＩ32との差で
ある。電流ＩC は、ツェナーダイオード３６が導電状態
にないときにＩ 0 とＩ32との差によって生じる電流であ
る。したがってＩC により、コンデンサ３８の両端間の
電圧（すなわち、ゲート−ソース電圧）が状態を変え、
これによりスイッチＱ1 およびＱ2 が上記のようにスイ
ッチングする。ゲート−ソース電圧は、正電圧から負電
圧への遷移と負電圧から正電圧への遷移により、ほぼ方
形波となり、コンデンサ３８を含めることにより予測可
能となる。
ト−ソース電圧が一定である（すなわち、ツェナーダイ
オード３６が導電状態にある）間、Ｉ0 とＩ32との差で
ある。電流ＩC は、ツェナーダイオード３６が導電状態
にないときにＩ 0 とＩ32との差によって生じる電流であ
る。したがってＩC により、コンデンサ３８の両端間の
電圧（すなわち、ゲート−ソース電圧）が状態を変え、
これによりスイッチＱ1 およびＱ2 が上記のようにスイ
ッチングする。ゲート−ソース電圧は、正電圧から負電
圧への遷移と負電圧から正電圧への遷移により、ほぼ方
形波となり、コンデンサ３８を含めることにより予測可
能となる。
【００２０】都合のよいことに、図１のゲート駆動回路
３０を使用することにより、節点２６と節点２３との間
の共振電圧の基本周波数成分の位相シフトがランプの点
弧の間、０°に近づく。図６Ａには、ランプ電圧ＶLAMP
対角周波数の簡略化された曲線が示されている。角周波
数ωR は、図１の共振負荷回路１６の共振周波数であ
る。共振時に、ランプ電圧ＶLAMPはＶR で示されるその
最高値になる。ランプ点弧の間、ランプ電圧がこのよう
な共振点に近づくことが望ましい。その理由は、このよ
うな点でランプの両端間に発生する非常に高い電圧スパ
イクがランプ内に確実にアーク放電を開始させ、ランプ
を始動する。これと異なり、定常状態の動作の間、ラン
プはより高い角周波数ωSSで、比較的低い電圧ＶSSで動
作する。図６Ｂには、節点２６と節点２３との間の共振
電圧の基本周波数成分と共振負荷回路１６（図１）の電
流との間の位相角が示されている。都合のよいことにこ
の位相角は、ランプ点弧の間、共振周波数ωR に向かっ
て移動する傾向がある。ランプ電圧ＶLAMP（図６Ａ）は
高共振電圧ＶR （図６Ａ）に向かって移動する。これは
前に説明したように、確実にランプを始動させるために
望ましい。
３０を使用することにより、節点２６と節点２３との間
の共振電圧の基本周波数成分の位相シフトがランプの点
弧の間、０°に近づく。図６Ａには、ランプ電圧ＶLAMP
対角周波数の簡略化された曲線が示されている。角周波
数ωR は、図１の共振負荷回路１６の共振周波数であ
る。共振時に、ランプ電圧ＶLAMPはＶR で示されるその
最高値になる。ランプ点弧の間、ランプ電圧がこのよう
な共振点に近づくことが望ましい。その理由は、このよ
うな点でランプの両端間に発生する非常に高い電圧スパ
イクがランプ内に確実にアーク放電を開始させ、ランプ
を始動する。これと異なり、定常状態の動作の間、ラン
プはより高い角周波数ωSSで、比較的低い電圧ＶSSで動
作する。図６Ｂには、節点２６と節点２３との間の共振
電圧の基本周波数成分と共振負荷回路１６（図１）の電
流との間の位相角が示されている。都合のよいことにこ
の位相角は、ランプ点弧の間、共振周波数ωR に向かっ
て移動する傾向がある。ランプ電圧ＶLAMP（図６Ａ）は
高共振電圧ＶR （図６Ａ）に向かって移動する。これは
前に説明したように、確実にランプを始動させるために
望ましい。
【００２１】上記のように、従来技術のゲート駆動回路
のいくつかでは、ランプの点弧の間、ゲート−ソース電
圧の間の位相角がその代わりに９０°に向かって移動す
る。これにより、このときランプの両端間の電圧が所望
の電圧より低いという欠点が生じる。これにより確実性
の低いランプ始動が、このような従来技術の回路では生
じる。
のいくつかでは、ランプの点弧の間、ゲート−ソース電
圧の間の位相角がその代わりに９０°に向かって移動す
る。これにより、このときランプの両端間の電圧が所望
の電圧より低いという欠点が生じる。これにより確実性
の低いランプ始動が、このような従来技術の回路では生
じる。
【００２２】発明の第二の態様 次に、図７−９を参照して、本発明の第二の態様を説明
する。図７には、安定回路１０′が示されている。これ
は図１の安定回路１０と同じであるが、以下に説明する
新規の始動回路も含んでいる。図１から図７と同様に、
同じ参照番号は同じ部品を表す。したがって、このよう
な同じ参照番号の部品の説明については、図１を参照で
きる。
する。図７には、安定回路１０′が示されている。これ
は図１の安定回路１０と同じであるが、以下に説明する
新規の始動回路も含んでいる。図１から図７と同様に、
同じ参照番号は同じ部品を表す。したがって、このよう
な同じ参照番号の部品の説明については、図１を参照で
きる。
【００２３】新規の始動回路には、ダイアック（ＤＩＡ
Ｃ）のような電圧ブレークオーバ（ＶＢＯ：ｖｏｌｔａ
ｇｅ−ｂｒｅａｋｏｖｅｒ）素子５０が含まれている。
電圧ブレークオーバ素子５０の一方の節点は実効的に、
共通節点２６に接続されている。「実効的」の意味は下
記の本発明の第二の態様の実施例から、より明らかとな
る。電圧ブレークオーバ素子５０の他方の節点は実効的
に、第二の節点５２に接続される。回路網５４、５６は
ランプの定常状態の動作の間、共通節点２６に対する第
二の節点５２の電圧を電圧ブレークオーバ素子５０のブ
レークオーバ電圧より低い値に維持するのを助ける。好
ましくは回路網５４、５６には直列接続された抵抗５４
と５６が含まれ、抵抗５４と５６はバス導体１８と基準
導体２０との間に接続される。抵抗５４と５６は分圧回
路網を形成し、スイッチＱ1 とＱ 2 のデューティサイク
ルが等しい場合には等しい値であることが好ましい。こ
の場合、節点２６での定常状態の間の平均電圧はバス電
圧ＶBUS の約１／２であり、抵抗５４と５６の値を等し
く設定すると、第二の節点５２での平均電圧もバス電圧
ＶBUS の約１／２となる。コンデンサ５９は低域フィル
タとしての役目を果たし、かなり高周波の電圧変動が電
圧ブレークオーバ素子５０の両端間に印加されるのを防
止し、したがって平均化機能を果たす。したがって、電
圧ブレークオーバ素子５０の両端間の正味電圧は定常状
態ではほぼ０である。
Ｃ）のような電圧ブレークオーバ（ＶＢＯ：ｖｏｌｔａ
ｇｅ−ｂｒｅａｋｏｖｅｒ）素子５０が含まれている。
電圧ブレークオーバ素子５０の一方の節点は実効的に、
共通節点２６に接続されている。「実効的」の意味は下
記の本発明の第二の態様の実施例から、より明らかとな
る。電圧ブレークオーバ素子５０の他方の節点は実効的
に、第二の節点５２に接続される。回路網５４、５６は
ランプの定常状態の動作の間、共通節点２６に対する第
二の節点５２の電圧を電圧ブレークオーバ素子５０のブ
レークオーバ電圧より低い値に維持するのを助ける。好
ましくは回路網５４、５６には直列接続された抵抗５４
と５６が含まれ、抵抗５４と５６はバス導体１８と基準
導体２０との間に接続される。抵抗５４と５６は分圧回
路網を形成し、スイッチＱ1 とＱ 2 のデューティサイク
ルが等しい場合には等しい値であることが好ましい。こ
の場合、節点２６での定常状態の間の平均電圧はバス電
圧ＶBUS の約１／２であり、抵抗５４と５６の値を等し
く設定すると、第二の節点５２での平均電圧もバス電圧
ＶBUS の約１／２となる。コンデンサ５９は低域フィル
タとしての役目を果たし、かなり高周波の電圧変動が電
圧ブレークオーバ素子５０の両端間に印加されるのを防
止し、したがって平均化機能を果たす。したがって、電
圧ブレークオーバ素子５０の両端間の正味電圧は定常状
態ではほぼ０である。
【００２４】充電インピーダンス５８が設けられる。充
電インピーダンス５８は共通節点２６と基準導体２０と
の間に接続してもよいし、または代わりに、破線で５
８′と示すように、節点２６とバス導体１８との間に接
続してもよい。更に、下記の目的で、電流供給コンデン
サ５９が実効的、電圧ブレークオーバ素子５０の分路を
つくる。
電インピーダンス５８は共通節点２６と基準導体２０と
の間に接続してもよいし、または代わりに、破線で５
８′と示すように、節点２６とバス導体１８との間に接
続してもよい。更に、下記の目的で、電流供給コンデン
サ５９が実効的、電圧ブレークオーバ素子５０の分路を
つくる。
【００２５】直流電圧源１４の最初に付勢した時に、イ
ンダクタ３２およびＬD は短絡して見える。これによ
り、コンデンサ３８′の左側に示された節点が実効的
に、コンデンサ５９の右側に示された節点、すなわち節
点２６に接続される。したがって、この時間の間、コン
デンサ３８′とコンデンサ５９は互いに並列になってい
ると考えることができる。一方、両方のコンデンサが接
続されている電圧ブレークオーバ素子５０の第二の節点
５２は、抵抗５４、５６、および５８の分圧動作によ
り、たとえばバス電圧ＶBUS の１／３の電圧となる。抵
抗５８が実線のように接続されている場合には、第二の
節点５２に接続されたコンデンサ３８′とコンデンサ５
９の節点の電圧は、充電抵抗５８を含む基準導体２０に
至る電流経路を通して上昇し始める。電流供給コンデン
サ５９の両端間の電圧が電圧ブレークオーバ素子５０の
電圧ブレークオーバ閾値に達すると、電圧ブレークオー
バ素子５０の電圧は急激に低下する。これは図８から理
解することができる。図８はダイアック（ＤＩＡＣ）と
して具体化された代表的な電圧ブレークオーバ素子のＩ
−Ｖ（すなわち、電流−電圧）特性を示す。
ンダクタ３２およびＬD は短絡して見える。これによ
り、コンデンサ３８′の左側に示された節点が実効的
に、コンデンサ５９の右側に示された節点、すなわち節
点２６に接続される。したがって、この時間の間、コン
デンサ３８′とコンデンサ５９は互いに並列になってい
ると考えることができる。一方、両方のコンデンサが接
続されている電圧ブレークオーバ素子５０の第二の節点
５２は、抵抗５４、５６、および５８の分圧動作によ
り、たとえばバス電圧ＶBUS の１／３の電圧となる。抵
抗５８が実線のように接続されている場合には、第二の
節点５２に接続されたコンデンサ３８′とコンデンサ５
９の節点の電圧は、充電抵抗５８を含む基準導体２０に
至る電流経路を通して上昇し始める。電流供給コンデン
サ５９の両端間の電圧が電圧ブレークオーバ素子５０の
電圧ブレークオーバ閾値に達すると、電圧ブレークオー
バ素子５０の電圧は急激に低下する。これは図８から理
解することができる。図８はダイアック（ＤＩＡＣ）と
して具体化された代表的な電圧ブレークオーバ素子のＩ
−Ｖ（すなわち、電流−電圧）特性を示す。
【００２６】図８に示すように、ダイアックは正または
負の電圧偏位については対称な素子である。簡単にする
ため正の電圧偏位についてだけ考えると、素子はブレー
クオーバ電圧ＶBOでブレークオーバすることがわかる。
ブレークオーバ電圧ＶBOは典型的には、約３２ボルトで
ある。次に、素子両端間の電圧はいわゆる谷点電圧Ｖ V
に下降する。谷点電圧ＶV は代表的には約２６ボルト、
すなわちブレークオーバ電圧ＶBOより約６ボルト下であ
る。図７の安定回路１０′では、電圧ブレークオーバ素
子５０に電流を供給して電圧ブレークオーバ素子５０を
ブレークオーバ電圧ＶBOから谷点電圧ＶV に遷移できる
ようにするために、電流供給コンデンサ５９はその蓄積
電荷から素子に電流を供給する。電圧ブレークオーバ素
子５０の電圧の急激な減少（すなわち、電圧パルス）が
コンデンサ３８′により第二のインダクタ３２および駆
動インダクタＬD に結合される。電流パルスの高周波成
分により、第二のインダクタ３２および駆動インダクタ
ＬD はもはや短絡回路として動作しない。この電流パル
スにより、両インダクタの両端間にゲート−ソース電圧
パルスが誘導される。このゲート−ソース電圧パルスの
極性は、実線で示された充電抵抗５８が使用されるか、
または破線で示された充電抵抗５８′が使用されるかに
よって決まる。したがって、このような抵抗をここでは
極性決定インピーダンスとも呼ぶ。このようなゲート−
ソース電圧パルスは始動パルスとしての役目を果たし
て、スイッチＱ1 およびＱ2 の一方または他方をターン
オンさせる。
負の電圧偏位については対称な素子である。簡単にする
ため正の電圧偏位についてだけ考えると、素子はブレー
クオーバ電圧ＶBOでブレークオーバすることがわかる。
ブレークオーバ電圧ＶBOは典型的には、約３２ボルトで
ある。次に、素子両端間の電圧はいわゆる谷点電圧Ｖ V
に下降する。谷点電圧ＶV は代表的には約２６ボルト、
すなわちブレークオーバ電圧ＶBOより約６ボルト下であ
る。図７の安定回路１０′では、電圧ブレークオーバ素
子５０に電流を供給して電圧ブレークオーバ素子５０を
ブレークオーバ電圧ＶBOから谷点電圧ＶV に遷移できる
ようにするために、電流供給コンデンサ５９はその蓄積
電荷から素子に電流を供給する。電圧ブレークオーバ素
子５０の電圧の急激な減少（すなわち、電圧パルス）が
コンデンサ３８′により第二のインダクタ３２および駆
動インダクタＬD に結合される。電流パルスの高周波成
分により、第二のインダクタ３２および駆動インダクタ
ＬD はもはや短絡回路として動作しない。この電流パル
スにより、両インダクタの両端間にゲート−ソース電圧
パルスが誘導される。このゲート−ソース電圧パルスの
極性は、実線で示された充電抵抗５８が使用されるか、
または破線で示された充電抵抗５８′が使用されるかに
よって決まる。したがって、このような抵抗をここでは
極性決定インピーダンスとも呼ぶ。このようなゲート−
ソース電圧パルスは始動パルスとしての役目を果たし
て、スイッチＱ1 およびＱ2 の一方または他方をターン
オンさせる。
【００２７】上記のように、定常状態のランプの動作の
間は、電圧ブレークオーバ素子５０の両方の節点の電圧
は互いに充分に近い値に維持され、電圧ブレークオーバ
素子５０の点弧が防止される。定格１６．５ワットのけ
い光ランプ１２、直流バス電圧１６０ボルトで、インダ
クタ３４が含まれない場合に、図７（したがって図１）
の回路に対する代表的な構成要素値は次の通りである。
間は、電圧ブレークオーバ素子５０の両方の節点の電圧
は互いに充分に近い値に維持され、電圧ブレークオーバ
素子５０の点弧が防止される。定格１６．５ワットのけ
い光ランプ１２、直流バス電圧１６０ボルトで、インダ
クタ３４が含まれない場合に、図７（したがって図１）
の回路に対する代表的な構成要素値は次の通りである。
【００２８】 共振インダクタＬR ５７０マイクロヘンリー 駆動インダクタＬD ２．５マイクロヘンリー ＬR とＬD の巻数比 １５ 第二のインダクタ３２ １５０マイクロヘンリー コンデンサ３８′ ３．３ナノファラド コンデンサ５９ ０．１マイクロファラド コンデンサ５９不使用時のコンデンサ３８（図１） ３．３ナノファラド ツェナーダイオード３６、各々 ７．５ボルト 抵抗５４、５６、５８、および５８′、各々 １００ｋオーム 共振コンデンサＣR ３．３ナノファラド ブリッジコンデンサ２２および２４、各々 ０．２２マイクロファラド 抵抗４２ １０オーム スナバコンデンサ４０ ４７０ピコファラド その他に、スイッチＱ1 はカリフォルニア州、エルセグ
ンド（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）のインタナショナル・レ
クチファイヤ・カンパニー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ
ｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）が販売して
いるＩＲＦＲ２１０、ｎチャネル、エンハンスメントモ
ードＭＯＳＦＥＴ、スイッチＱ2 はやはりインタナショ
ナル・レクチファイヤ・カンパニーが販売しているＩＲ
ＦＲ９２１０、ｐチャネル、エンハンスメントモードＭ
ＯＳＦＥＴ、電圧ブレークオーバ素子５０はオランダの
アイントホーヘン（Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ）のフィリップ
スセミコンダクタズ（Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｓｅｍｉｃｏｎ
ｄｕｃｔｏｒｓ）が販売しているダイアック（ｄｉａ
ｃ）で、３４ボルトのブレークオーバ電圧、パーツＮ
ｏ．ＢＲ１００／０３である。
ンド（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）のインタナショナル・レ
クチファイヤ・カンパニー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ
ｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）が販売して
いるＩＲＦＲ２１０、ｎチャネル、エンハンスメントモ
ードＭＯＳＦＥＴ、スイッチＱ2 はやはりインタナショ
ナル・レクチファイヤ・カンパニーが販売しているＩＲ
ＦＲ９２１０、ｐチャネル、エンハンスメントモードＭ
ＯＳＦＥＴ、電圧ブレークオーバ素子５０はオランダの
アイントホーヘン（Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ）のフィリップ
スセミコンダクタズ（Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｓｅｍｉｃｏｎ
ｄｕｃｔｏｒｓ）が販売しているダイアック（ｄｉａ
ｃ）で、３４ボルトのブレークオーバ電圧、パーツＮ
ｏ．ＢＲ１００／０３である。
【００２９】図９は本発明の第一の態様の原理を実施
し、そして本発明の第二の態様の原理も実施した安定回
路１０″を示す。回路１０″は特に、無電極ランプ６０
に対する安定回路を対象としている。無電極ランプ６０
はけい光形であってもよい。ランプ６０は、無電極ラン
プのプラズマを表す円として示されている。ＲＦコイル
６２はエネルギーを与えることにより、プラズマを励起
し、光を発生する状態にする。図１に示されたブリッジ
コンデンサ２２および２４ではなくて、直流阻止コンデ
ンサ６４を使用してもよい。回路１０″は公称約２．５
メガヘルツの周波数で動作する。この周波数は、図１の
安定回路１０または図７の安定回路１０′から給電され
る電極形のランプに比べて約１０倍から２０倍高い。定
常状態の動作の間、コンデンサ３８″は低域フィルタと
して動作し、節点５２の電位をクランプ回路３６のクラ
ンプ電圧に＋または−の符号を付けた値（たとえば、＋
／−８ボルト）の中に維持する。節点２８の電位が節点
２６に対して上記のクランプ電圧に＋または−の符号を
付けた値の中にある状態で、電圧ブレークオーバ素子５
０はそのブレークオーバ電圧より下に維持される。安定
回路１０および１０′からの上記の変更を除くと、図９
の安定回路１０″の部品の説明は、図１の安定回路１０
および図７の安定回路１０′に対する同じ参照番号の部
品の上記の説明と同じである。
し、そして本発明の第二の態様の原理も実施した安定回
路１０″を示す。回路１０″は特に、無電極ランプ６０
に対する安定回路を対象としている。無電極ランプ６０
はけい光形であってもよい。ランプ６０は、無電極ラン
プのプラズマを表す円として示されている。ＲＦコイル
６２はエネルギーを与えることにより、プラズマを励起
し、光を発生する状態にする。図１に示されたブリッジ
コンデンサ２２および２４ではなくて、直流阻止コンデ
ンサ６４を使用してもよい。回路１０″は公称約２．５
メガヘルツの周波数で動作する。この周波数は、図１の
安定回路１０または図７の安定回路１０′から給電され
る電極形のランプに比べて約１０倍から２０倍高い。定
常状態の動作の間、コンデンサ３８″は低域フィルタと
して動作し、節点５２の電位をクランプ回路３６のクラ
ンプ電圧に＋または−の符号を付けた値（たとえば、＋
／−８ボルト）の中に維持する。節点２８の電位が節点
２６に対して上記のクランプ電圧に＋または−の符号を
付けた値の中にある状態で、電圧ブレークオーバ素子５
０はそのブレークオーバ電圧より下に維持される。安定
回路１０および１０′からの上記の変更を除くと、図９
の安定回路１０″の部品の説明は、図１の安定回路１０
および図７の安定回路１０′に対する同じ参照番号の部
品の上記の説明と同じである。
【００３０】図９に示された始動回路を図７に示された
始動回路と比較すると、図７で使用されている電流供給
コンデンサ５９は図９では必要でないことがわかる。そ
の代わりに、駆動インダクタＬD および第二のインダク
タ３２はコンデンサ３８″とともにＬ−Ｃ（インダクタ
ンス−容量）回路を形成する。このＬ−Ｃ回路は、電圧
ブレークオーバ素子５０がブレークオーバしたときに電
圧ブレークオーバ素子５０の電圧の低下により生じる電
圧パルスによって駆動される。このようなＬ−Ｃ回路網
は自然に、インダクタの両端間の電圧、すなわちゲート
−ソース電圧の増大に向かって共振する傾向がある。通
常、このような増大するゲート−ソース電圧の数回の振
動の後、スイッチＱ1 およびＱ2 の一方または他方が、
対応するスイッチのターンオンのための閾値に最初に達
するゲート−ソース電圧の偏位の極性に応じて、点弧す
る。
始動回路と比較すると、図７で使用されている電流供給
コンデンサ５９は図９では必要でないことがわかる。そ
の代わりに、駆動インダクタＬD および第二のインダク
タ３２はコンデンサ３８″とともにＬ−Ｃ（インダクタ
ンス−容量）回路を形成する。このＬ−Ｃ回路は、電圧
ブレークオーバ素子５０がブレークオーバしたときに電
圧ブレークオーバ素子５０の電圧の低下により生じる電
圧パルスによって駆動される。このようなＬ−Ｃ回路網
は自然に、インダクタの両端間の電圧、すなわちゲート
−ソース電圧の増大に向かって共振する傾向がある。通
常、このような増大するゲート−ソース電圧の数回の振
動の後、スイッチＱ1 およびＱ2 の一方または他方が、
対応するスイッチのターンオンのための閾値に最初に達
するゲート−ソース電圧の偏位の極性に応じて、点弧す
る。
【００３１】直流電圧源１４が最初に付勢されたとき、
充電抵抗５８または充電抵抗５８′の使用によりコンデ
ンサ３８″の充電極性が決まる。次に、電圧ブレークオ
ーバ素子５０の点弧時に、コンデンサ３８″のこのよう
な充電極性により、上記のＬ−Ｃ回路が発生するゲート
−ソース電圧の初期極性が決まる。しかし、やはり上記
したように、最初に点弧するスイッチは数個の振動にわ
たるゲート−ソース電圧の充分な増大によって左右され
る。したがって、どのスイッチが最初にターンオンする
かは通常決まっていない。どちらのスイッチが最初にタ
ーンオンしても、正しい回路動作が行われる。
充電抵抗５８または充電抵抗５８′の使用によりコンデ
ンサ３８″の充電極性が決まる。次に、電圧ブレークオ
ーバ素子５０の点弧時に、コンデンサ３８″のこのよう
な充電極性により、上記のＬ−Ｃ回路が発生するゲート
−ソース電圧の初期極性が決まる。しかし、やはり上記
したように、最初に点弧するスイッチは数個の振動にわ
たるゲート−ソース電圧の充分な増大によって左右され
る。したがって、どのスイッチが最初にターンオンする
かは通常決まっていない。どちらのスイッチが最初にタ
ーンオンしても、正しい回路動作が行われる。
【００３２】定格１３ワットのランプ６０、直流バス電
圧１６０ボルトで、インダクタ３４が含まれない場合
に、図９の回路に対する代表的な構成要素値は次の通り
である。 共振インダクタＬR ２０マイクロヘンリー 駆動インダクタＬD ０．２マイクロヘンリー ＬR とＬD の巻数比 １０ 第二のインダクタ３２ ３０マイクロヘンリー コンデンサ３８″ ４７０ピコファラド ツェナーダイオード３６、各々 ７．５ボルト 抵抗５４、５６、５８、および５８′、各々 １００ｋオーム 共振コンデンサＣR ６８０ピコファラド 直流阻止コンデンサ６４ １ナノファラド その他に、スイッチＱ1 はカリフォルニア州、エルセグ
ンド（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）のインタナショナル・レ
クチファイヤ・カンパニー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ
ｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）が販売して
いるＩＲＦＲ２１０、ｎチャネル、エンハンスメントモ
ードＭＯＳＦＥＴ、スイッチＱ2 はやはりインタナショ
ナル・レクチファイヤ・カンパニーが販売しているＩＲ
ＦＲ９２１０、ｐチャネル、エンハンスメントモードＭ
ＯＳＦＥＴ、電圧ブレークオーバ素子５０はオランダの
アイントホーヘン（Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ）のフィリップ
スセミコンダクタズ（Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｓｅｍｉｃｏｎ
ｄｕｃｔｏｒｓ）が販売しているダイアック（ｄｉａ
ｃ）で、３４ボルトのブレークオーバ電圧、パーツＮ
ｏ．ＢＲ１００／０３である。
圧１６０ボルトで、インダクタ３４が含まれない場合
に、図９の回路に対する代表的な構成要素値は次の通り
である。 共振インダクタＬR ２０マイクロヘンリー 駆動インダクタＬD ０．２マイクロヘンリー ＬR とＬD の巻数比 １０ 第二のインダクタ３２ ３０マイクロヘンリー コンデンサ３８″ ４７０ピコファラド ツェナーダイオード３６、各々 ７．５ボルト 抵抗５４、５６、５８、および５８′、各々 １００ｋオーム 共振コンデンサＣR ６８０ピコファラド 直流阻止コンデンサ６４ １ナノファラド その他に、スイッチＱ1 はカリフォルニア州、エルセグ
ンド（Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄｏ）のインタナショナル・レ
クチファイヤ・カンパニー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ
ｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｍｐａｎｙ）が販売して
いるＩＲＦＲ２１０、ｎチャネル、エンハンスメントモ
ードＭＯＳＦＥＴ、スイッチＱ2 はやはりインタナショ
ナル・レクチファイヤ・カンパニーが販売しているＩＲ
ＦＲ９２１０、ｐチャネル、エンハンスメントモードＭ
ＯＳＦＥＴ、電圧ブレークオーバ素子５０はオランダの
アイントホーヘン（Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ）のフィリップ
スセミコンダクタズ（Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｓｅｍｉｃｏｎ
ｄｕｃｔｏｒｓ）が販売しているダイアック（ｄｉａ
ｃ）で、３４ボルトのブレークオーバ電圧、パーツＮ
ｏ．ＢＲ１００／０３である。
【００３３】ここに説明したすべての始動回路は構成が
簡単であるという利点がある。これにより、たとえば、
代表的な従来技術の始動回路で必要とされるようなｐ−
ｎダイオードは不要になる。ｐ−ｎダイオードは、コス
トがｐ−ｎダイオードのほんの一部分である抵抗に置き
換えることができる。本発明を説明のための特定の実施
例により説明してきたが、当業者は多数の変形および変
更を行い得る。したがって、特許請求の範囲は本発明の
趣旨と範囲に合致するこのようなすべての変形および変
更を包含するものであることが理解されるはずである。
簡単であるという利点がある。これにより、たとえば、
代表的な従来技術の始動回路で必要とされるようなｐ−
ｎダイオードは不要になる。ｐ−ｎダイオードは、コス
トがｐ−ｎダイオードのほんの一部分である抵抗に置き
換えることができる。本発明を説明のための特定の実施
例により説明してきたが、当業者は多数の変形および変
更を行い得る。したがって、特許請求の範囲は本発明の
趣旨と範囲に合致するこのようなすべての変形および変
更を包含するものであることが理解されるはずである。
【図１】本発明の第一の態様による、直流−交流変換器
で相補形スイッチを用いるガス放電ランプ用安定回路の
概略図である。
で相補形スイッチを用いるガス放電ランプ用安定回路の
概略図である。
【図２】図１のゲート駆動回路３０に対する等価回路図
である。
である。
【図３】図１のゲート駆動回路３０に対するもう一つの
等価回路図である。
等価回路図である。
【図４】図１のツェナーダイオード３６が導電状態にあ
るときの、図１のゲート駆動回路３０に対する等価回路
図である。
るときの、図１のゲート駆動回路３０に対する等価回路
図である。
【図５】図１のツェナーダイオード３６が導電状態にな
く、図１のコンデンサ３８の両端間の電圧が状態を変え
つつあるときの、図１のゲート駆動回路３０に対する等
価回路図である。
く、図１のコンデンサ３８の両端間の電圧が状態を変え
つつあるときの、図１のゲート駆動回路３０に対する等
価回路図である。
【図６】図６Ａはランプの点弧に対する、そして定常状
態の動作モードに対する動作点を示すランプ電圧対角周
波数の簡略化されたグラフである。図６Ｂは共振負荷回
路の電圧の基本周波数成分と共振負荷電流との間の位相
角を動作の角周波数の関数として示す図である。
態の動作モードに対する動作点を示すランプ電圧対角周
波数の簡略化されたグラフである。図６Ｂは共振負荷回
路の電圧の基本周波数成分と共振負荷電流との間の位相
角を動作の角周波数の関数として示す図である。
【図７】本発明の第二の態様による、図１と同様の概略
図であるが、新規な始動回路も示す概略図である。
図であるが、新規な始動回路も示す概略図である。
【図８】代表的なダイアック（ＤＩＡＣ）のＩ−Ｖ（電
流−電圧）特性を示す図である。
流−電圧）特性を示す図である。
【図９】本発明の第一および第二の両方の態様の原理を
実施する無電極ランプ用の安定回路を示す概略図であ
る。
実施する無電極ランプ用の安定回路を示す概略図であ
る。
１０ 安定回路 １２ ガス放電ランプ １６ 共振負荷回路 １８ 導体 ２０ 基準導体 ２６ 共通節点 ２８ 制御節点 ３０ ゲート駆動回路 ３２ 第二のインダクタ ３４ もう一つのインダクタ ３６ 双方向電圧クランプ ３８ コンデンサ ＣR 共振コンデンサ Ｇ1 ，Ｇ2 ゲート ＬD 駆動インダクタ ＬR 共振インダクタ Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチ Ｓ1 ，Ｓ2 ソース Ｄ1 ，Ｄ2 ドレーン
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年９月１９日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正内容】
【図６】
Claims (8)
- 【請求項１】ガス放電ランプのための安定回路におい
て、 （ａ）ガス放電ランプを含み、共振インダクタンスおよ
び共振静電容量を含む共振負荷回路、 （ｂ）上記共振負荷回路内に交流電流を誘導するために
上記共振負荷回路に結合された直流−交流変換回路であ
って、上記直流−交流変換回路が、（ｉ）直流電圧のバ
ス導体と基準導体との間に直列接続された第一および第
二のスイッチであって、上記交流負荷電流が流れる共通
節点で一緒に接続された第一および第二のスイッチを含
み、（ｉｉ）上記第一および第二のスイッチが各々、制
御節点と基準節点を含み、上記制御節点と上記基準節点
との間の電圧が対応するスイッチの導電状態を決め、
（ｉｉｉ）上記第一のスイッチの制御節点と上記第二の
スイッチの制御節点が相互接続され、そして（ｉｖ）上
記第一のスイッチの基準節点と上記第二のスイッチの基
準節点が上記共通節点で相互接続される、ようにされた
直流−交流変換回路、 （ｃ）上記第一および第二のスイッチを再生的に制御す
るためのゲート駆動構成であって、（ｉ）上記交流負荷
電流の瞬時変化速度に比例した電圧が中に誘導されるよ
うに上記共振インダクタに相互結合された駆動インダク
タであって、上記共通節点と上記制御節点との間に接続
された駆動インダクタ、（ｉｉ）上記駆動インダクタに
直列接続された第二のインダクタであって、直列接続さ
れた上記駆動インダクタと上記第二のインダクタが上記
共通節点と上記制御節点との間に接続されるような第二
のインダクタ、および（ｉｉｉ）上記共通節点に対して
上記制御節点の電圧の正および負の偏位を制限するため
に上記共通節点と上記制御節点との間に接続された双方
向電圧クランプ、を含むゲート駆動構成、を含むことを
特徴とするガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項２】上記制御節点と上記共通節点との間の電圧
変化速度を予測可能なように制限するために上記共通節
点と上記制御節点との間に結合された静電容量も含まれ
る請求項１記載のガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項３】上記共通節点と上記制御節点との間に接続
された第三のインダクタも上記ゲート駆動構成に含まれ
る請求項１記載のガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項４】上記ランプにけい光ランプが含まれる請求
項１記載のガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項５】ガス放電ランプのための安定回路におい
て、 （ａ）ガス放電ランプを含み、共振インダクタンスおよ
び共振静電容量を含む共振負荷回路、 （ｂ）上記共振負荷回路内に交流電流を誘導するために
上記共振負荷回路に結合された直流−交流変換回路であ
って、上記直流−交流変換回路には直流電圧のバス導体
と基準導体との間に直列接続された第一および第二のＭ
ＯＳＦＥＴが含まれ、上記第一および第二のＭＯＳＦＥ
Ｔのそれぞれのソースは上記交流負荷電流が流れる共通
節点で一緒に接続され、上記第一および第二のＭＯＳＦ
ＥＴのそれぞれのゲートは制御節点で一緒に接続される
ような直流−交流変換回路、 （ｃ）上記第一および第二のＭＯＳＦＥＴを再生的に制
御するためのゲート駆動構成であって、（ｉ）上記交流
負荷電流の瞬時変化速度に比例した電圧が中に誘導され
るように上記共振インダクタに相互結合された駆動イン
ダクタであって、上記共通節点と上記制御節点との間に
接続された駆動インダクタ、（ｉｉ）上記駆動インダク
タに直列接続された第二のインダクタであって、直列接
続された上記駆動インダクタと上記第二のインダクタが
上記共通節点と上記制御節点との間に接続されるような
第二のインダクタ、および（ｉｉｉ）上記共通節点に対
して上記制御節点の電圧の正および負の偏位を制限する
ために上記共通節点と上記制御節点との間に接続された
双方向電圧クランプ、を含むゲート駆動構成、を含むこ
とを特徴とするガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項６】上記制御節点と上記共通節点との間の電圧
変化速度を予測可能なように制限するために上記共通節
点と上記制御節点との間に結合された静電容量も含まれ
る請求項５記載のガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項７】上記共通節点と上記制御節点との間に接続
された第三のインダクタも上記ゲート駆動構成に含まれ
る請求項５記載のガス放電ランプ用安定回路。 - 【請求項８】上記ランプにけい光ランプが含まれる請求
項５記載のガス放電ランプ用安定回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/709,062 US5796214A (en) | 1996-09-06 | 1996-09-06 | Ballast circuit for gas discharge lamp |
| US08/709062 | 1996-09-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10162983A true JPH10162983A (ja) | 1998-06-19 |
Family
ID=24848339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9240521A Pending JPH10162983A (ja) | 1996-09-06 | 1997-09-05 | ガス放電ランプ用安定回路 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5796214A (ja) |
| EP (1) | EP0828408A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10162983A (ja) |
| KR (1) | KR19980024234A (ja) |
| BR (1) | BR9704655A (ja) |
| CA (1) | CA2213600A1 (ja) |
| HU (1) | HU219700B (ja) |
| PL (1) | PL321931A1 (ja) |
| RU (1) | RU2189690C2 (ja) |
| TW (1) | TW353852B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6429602B1 (en) | 1999-11-05 | 2002-08-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Fluorescent lamp operating apparatus |
| US6437516B2 (en) | 2000-01-27 | 2002-08-20 | Toshiba Lighting And Technology Corporation | Unsaturating transformer, an electronic ballast using the transformer, and a self-ballasted |
| US7064494B2 (en) | 2001-04-12 | 2006-06-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Discharge lamp operating apparatus and self-ballasted electrodeless discharge lamp |
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| US20140375203A1 (en) | 2012-11-26 | 2014-12-25 | Lucidity Lights, Inc. | Induction rf fluorescent lamp with helix mount |
| US9129791B2 (en) | 2012-11-26 | 2015-09-08 | Lucidity Lights, Inc. | RF coupler stabilization in an induction RF fluorescent light bulb |
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| US8872426B2 (en) | 2012-11-26 | 2014-10-28 | Lucidity Lights, Inc. | Arrangements and methods for triac dimming of gas discharge lamps powered by electronic ballasts |
| US9245734B2 (en) | 2012-11-26 | 2016-01-26 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start induction RF fluorescent lamp with burst-mode dimming |
| US10529551B2 (en) | 2012-11-26 | 2020-01-07 | Lucidity Lights, Inc. | Fast start fluorescent light bulb |
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