JPH0964933A

JPH0964933A - キャリア同期ユニット

Info

Publication number: JPH0964933A
Application number: JP7240896A
Authority: JP
Inventors: Doburitsua Buashitsuchi; ドブリツァヴァシッチ
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1995-08-25
Filing date: 1995-08-25
Publication date: 1997-03-07
Anticipated expiration: 2015-08-25
Also published as: US5875215A; JP3013763B2

Abstract

(57)【要約】【課題】周波数非選択性フェージングチャネル間での同
期検波データ通信システムにおける新規なキャリア同期
方法を提供する。【解決手段】フェージングチャネル乗法型歪は、受信信
号とその推定値との間の時間重み付けされた二乗誤差を
最小化する繰り返し最小二乗誤差法による適応アルゴリ
ズムを用いて計算され、受信信号の推定値は、検波され
たシンボルとパイロットシンボルとに乗法型歪の推定値
を乗算することにより形成される。シンボル間干渉のな
い受信が仮定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、セルラ電話システ
ムに関し、より詳しくは、周波数非選択性フェージング
チャネル間での同期検波データ通信システムにおける新
規なキャリア同期ユニットに関する。

【０００２】

【従来の技術】コヒーレント検波（「同期検波」とい
う）方式は、遅延検波方式或いは非同期方式に比べ電力
効率の点で優れるものである。しかしながら、同期検波
に必要なキャリア復元は、フェージングチャネルの時変
特性の影響を被る。ディジタル通信システムにおいて同
期検波によってもたらされる電力効率は、受信機にキャ
リア同期ユニットが付設されているときにのみ可能とな
る。

【０００３】そして、複雑なフェージング歪を良好に推
定することは、同期に好結果をもたらすのに不可欠であ
る。

【０００４】急速なフェージングは、ディジタル方式の
移動体通信における中心的課題である。実装上の配慮
や、ロバスト（頑強）な位相推定アルゴリズムの欠如と
いった理由から、従来、遅延検波技術やその他の非同期
技法がフェージングチャネルにおいて伝統的に用いられ
てきた。同期型復調に近いものが実現されるならば、相
当な性能改善が達成可能とされる。

【０００５】潜在的に同期型受信を用いる多値位相変調
（Ｍ−ＰＳＫ）や多値直交振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）のよ
うな線形復調方式は、非常に好ましい通信方式を形成し
ている。

【０００６】非同期検波に対する同期検波の電力効率上
の利点は、チャネル符号化（チャネルコーディング）あ
るいは同一チャネル干渉（cochannel interference）を
考慮したときに現実的に高まる。

【０００７】チャネルがレイリーフェージング（Raylei
gh fading）によって崩れ、チャネル位相が急速に変動
しているときは、受信信号から位相を抽出する効率的な
キャリア同期技術が同期復調方式に用いられるべきであ
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】キャリアの位相及び振
幅推定と等価なフェージングチャネルの乗積型歪（mult
iplicative distortion）の推定用の逐次型最小二乗法
（Recursive Least Squares、「ＲＬＳ」ともいう）に
よる適応アルゴリズムを用いることで、推定精度が改善
され、推定値に対する加算型ノイズ（additive noise）
の影響を低減し、推定値の信頼性が増大する。しかしな
がら、データ位相を行うためにキャリアに変調をかける
ことにより発生する振幅、位相の変化とフェージングに
よる歪は区別するために該変調は除去されなければなら
ない。

【０００９】これは、判定指向型キャリア同期設計方式
（decision-directed carrier synchronization archit
ecture）の必要性を意味する。判定指向処理（判定した
結果のシンボルを用いて次の処理を行う方法）は、ＰＬ
Ｌ（Phase Locked Loop；位相同期ループ）と同様の膠
着（ハングアップ）現象を有しており、また因果的な
（causal）位相及び振幅推定方法しか使えないという制
約がある。

【００１０】非因果的な位相及び振幅の推定としては、
例えばスムージング処理（平滑化処理）が挙げられる。
スムージング方式は、位相及び振幅推定性能を改善する
が、それは時間的に後に受信する信号の乗積型歪の値も
用いて現時刻の基準推定値を生成するからである。しか
しながら、判定指向型キャリア同期方式ではこのように
時間的に後の信号を用いることができない。

【００１１】逐次型最小二乗法による適応アルゴリズム
のための重み付け係数は、多重伝搬路歪の推定値におけ
るノイズの影響を低減するため、「１」に近いものでな
くてはならない。

【００１２】重み付け係数が大きくなればなるほど、加
算型ノイズの影響は小さくなるが、乗積型歪の変化に対
する応答速度は遅くなる。重み付け係数が大きくなれば
なるほど、ＲＬＳ推定器の収束は鈍り、そのことが結果
的に推定に追尾遅延（トラッキング遅延）を招くことに
なる。この追尾遅延は、判定指向型同期方式において破
壊的であり、バーストエラーへと導くことになる。

【００１３】フェージングに起因する、複素数値をとる
乗積型歪（等価的な低域濾過フィルタに対してフェージ
ング歪は時変型の複素数値の乗算として表わされる）の
両成分（実数成分、及び虚数成分）が同時に小さくなる
と、それらが振幅を深く下げかつ大きな位相変化をもた
らす。

【００１４】こうした急速な位相変動は、判定指向型同
期システムのような位相追尾型システムにとって困難を
もたらす。そして、追尾遅延は、シンボル決定のエラー
を引き起こし、推定用にこれらの誤ったシンボルを用い
ることで推定をさらに劣化させ、そのことがキャリア同
期ユニットの位相誤差及び膠着（ハングアップ）へと導
く。

【００１５】最小二乗フェージングメモリ曲線への適合
（カーブフィット）と外挿とに基づく予測と、判定指向
型キャリア同期方式における逐次型最小二乗法とを組み
合わせることで、キャリア追尾能力の改良をもたらし、
膠着現象は最小化される。なお、逐次型最小二乗法によ
る位相及び振幅の推定に予測を組み合わせることで追尾
遅延を補償するものについては、後述するシステム（図
５及び図６参照）を本発明者は提案している。

【００１６】確かに、膠着現象は、このような方法によ
って最小化されるが、膠着現象を完全に除去することは
できない。

【００１７】他方、パイロットシンボルの内挿方法は比
較的実現が容易である。受信機は、パイロットシンボル
により与えられるチャネル測定値を内挿して検波用に位
相及び振幅基準を得る。

【００１８】しかしながら、線形内挿のような通常のシ
ンボル内挿や低域濾波フィルタによる内挿或いはガウス
内挿は冗長性を有し、パイロットシンボル速度を増大さ
せないかぎりフェージングチャネルの乗積型歪を正確に
推定することはできない。

【００１９】最適な内挿を達成するため、従来、例えば
ウィナーフィルタ（Winer filter；線形フィルタであ
り、目標値と出力の誤差ｅ（ｔ）の２乗平均値を最小に
する荷重関数を有するフィルタ）が提案されたことがあ
るが、確かに、冗長性は低減できるものの、非常に大量
の計算が要求される。

【００２０】従って、本発明は、上記問題点に鑑みてな
されたものであって、周波数非選択性フェージングチャ
ネル間での同期検波データ通信システムにおける新規な
キャリア同期ユニットを提供することを目的とする。す
なわち、本発明は、後述するようにフェージングチャネ
ル乗積型歪の推定における冗長性を低減し、推定の信頼
性を向上し、ＲＬＳ推定の追尾遅延の影響を補償するキ
ャリア同期ユニットを提供するものである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、パイロットシンボルを内挿することによ
りフェージングによる伝送路の乗積型歪の位相及び振幅
を推定するパイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定
手段と、フェージングによる伝送路の乗積型歪の位相及
び振幅を逐次型最小二乗法（recurcive least square
s；ＲＬＳ）により推定するＲＬＳ型位相及び振幅推定
手段と、フェージングによる乗積型歪を補償する歪補償
手段と、同期検波により受信シンボルを判定するシンボ
ル判定手段と、少なくとも受信信号を遅延するための遅
延手段と、前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段を周期的
にトレーニングする手段と、を含み、前記パイロットシ
ンボル内挿型位相及び振幅推定手段と判定帰還構成のＲ
ＬＳ型位相及び振幅推定手段とを複合してなることを特
徴とするキャリア同期ユニットを提供する。

【００２２】本発明は、前記パイロットシンボル内挿型
位相及び振幅推定手段により推定された前記フェージン
グによる伝送路の乗積型歪の位相及び振幅を前記歪補償
手段にて補償した信号を前記シンボル判定手段に入力
し、検出されたシンボルと、既知のパイロットシンボル
とを前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段に帰還入力し、
前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段は、該帰還入力され
たシンボルと、遅延された受信信号とに基づき前記乗積
型歪の位相及び振幅の推定値を算出するもので、決定帰
還型構成の前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段は、第２
ステージの推定を担うものである（この場合、第１ステ
ージの推定はパイロットシンボル内挿型位相及び振幅推
定手段により行われる）。

【００２３】上記の如く、本発明は、キャリア同期用の
新規で改良された方法を提案する。本発明によるキャリ
ア同期方法は、パイロットシンボルの内挿と決定帰還
（descision-feedback）型ＲＬＳ推定とをキャリア同期
用に組み合わせるものである。

【００２４】また、本発明のキャリア同期ユニットは、
受信信号をベースバンドに混合する自走発振器を用いる
ことにより、開ループ構造内のキャリア同期用に用いる
ことができ、深いフェージングが生じている間にＰＬＬ
の性能劣化を回避することができる。

【００２５】そして、本発明においては、ディジタル方
式で実装されたキャリア同期ユニットに好適に適用さ
れ、膠着（ハングアップ）のない同期が提案され、高い
成功確率をもって素早い位相獲得がなされ、従来からの
シンボル内挿法或いは従来の逐次型最小二乗法による位
相及び振幅推定を伴った判定指向型キャリア同期構造に
対し、改善された性能を発揮する。

【００２６】本発明が提案する方式は、推定されたチャ
ネル伝達関数の精度を改善し、非常に高速で変動するフ
ェージングチャネル状態を追尾することができる。

【００２７】また、本発明においては、まずフェージン
グチャネルの乗積型歪は、通常の内挿を用いて推定され
る。これらの推定は、フェージング補償と事前の同期シ
ンボル検波とに用いられる。

【００２８】受信機が妥当なシンボルエラー率（０．５
に若干満たない）の領域で動作しているものと仮定する
と、事前に検波されたシンボルを用いてデータ変調を外
す処理は実に満足すべきものとなる。

【００２９】事前に検波されたシンボルは、既知のパイ
ロットシンボルと組み合わされ、逐次型最小二乗法推定
（ＲＬＳ推定）に供される。

【００３０】逐次型最小二乗法による位相及び振幅推定
器（ＲＬＳ推定器）は、時間平均重み付けされた二乗誤
差を最小化する逐次型最小二乗法の適応アルゴリズムを
用いてフェージングチャネルの乗積型歪を推定する。

【００３１】そして、逐次型最小二乗法による推定値
は、最終的なフェージング補償及びシンボル検波に用い
られる。

【００３２】ところで、逐次型最小二乗法の適応アルゴ
リズム用の大きな重み付け係数は「１」に近く、乗積型
歪推定におけるノイズの影響を低減する目的に使用され
ねばならない。しかしながら、逐次型最小二乗法の適応
アルゴリズム用の大きな重み付け係数は、大きな追尾遅
延をもたらす。

【００３３】推定における追尾遅延は、判定指向型キャ
リア同期技法にとって破壊的であるが、本発明において
は、所定の遅延ブロックにより簡単に補償され、膠着と
は無縁の同期が達成される。現在の推定用に先行する数
スロットからの情報をこのように用いることにより、時
間的に連続して逐次型最小二乗法による推定が適用され
る。

【００３４】僅かな欠点としては、受信機に遅延とバッ
ファ領域とが要求され、同様にまた従来の判定指向型の
構成における従来の逐次型最小二乗法の推定に比べ、複
雑さが幾分増すことである。

【００３５】しかしながら、本発明においては、優れた
エラー性能と多値レベル信号規格が可能になることで、
これらの欠点は償われて余りあるものとなる。

【００３６】本発明が提案する方式は、ディジタル型の
実装に非常に適したものであり、あらゆるディジタルの
実現要求に適うものである。

【００３７】パイロットシンボル内挿と決定帰還逐次型
最小二乗法による推定とを組み合わせることによる、フ
ェージング補償は、キャリア追尾能力と受信機性能全体
とに改善をもたらす。

【００３８】本発明の方式を用いることにより、通常の
パイロットシンボル内挿法に比べ、要求されるパイロッ
トシンボルの数を低減し、或いはパイロットシンボル間
の時間間隔を増大させることができる。

【００３９】

【作用】本発明の原理・作用を以下に説明する。周波数
帯域で平坦なフェージングチャネルにおける同期検波
は、電力効率の問題を考慮したときに非同期検波に対し
て利点を有する。しかしながら、同期検波に必要なキャ
リア復元は、フェージングチャネルの時変特性の影響を
受ける。

【００４０】本発明では、上記の如く、キャリア同期用
の新規で改良された方法が提案される。すなわち、フェ
ージングチャネルの乗積型歪推定用の逐次型最小二乗法
による適応アルゴリズムの優れた特徴を生かし、それと
同時に従来の判定指向型構成（descision directed con
figuration）において特徴的な膠着（ハングアップ）現
象を克服する。

【００４１】逐次型最小二乗法による推定における追尾
遅延は、単純な補償用遅延ブロックによって簡単に克服
される。

【００４２】逐次型最小二乗法推定（ＲＬＳ推定）のた
めに、変調が乗積型歪と同様な影響を及ぼそうとも、通
常のシンボル内挿法を用いることにより該変調は除去さ
れる。

【００４３】フェージングチャネルの乗積型歪用の逐次
型最小二乗法による適応アルゴリズムは、推定の精度と
信頼度を改善し、加算型（additive）ノイズの影響を除
々に低減し、通常のシンボル内挿法に対して、改善され
た性能を示す。

【００４４】本発明を用いることで、パイロットシンボ
ルの数を低減し、或いはパイロットシンボル間の時間間
隔を通常のパイロットシンボル内挿法に比べ増大させる
ことができる。

【００４５】本発明の特徴及び長所は、以下の本発明の
実施の形態の説明からより明らかとなろう。ここに、図
面を簡単に説明しておく。

【００４６】図１は、本発明の一実施形態における伝送
方式のフレーム構成を図解するものである。伝送器は、
既知のシンボルすなわちパイロットシンボルを周期的に
挿入するが、キャリア同期ユニットは、内挿と、逐次型
最小二乗法による位相及び振幅推定処理におけるトレー
ニングのために、パイロットシンボルをチャネル伝達関
数の計測に用いる。

【００４７】図２は、本発明の一実施形態におけるパイ
ロットシンボル内挿法と決定帰還逐次型最小二乗法によ
る推定とを組み合わせたキャリア同期ユニットのブロッ
ク線図を例示するものである。逐次型最小二乗法による
適応アルゴリズムが、フェージングチャネルの乗積型歪
の推定に適用されている。逐次型最小二乗法により推定
する目的で、データ変調は通常のシンボル内挿によって
取り除かれる。

【００４８】図３は、本発明の一実施形態における位相
及び振幅推定処理を詳細に図解するものである。乗積型
歪は、受信信号とその推定値との間の時間重み付けされ
た二乗誤差を最小化する逐次型最小二乗法による適応ア
ルゴリズムを用いて計算される。受信信号の推定値は、
検波されたシンボルとパイロットシンボルとに乗積型歪
の推定値を乗算することにより形成される。なお、ここ
ではシンボル間干渉のない受信が仮定されている。

【００４９】図４は、本発明の一実施形態における逐次
型最小二乗法による推定のための計算方法を図解するも
のである。

【００５０】

【発明の実施の形態】本発明の一実施形態においては、
ディジタル方式で実現されたキャリア同期ユニットが考
慮される。

【００５１】複素数値のベースバンド線形変調受信信号
が、フェージングに起因する乗積型歪の推定に用いられ
る。フェージングによる乗積型歪の同相成分（in-phas
e）と直交成分（quadrature）Ｉ／Ｑは、低域濾波処理
され、乗積型歪のＩ／Ｑ推定用によく適合したものとさ
れる。

【００５２】フェージングに起因する乗積型歪のＩ／Ｑ
成分の低域濾波特性（ローパス特性）は、地上局−移動
局間通信及び航空衛星通信用の多くの物理的計測値にお
いて検証されている。

【００５３】本発明の一実施形態では、位相及び振幅推
定は、乗積型歪のＩ／Ｑ成分を推定することにより行わ
れる。そうした方式で得られる振幅情報すなわち複素数
値の乗積型歪の大きさ（マグニチュード）は、経費負担
なしで精密な自動利得制御（ＡＧＣ）に用いることもで
きる。

【００５４】ダイバシチー受信と最大レシオの組み合わ
せは、このキャリア同期ユニットを用いることにより簡
単に実現できるが、これは、このキャリア同期ユニット
がチャネル利得の最適推定値をもたらすためである。

【００５５】送信機は周期的に既知のシンボルすなわち
パイロットシンボルを挿入し、受信機は、パイロットシ
ンボルを対応するサンプルの抽出に用い、フェージング
チャネルの乗積型歪の推定値を形成するのにパイロット
シンボルを内挿する。

【００５６】これらのパイロットシンボルは、逐次型最
小二乗法による位相及び振幅推定器のトレーニングにも
用いられる。

【００５７】このフレーム構造型伝送は、図１に模式的
に図解されている。各スロットはＭ個のパイロットシン
ボルとＮ個のデータシンボルからなる。パイロットシン
ボルの使用は、伝送パルス波形に何等の変化も或いは平
均パワーレシオに対するピークについても何等の変化を
引き起こさない。従って、送信機や受信機の複雑さが増
すことはない。

【００５８】送信機はＭ個のパイロットシンボルを送信
し、続いてＮ個のデータシンボルを送信し、次に新たな
Ｍ個のパイロットシンボルを送信するといった処理を繰
り返す。

【００５９】比Ｎ／Ｍとしては１５を超えるものが用い
られ、このため、既知のシンボルの挿入に起因する損失
は無視できる。フレーム（スロット）ごとのパイロット
シンボルの数Ｍは、通常１ないし５である。なお、数Ｍ
が１よりも大であれば、一つのスロットからのパイロッ
トシンボルに対応するサンプルは、累積（積算）して平
均化されるべきである。サンプルを平均化することによ
り、加算的ノイズの影響や干渉の影響は大幅に低減され
る。平均化されたサンプルを内挿に用いることは、パイ
ロットシンボル内挿方式の性能を改善する。

【００６０】図２を参照して、パイロットシンボル内挿
器１は、既知のパイロットシンボルｐ１を用いて位相及
び振幅を受信信号ｉ１から抽出する。

【００６１】パイロットシンボル内挿器１は、パイロッ
トシンボルにより与えられるチャネル測定値を内挿し、
データ検出用の振幅基準及び位相基準ｚ１を得る。

【００６２】通常のパイロットシンボル内挿は、フェー
ジング補償のための従来技術において公知である。低次
のガウス内挿（Gaussian interpolation）と低域濾波内
挿（low-pass interpolation）或いは線形内挿（linear
interpolation）が、この場合に適用される。

【００６３】線形内挿を以下に簡単に説明する。フェー
ジングチャネルは乗積型歪を招来し、パイロットシンボ
ルにより与えられるチャネル測定値は受信信号ｉ１の対
応サンプルをパイロットシンボルｐ１によって除算する
ことにより得られる（推定される）。そして、これらの
推定値はノイズによって崩されている。

【００６４】パイロットシンボルの数Ｍが１よりも大で
あれば、１スロットについてこれらの推定値を平均化す
ることによりノイズの影響は低減されるが、この場合、
フェージング伝達関数はＭ個の連続するパイロットシン
ボル期間において一定であることが仮定される。

【００６５】位相及び振幅基準ｚ１は、スロット内にお
いて２個の連続するスロットの線形内挿によって推定さ
れる。

【００６６】少なくとも２個のスロットからのパイロッ
トシンボルによって推定されるフェージングチャネルの
測定値を使用するために内挿にいかなる要求がなされよ
うとも、内挿は必然的に遅延を招く。

【００６７】フェージング乗積型歪のＩ成分とＱ成分に
対する内挿が行われる。位相及び振幅基準ｚ１もまた、
１スロット内で低次のガウス内挿（ほぼガウスフィル
タ）又は低域濾波内挿により推定することができる。な
お、多相フィルタ（polypahse）回路網構造を低域濾波
内挿に適用してもよい。

【００６８】図２において、ブロック３で示される位相
及び振幅補償器Ｉが、パイロットシンボル内挿器１で推
定された位相及び振幅基準ｚ１をフェージング補償のた
めに用いる。位相及び振幅補償器３は、フェージング歪
を補償するため受信信号ｉ２に複素数値１／ｚ１を乗算
する。

【００６９】ブロック４で示す遅延Ｄ１は、パイロット
シンボル内挿器１でのシンボル内挿に起因する遅延を補
償するために導入されている。

【００７０】スライサＩすなわちブロック５は、補償さ
れた信号ｉ３を入力として用い、検出シンボルｄ１を出
力する（これを「シンボル決定（symbol decision）」
という）。これらの検出シンボルは、逐次型最小二乗法
による位相及び振幅推定のために求められるものであ
り、受信機における現実の検波プロセスとは必ずしも一
致しない。

【００７１】コヒーレントに検出された（すなわち同期
検波された）シンボルｄ１は、逐次型最小二乗法による
推定のためスイッチ６によってパイロットシンボルｐ２
と結合されるが、フレーム同期が仮定されており、その
ため局部パイロットシンボル発生器２とスイッチ６の制
御とがフレーム構造伝送に同期されている。本実施形態
においては、シンボルタイミング同期とシンボル間干渉
のない受信もまた仮定されている。ブロック８によって
導入された遅延Ｄ２は、ブロック４における遅延Ｄ１と
同じである。遅延Ｄ２もまた、内挿用の遅延を補償す
る。

【００７２】逐次型最小二乗法による位相及び振幅推定
器（ＲＬＳ位相及び振幅推定器）７は、検波されたシン
ボルｄ１と既知のパイロットシンボルｐ２とを用いて逐
次型最小二乗法による適応アルゴリズムにより遅延受信
信号ｉ２から位相及び振幅を抽出する。

【００７３】図３は、逐次型最小二乗法による位相及び
振幅推定処理をより詳細に図解するものである。

【００７４】シンボル系列ｕ２は、検波シンボルｄ１と
パイロットシンボルｐ２とを図１に示すスイッチ６を介
して時分割多重することにより形成される。シンボル系
列ｕ２と遅延された受信信号ｉ２とは、逐次型最小二乗
法による位相及び振幅推定器７のための入力であり、一
方、ｚ２はＲＬＳ位相及び振幅推定器７の出力となる
（位相及び振幅補償器１０への入力）。

【００７５】シンボルｕ２を乗積型歪の推定値ｚ２に乗
算器１０１にて乗算することにより、受信信号ｉ６の推
定値が生成される。

【００７６】エラー信号ｅ２は、減算器１０２にて、受
信信号推定値ｉ６を遅延された受信信号ｉ２から減算す
ることにより計算される。

【００７７】ベースバンド受信信号ｉ２は、シンボル期
間毎に、すなわち時刻｛ｎＴｓ｝において一度サンプリ
ングされ、逐次型最小二乗法による位相及び振幅推定器
７により推定用に使用されるサンプル｛ｉ２（ｎ）｝を
与える。Ｔｓはシンボル期間を示している。

【００７８】フェージングチャネル乗積型歪の推定値
は、時刻｛ｎＴｓ｝において出力され、サンプル｛ｚ２
（ｎ）｝が得られる。

【００７９】入力シンボルｕ２もまたシンボルデータ速
度でサンプリングされ、時刻｛ｎＴｓ｝においてサンプ
リング｛ｕ２（ｎ）｝で表される。

【００８０】信号ｉ２，ｉ６，ｚ２，ｅ２は、Ｉ／Ｑ直
交成分をもった複素数値信号である。

【００８１】逐次型最小二乗法による適応アルゴリズム
は、時間平均重み付け二乗誤差ｅ２を最小化する。いか
なる誤差ｅ２に付された重みも、誤差の時間経過ととも
に指数級数的に減少し、アルゴリズムは次式（１）のＥ
ｔを最小化する。

【００８２】

【数１】

【００８３】ただし、Ｗは、逐次型最小二乗法（ＲＬ
Ｓ）適応アルゴリズムのための重み付け係数である。

【００８４】なお、逐次型最小二乗法のアルゴリズムは
従来技術において公知である。

【００８５】ここでは、フェージングチャネル乗積型歪
が、スカラー量の複素数値信号ｚ２の乗算によってどの
ようにモデリングされようとも、逐次型最小二乗法のア
ルゴリズムは単純化された形式を有する。

【００８６】信号ｕ２は入力信号として考えられ、信号
ｚ２は推定係数として考えられ、ｅ２＝ｉ２−ｚ２・ｕ
２は誤差信号である。上式（１）におけるＥｔをｚ２に
関して最小化すると、逐次型最小二乗法によるアルゴリ
ズムに従って次式（２）が得られる。

【００８７】Ｒ（ｔ）・Ｚ２（ｔ）＝Ｄ（ｔ） …（２）

【００８８】ここで、Ｒ（ｔ）は、次式（３）に規定さ
れる信号相関値である。

【００８９】

【数２】

【００９０】また、Ｄ（ｔ）は、次式（４）に規定され
る相互相関値である。

【００９１】

【数３】

【００９２】ここで、ｕ２^*（ｎ）は、ｕ２（ｎ）の共
役複素数を表す。

【００９３】ｕ２（ｎ）・ｕ２^*（ｎ）は、ｕ２（ｎ）
のマグニチュードの二乗に等しく、実数値であり、信号
相関値Ｒ（ｔ）も実数値である。上式（２）の解は、次
式（５）で与えられる。

【００９４】

【数４】

【００９５】Ｒ（ｔ）は、次式（６）のように、一サン
プル前のＲ（ｔ−１）から逐次的（リカーシブ）に計算
される。

【００９６】

【数５】

【００９７】Ｄ（ｔ）も次式（７）のように逐次的に計
算される。

【００９８】

【数６】

【００９９】このため、フェージングチャネルの乗積型
歪推定値ｚ２（ｔ）は次式（８）のように逐次的に計算
される。

【０１００】

【数７】

【０１０１】図４は、図２の逐次型最小二乗法による位
相及び振幅推定器７の処理を詳細に図解するものであ
る。

【０１０２】上式（８）の分子の計算は、ブロック２０
１，２０２，２０３，２０４にて行なわれる。これらの
ブロックはスカラー演算を行う。ブロック２０３は１サ
ンプル遅延を導入し、ブロック２０２は加算器であり、
ブロック２０４は乗算器である。

【０１０３】上式（８）の分母の計算は、ブロック２０
５，２０６，２０７，２０８，２０９により行なわれ
る。これらのブロックは、複素数値の演算を行う。ブロ
ック２０５は、共役複素数の計算を図解し、ブロック２
０８は１サンプル遅延を導入し、ブロック２０７は加算
器であり、ブロック２０６，２０９は乗算器である。

【０１０４】上式（８）の分数計算は、ブロック２１０
に図示されている。

【０１０５】図４には、逐次型最小二乗法による推定の
ための従来の計算法の説明が模式的に与えられている。
これらの計算の様々な変形は、当業者によって用いられ
よう。

【０１０６】本発明は、ここに図示した実施の形態に制
限されることを意図していないが、ここに開示された原
理及び新規な特徴に矛盾しない最大限の範囲に従うべき
ものである。

【０１０７】乗積型歪推定におけるノイズの影響を低減
するため、逐次型最小二乗法による適応アルゴリズムＷ
のための重み付け係数は、「１」に近いものでなければ
ならない。大きな重み付け係数は、推定値ｚ２に対する
加算型ノイズの影響を低減するが、同時に乗積型歪の変
化に対する鈍い応答を招く（すなわち追尾遅延を増大さ
せる）。この追尾遅延は判定指向型キャリア同期技法に
とって破壊的である。

【０１０８】本実施形態においては、追尾遅延の影響は
遅延ブロックによって補償されている。

【０１０９】図２のブロック９における遅延Ｄ３が、逐
次型最小二乗法による位相及び振幅推定器７により導か
れた推定に伴う遅延の補償に用いられる。逐次型最小二
乗法による推定における追尾遅延は、逐次型最小二乗法
による重み付け係数の関数であり、選択された重み付け
係数に対しては一定の遅延Ｄ３が提案される。

【０１１０】現在の推定に先行スロットからの情報を使
用する方法を用いて時間的に連続して逐次型最小二乗法
による推定が適用され、そのことで推定精度が改善され
る。

【０１１１】本実施形態においては、変則的な位相基準
のジャンプ（飛躍）或いはＰＬＬや同様の位相追尾シス
テムの再引き込み問題を伴うことなく、膠着とは無縁の
同期が達成されると共に、曖昧さのない位相同期が達成
される。正確な位相及び振幅基準が供給されるため、本
実施形態により多値位相変調（Ｍ−ＰＳＫ）や多値直交
振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）のような多値変調が可能にな
る。

【０１１２】図２において、ブロック１０で示される補
償器IIは、受信信号ｉ４の最終フェージング補償用に逐
次型最小二乗法により推定された乗積型歪ｚ２を用い
る。補償器IIは、受信信号ｉ４に複素数１／ｚ２を乗算
する。

【０１１３】チャネル符号を用いると、フェージング補
償器IIの出力からソフトウェア情報データが得られる。
補償された信号ｉ５を用いることにより、図２にブロッ
ク１１で示したスライサIIは最終決定を行い、同期検波
されたシンボル（検波シンボル）ｄ２を出力する。信号
ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５，ｄ１，ｄ２，ｐ１，ｐ
２，ｚ１，ｚ２は、Ｉ／Ｑ直交成分を伴った複素数値信
号である。

【０１１４】次に、本発明の基礎となる判定指向型キャ
リア同期ユニットの構成を図５及び図６を参照して説明
しておく。

【０１１５】判定指向型キャリア同期ユニットは、検出
されたシンボル（シンボル判定）が位相及び振幅の推定
に用いられる（指向される）ものであり、フェージング
に起因する乗積型歪の位相及び振幅を推定する手段と、
乗積型歪を補償する歪補償手段と、コヒーレントシンボ
ルを検出するシンボル検出手段と、乗積型歪の位相及び
振幅を推定する手段を周期的にトレーニングする手段
と、を含んでいる。

【０１１６】図５には、キャリア復元のための、逐次型
最小二乗法（ＲＬＳ）位相・振幅推定と予測とを結合し
てなる判定指向型キャリア同期装置のブロック線図を示
している。複素数値のベースバンド線形変調受信信号
が、フェージングに起因する乗積型歪の推定に用いられ
る。フェージングによる乗積型歪の同相成分（in-phas
e）と直交成分（quadrature）Ｉ／Ｑは、低域濾波処理
され、乗積型歪のＩ／Ｑ推定用によく適合したものとさ
れる。フレーム構造型伝送は、すでに図１を参照して説
明したとおりである。

【０１１７】図５を参照して、位相及び振幅推定器６０
は、検出したシンボルｄ１又は既知のパイロットシンボ
ルｐ１をスイッチ５６を介して選択し、受信信号ｉ１か
ら位相及び振幅を推定する。ここではフレーム同期され
ているものとし、局所的なパイロットシンボル発生器５
５とスイッチ５６の制御はフレーム構造型伝送に同期し
ているものとする。現在の位相及び振幅推定値ｚ２は次
の受信信号ｉ１のフェージング補償のために用いられ
る。

【０１１８】位相及び振幅推定器６０は、ＲＬＳ位相・
振幅推定器５１と予測器５２とからなり、ＲＬＳ位相・
振幅推定器５１は、図３に示したものと同様なＲＬＳ適
応アルゴリズムを行い乗積型歪ｚ１を推定する。

【０１１９】予測器５２は、現在及び過去の乗積型歪推
定値ｚ１を用いて、乗積型歪ｚ２すなわち将来における
ｎシンボルの予測を行なう。予測はモリソン（Morriso
n）の最小二乗フェージング・メモリ予測アルゴリズム
に基づいている。

【０１２０】推定値ｚ１の系列を用いることにより、予
測器５２は乗積型歪の第ｎステップの予測値ｚ２_i+n,i
を形成する。第ｎステップの予測値ｚ２_i+n,iを形成す
るため、モリソンの度数１の最小二乗フェージング記憶
予測アルゴリズムを適用し、ｚ１_i、ｚ１_i-1、ｚ
１_i-2、…を推定することにより、予測器５２はまず第
１ステップの予測値ｚ２_i+1,iを決定しなければならな
い。予測器５２は、以下の複素数値を算定する。

【０１２１】

【数８】

【０１２２】ｚ２′_i+1,iは、ｚ１_i+1とｚ１_iとの差の
予測値であり、このためｚ_iのｉについての変化率とな
る。

【０１２３】このアルゴリズムは、ｚ１_i−ｚ１_i-1が、
ｉのいくつかの隣接値に亘ってｉに対して実効的には不
変であることを仮定している。

【０１２４】Ｑは、予測アルゴリズムのメモリ係数であ
り、０から１の範囲の実数値定数であり、通常は１に近
い値とされる。

【０１２５】図６は、上式（９）〜（12）を用いた計算
過程を模式的に図解するものであり、図５の予測器５２
の処理の詳細な説明図である。

【０１２６】上式（９）の計算は、減算器５０１により
図示されている。ブロック５０２，５０３，５０４は、
上式（10）の計算により用いられる。上式（11）は、ブ
ロック５０５，５０６，５０７，５０８により図示され
ている。最後に、上式（12）の計算は、ブロック５０
９，５１０により図示されている。

【０１２７】最初に受信したサンプルｚ１ｉにおいて予
測処理を開始するため、予測器５２は、次式（13）のよ
うにおく。

【０１２８】Ｚ２_1,0＝ｚ１、ｚ２′_1,0＝０ …（13）

【０１２９】時刻ｋＴにおいて予測を再開させるため、
予測器５２は、次式（14）のようにおく。

【０１３０】ｚ２_k,k-1＝ｚ１_k-1、ｚ２′_k,k-1＝０ …（14）

【０１３１】ＲＬＳ推定処理を再開するため、図５のＲ
ＬＳ位相・振幅推定器５１は、内部メモリの値を零にセ
ットし、こうしてその後の推定値に対する過去に受信し
たサンプルの影響を無効とする。

【０１３２】深いフェージングとノイズとが、実際の乗
積型歪とその推定値との間に差異をもたらし、これが原
因となりシンボルの決定誤差を招く。

【０１３３】判定指向型キャリア同期方式におけるこれ
らの決定誤差は、推定に影響を及ぼし、そのことで同期
ユニットは膠着（ハングアップ）状態に陥ることがあ
る。

【０１３４】これらの欠点を克服するため、図１に示し
たように、既知のパイロットシンボルが、位相及び振幅
推定器のトレーニングに用いられる。トレーニング期間
中、同期ユニットはハングアップから回復し正確な推定
を開始する。そして、挿入されたパイロットシンボルに
起因する損失を最小化するため、トレーニング期間ごと
に数種のパイロットシンボルだけが用いられる。

【０１３５】推定におけるノイズを抑圧するために大き
なＲＬＳ重み付け係数を用いると、過去のサンプルのＲ
ＬＳ推定に対する大きな影響のために、ハングアップか
らの回復と推定の修正は、トレーニング期間中に行なえ
なくなる。

【０１３６】トレーニング期間中の推定処理を高速化す
るため、ＲＬＳ推定器の処理の再開は、各種トレーニン
グ期間の開始時点で内部メモリをリセットすることによ
り行なわれる。トレーニング期間の終了時点において、
予測処理の再開は、上式（13）、（14）に規定されるよ
うに、プリセット用に更新された推定値を用いるにより
行なうことが必要とされる。

【０１３７】図５における補償器５４は、推定され且つ
予測された乗積型歪値ｚ２を、受信信号ｉ１の位相及び
振幅補償用に用いる。補償器５４は、マルチバス受信信
号ｉ１に複素数値１／ｚ２を乗算する。補償された信号
ｉ２を用いることにより、スライサ５３は決定を行い、
検波シンボル（検出シンボル）ｄ１を出力する。

【０１３８】判定指向型同期方式にて同期検波されたシ
ンボルｄ１は、周波数比選択制フェージングチャネル内
の乗積型歪の位相及び振幅推定に用いられる。

【０１３９】受信機が妥当な低エラーレート状態で作動
していると仮定することで、検波シンボルｄ１は乗積型
歪の推定処理に十分に用いることができる。このシンボ
ル検波は、乗積型歪の推定のために必要とされるもので
あり、必ずしも受信機の実際の検波処理に合致する必要
はない。信号ｉ１、ｉ２、ｄ１、ｚ１、ｚ２等は、Ｉ／
Ｑ直交成分をもった複素数値信号である。すべての処理
はシンボルレートで行われ、時刻ｉＴ（但し、Ｔはシン
ボル期間）でにおける各信号のサンプルは、添字ｉによ
って示される。

【０１４０】図５及び図６を参照して説明した判定指向
型キャリア同期ユニットは、最小二乗フェージング記憶
メモリへのカーブフィッティング及び外挿に基づく予測
を、ＲＬＳ推定に適合させることにより、追尾遅延を低
減することができ、このためＢＥＲ性能（ビット誤り
率）が改善している。そして上記キャリア回復方法は、
デコーダ用にチャネル品質情報を抽出する可能性を伴っ
て、膠着現象を最小化し、ディジタル方式の実装に好適
とされ、現在の通信システム内の受信機のディジタル化
要求に合致するものである。

【０１４１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、決定帰
還型逐次型最小二乗法（デシジョンフィードバックＲＬ
Ｓ）推定を提案するものであり、フェージングチャネル
乗積型歪の推定における冗長性を低減し、推定の信頼性
を高めている。そして、本発明によれば、逐次型最小二
乗法による推定の追尾遅延の影響を補償する新規で改良
された方式方法が提案され、この修正された方式は、品
質劣化を回避して連続的な位相及び振幅推定値を生成す
る。

【０１４２】また、本発明による方式は、推定されたフ
ェージングチャネル機能の精度を改善し、非常に高速で
変化するフェージング状態を追尾することができるとい
う効果を有する。さらに、本発明の方法を用いることに
より、必要とされるパイロットシンボル数が低減でき、
或いはフレーム構造伝送におけるパイロットシンボル間
の時間間隔を増大させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】伝送方式のフレーム構成を示す図である。

【図２】本発明の一実施形態の構成を例示するブロック
線図である。

【図３】本発明の一実施形態における位相及び振幅推定
処理を詳細に示す図である。

【図４】本発明の一実施形態における逐次型最小二乗法
による推定のための計算方法を説明するための図であ
る。

【図５】本発明に関連する判定指向型キャリア同期設計
方式を説明するための図である。

【図６】判定指向型キャリア同期設計方式の予測処理の
計算方法を説明するための図である。

【符号の説明】

１パイロットシンボル内挿器２パイロットシンボル発生器３位相及び振幅補償器Ｉ４遅延ブロックＤ１５スライサＩ６スイッチ７逐次型最小二乗法による位相及び振幅推定器８遅延ブロックＤ２９遅延ブロックＤ３１０位相及び振幅補償器II １１スライサII １０１乗算器１０２加算器２０１二乗値計算器２０２加算器２０３１サンプル遅延器２０４乗算器２０５共役複素数値計算器２０６乗算器２０７加算器２０８１サンプル遅延器２０９乗算器２１０除算器

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成７年１０月１８日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１２１

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１２１】

【数１】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パイロットシンボルを内挿することにより
フェージングによる伝送路の乗積型歪の位相及び振幅を
推定するパイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手
段と、フェージングによる伝送路の乗積型歪の位相及び振幅を
逐次型最小二乗法（recurcive least squares；ＲＬ
Ｓ）により推定するＲＬＳ型位相及び振幅推定手段と、フェージングによる乗積型歪を補償する歪補償手段と、同期検波により受信シンボルを判定するシンボル判定手
段と、少なくとも受信信号を遅延するための遅延手段と、前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段を周期的にトレーニ
ングする手段と、を含み、前記パイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手段と
判定帰還構成のＲＬＳ型位相及び振幅推定手段とを複合
してなることを特徴とするキャリア同期ユニット。
【請求項２】前記パイロットシンボル内挿型位相及び振
幅推定手段により推定された前記フェージングによる伝
送路の乗積型歪の位相及び振幅を前記歪補償手段にて補
償した信号を前記シンボル判定手段に入力し、検出され
たシンボルと、既知のパイロットシンボルとを前記ＲＬ
Ｓ型位相及び振幅推定手段に帰還入力し、前記ＲＬＳ型
位相及び振幅推定手段は、該帰還入力されたシンボル
と、遅延された受信信号とに基づき前記乗積型歪の位相
及び振幅の推定値を算出することを特徴とする請求項１
記載のキャリア同期ユニット。
【請求項３】前記パイロットシンボル内挿型位相及び振
幅推定手段が、受信信号からパイロットシンボルに対応
するサンプルを抽出し、該サンプルの位相及び振幅を抽
出し、これらを予め定めた所定の内挿方法を用いて内挿
し、乗積型歪の推定値を形成する、ことを特徴とする請
求項１記載のキャリア同期ユニット。
【請求項４】前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段が、重み付け二乗誤差の時間平均値を最小にする逐次型最小
二乗法（ＲＬＳ）適応アルゴリズムを用いることを特徴
とする請求項１記載のキャリア同期ユニット。
【請求項５】フェージングによる伝送路の乗算型歪の推
定の信頼性を改善するために、周期的に挿入された既知
のシンボル又はパイロットシンボルを前記ＲＬＳ型位相
及び振幅推定手段のトレーニングに用いる手段を含むこ
とを特徴とする請求項４記載のキャリア同期ユニット。
【請求項６】前記歪補償手段が、前記パイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手段の
推定値を用いて位相及び振幅を補償する第１の位相及び
振幅補償手段と、前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段により推定された位
相及び振幅推定値を用いて位相及び振幅を補償する第２
の位相及び振幅補償手段と、を含むことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユ
ニット。
【請求項７】前記第１の位相及び振幅補償手段が、前記
パイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手段の出力
に作動可能に接続され、受信信号の位相及び振幅の補償
のための所定の演算を行なう手段を含むことを特徴とす
る請求項６記載のキャリア同期ユニット。
【請求項８】前記第２の位相及び振幅補償手段が、前記
ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段により位相及び振幅推定
器の出力に作動可能に接続され、遅延された受信信号の
位相及び振幅の補償のために所定の演算処理を行なう手
段を含むことを特徴とする請求項６記載のキャリア同期
ユニット。
【請求項９】前記シンボル検出手段が、請求項６記載の前記第１の位相及び信号補償手段の出力
を用いてシンボルを検波する第１の判定手段と、請求項６記載の前記第２の位相及び信号補償手段の出力
を用いてシンボルを検出する第２の判定手段と、を含むことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユ
ニット。
【請求項１０】前記第１の判定手段が、前記第１の位相
及び振幅補償手段の出力に作動可能に接続され、前記逐
次型最小二乗法による位相及び振幅推定の判定帰還入力
信号を発生するために仮シンボル判定を行なうことを特
徴とする請求項９記載のキャリア同期ユニット。
【請求項１１】前記第２の判定手段が、前記第２の位相
及び振幅補償手段の出力に作動可能に接続され、判定デ
ータを出力するためにシンボルを判定することを特徴と
する請求項９記載のキャリア同期ユニット。
【請求項１２】前記遅延手段が、前記パイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手段に
おける内挿を行なうことにより発生する遅延を補償する
第１の遅延手段と、前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段の追尾遅延を補償す
る第２の遅延手段と、を含むことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユ
ニット。
【請求項１３】前記第１の遅延手段が、受信信号と受信
機内部で発生されたパイロットシンボルとを遅延し、前
記パイロットシンボル内挿型位相及び振幅推定手段によ
る内挿遅延を補償する手段をさらに含むことを特徴とす
る請求項１２記載のキャリア同期ユニット。
【請求項１４】前記第２の遅延手段が、受信信号を遅延
して前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段により引き起こ
された追尾遅延を補償する手段を含み、前記ＲＬＳ型位相及び振幅推定手段における追尾遅延
は、逐次型最小二乗法の重み付け係数の関数とされ、選
択された重み付け係数に応じて所定の遅延が挿入される
ことを特徴とする請求項１２記載のキャリア同期ユニッ
ト。
【請求項１５】前記トレーニング手段が、パイロットシ
ンボルを受信機内部で発生する手段と、前記パイロットシンボルと判定シンボルとを時分割多重
したフレームを作成する手段と、を含み、受信機においてフレーム同期方式が実装されていること
を特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユニット。