JPH09504923A

JPH09504923A - Ｃｏｓｅｔ符号化を使用したスペクトラム拡散通信システムにおける可変レート信号伝送

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Publication number: JPH09504923A
Application number: JP7513361A
Authority: JP
Inventors: ゼハビ、エフライム
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1993-11-01
Filing date: 1994-11-01
Publication date: 1997-05-13
Anticipated expiration: 2014-07-28
Also published as: EP0727116A1; AU678653B2; DE69434231D1; AU1086295A; FI961823A; US5471497A; CN1133659A; CN1295391A; CN1064800C; DE69434231T2; WO1995012938A1; FI116433B; HK1011474A1; RU2142201C1; BR9407920A; JP2925742B2; ZA948560B; KR100221669B1; CA2174344A1; EP0727116B1

Abstract

(57)【要約】ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムにおいて、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）通信チャネル上で、可変データレートで情報通信を行なう改良された方法及び装置がここに開示されている。例示的な実施の形態においては、入力情報信号は、直接スペクトラム拡散通信信号シーケンスを使用したＩあるいはＱ通信チャネルのどちらか一方で伝送される。この情報信号は、最初に、第１及び第２の副信号に分割され、これらは、それぞれ第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号かネットワークに供給される。第１のｃｏｓｅｔ符号化は、第２のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークが第２の副信号と第１のｃｏｓｅｔ符号と直交する第２のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせている間、第１の副信号と第１のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせる。このような方法によって、第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークは、それぞれ第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号を作り出すために動作する。第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号から形成されるコンポジット符号化信号は、次に、第１の変調された信号を供給するために直交関数信号によって変調される。所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）は、Ｉ又はＱ通信チャネルのどちらかの受信器へそれぞれ伝送される第１の変調された信号を拡散するために使用される。この受信器は、Ｉ又はＱ通信チャネルのどちらか一方で受信された変調された搬送信号を基礎にした入力情報信号の推定を生成するように動作することができる。

Description

【発明の詳細な説明】ＣＯＳＥＴ符号化を使用したスペクトラム拡散通信システムにおける可変レート信号伝送発明の背景Ｉ．発明の分野本発明は、スペクトラム拡散信号を利用した通信システムに関し、より具体的には、スペクトラム拡散信号通信システムにおいて情報を通信するための新規且つ改良された方法及び装置に関する。ＩＩ．関連分野の記述通信システムは、ソースロケーションから物理的に異なるユーザの目的地への情報信号の伝送を可能にするために発展してきている。アナログ方式及びデジタル方式は、このような情報をソースとユーザロケーションとをリンクしている通信チャネルを通じて伝送するために使用されてきている。デジタル方式は、アナログ技術に関連していくつかの利点を与える傾向があり、例えば、チャネル雑音及び干渉に対する改良された耐性、増大した容量及び暗号化の使用を通しての改良された通信の安全性を与える。通信チャネルを通してのソースロケーションからの情報信号の伝送においては、情報信号は、最初に、チャネル上の効率的な伝送に適した形に変換される。情報信号の変換或いは変調は、変調された搬送波の結果のスペクトラムがチャネル帯域内に限られるというような方法によって、情報信号を基礎にした搬送波の変化するパラメータを含む。ユーザロケーションにおいて、オリジナルメッセージ信号は、チャネル上の伝搬に引き続いて起こる受信した変調された搬送波のバージョンから再現される。このような再現は、一般的に、ソース送信器において行なわれる変調手法の逆の変調手法を使用することによって、行なわれる。変調は、また、多重化、すなわち、共通チャネルを通じてのいくつかの信号の同時伝送を容易にする。多重通信システムは、一般的に、通信チャネルに対する連続的接続よりもむしろ比較的短期の間欠的サービスを必要とする多くの遠隔加入者ユニットを有する。加入者ユニットの組について短期間で通信を可能にするように設計されたシステムは、多重接続通信システムと呼ばれている。多重接続通信システムの特定のタイプは、スペクトラム拡散システムとして知られている。このスペクトラム拡散システムにおいては、変調技術は、結果として、通信チャネル内の広周波数帯の伝送信号の拡散を利用した。多重接続スペクトラム拡散システムの１つのタイプは、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）変調システムである。また、この分野においては、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）及び振幅圧伸単側帯のようなＡＭ変調方法のような他の多重接続通信システム技術が知られている。しかしながら、ＣＤＭＡのスペクトラム拡散変調技術は、これらの変調技術よりも多重接続通信システムに対する重要な利点を有している。多重接続通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、本発明の譲受人に譲渡され、１９９０年２月１３日に発行され、題名“衛生或いは地上中継器を使用したスペクトラム拡散多重接続通信システム”の米国特許第４，９０１，３０７号明細書に開示されている。上述の米国特許第４，９０１，３０７号においては、それぞれが送信器を持った多くの移動電話システムのユーザが、ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信信号を使用した衛星中継器或いは地上基地局を通して通信を行なう多重接続技術が開示されている。ＣＤＭＡ通信の使用においては、システムユーザ容量の増大が可能になるので、周波数スペクトラムは複数回の再使用を行なうことができる。ＣＤＭＡの使用は、他の多重接続技術の使用により到達することが可能なよりも、多くの高いスペクトル効率となる。より具体的には、１組のロケーションの間のＣＤＭＡシステムにおける通信は、特有のユーザ拡散符号を使用することによって、チャネル帯域上でそれぞれの伝送信号を拡散させることによって達成される。特定の伝送信号は、引き出されるべき伝送信号に関連したユーザ拡散符号により通信チャネルにおけるコンポジット信号エネルギーを縮集することによって、通信チャネルから引き出される。特定のスペクトラム拡散通信システムにおいては、異なるデータレートで動作することを可能にするために、種々のタイプのユーザチャネル（例えば、音声、ファクシミリ、或いは高速データ）を与えることが望まれている。これらのシステムは、一般に、規準データレートでのチャネル動作、また、多くのトラヒックデータ容量を提供するためのトラヒックチャネルの低減されたデータレートを得るために設計されている。しかしながら、低減されたデータレートチャネルを使用することによってトラヒック容量が増大し、データ伝送のために必要とされる時間が長くなる。さらには、あるスペクトラム拡散通信システムにおいては、また、規準レートよりも高いデータレートでの伝送を可能にするためにトラヒックチャネルのデータレートの増大が必要とされる。可変レートでのデータ伝送をサポートするためには、一般的に、入力データレートに従って符号化のレート、インターリービング及び変調を変化することが必要とされている。一般的に、このレート変化は、比較的高度なチャネル符号化及び復号化プロセスの制御が必要とされ、その結果、システムのコスト及び複雑性が増大する。従って、本発明の目的は、規準システムレートよりも高い及び低い双方のレートにおけるデータ伝送を得ることができる通信チャネルを有するスペクトラム拡散通信システムを提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、種々のレートで伝送されるデータの符号化、インターリビング及び変調のために使用される共通フォーマットを有するこのようなスペクトラム拡散通信システムを提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、データレートに対応する低減がないときに、トラヒックチャネルの容量の増大を可能にするＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムを提供することを目的とする。発明の概要直交ＰＮ符号シーケンスを使用するスペクトラム拡散通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の改良は、ユーザ間の相互干渉を低減し、これによって、高い容量及び望ましい性能を可能にする。本発明は、ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムにおける同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）通信チャネルの情報の通信のための改良された装置及び方法を提供する。例示的な実施の形態においては、入力情報信号は、スペクトラム拡散通信信号のダイレクトシーケンスを使用するＩ或いはＱの通信チャネルのどちらか一方によって伝送される。この情報信号は、最初に、第１及び第２の副信号に分けられ、これらは、それぞれ第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークに供給される。第１のｃｏｓｅｔ符号化は、第２のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークが第２の副信号と第１のｃｏｓｅｔ符号に直交する第２のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせている間、第１の副信号を第１のｃｏｓｅｔ符号と組み合わせる。このような方法によって、第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークは、それぞれ、第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号を作り出すために動作される。第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号から形成されるコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号は、次に、第１の変調された信号を供給するために直交関数信号によって変調される。所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号は、それぞれ、Ｉ又はＱの通信チャネル上のどちらか一方で第１の変調された信号を拡散するために使用される。例えば、ＰＮ_I信号は、Ｉ通信チャネルを介して、受信器への伝送のためのＩ−チャネル変調信号を提供するための第１の変調された信号と組み合わされる。例示的な本実施の形態においては、Ｉ或いはＱ通信チャネルのどちらか一方で受信された変調された搬送信号を基礎として入力情報信号の推定を作り出すように動作する。この受信された信号は、最初に、直交関数信号を使用して復調される。この復調信号は、次に、位相循環器へ供給される結果投影信号とともに、縮集ＰＮ信号の使用によって相関が取り除かれる。この位相循環器は、投影信号及び受信パイロット信号をを基礎にしてコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号の推定を提供するために動作する。第１及び第２の副信号の推定は、第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号の直交性を基礎にしてさらに相関を取り除くことによってなされる。図面の概要の記述本発明のさらなる目的及び特徴は、図面と関連して、以下に述べる詳細な記述及び添付された請求の範囲からより容易に明らかになるであろう。図１は、一般的なスペクトラム拡散送信器のブロックダイアグラムを示す図である。図２は、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルの情報信号を伝送するスペクトラム拡散送信器の好適な実施の形態のブロックダイアグラムである。図３は、本発明に従った情報信号を符号化するためのＩ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワークの動作のブロックダイアグラム表現である。図４は、図３のｃｏｓｅｔ符号化ネットワークにおいて包含するのに適するタイプの１／ｐレートｃｏｓｅｔ符号器のブロックダイアグラム表現である。図５は、規準データレートの４倍でデータを伝送するために、発明の好適な実施の形態において利用された１組のＩ−チャネル及びＱ−チャネルのｃｏｓｅｔ符号化ネットワークのブロックダイアグラム表現である。図６は、規準レートの８倍でデータを伝送するために、発明の好適な実施の形態において利用された１組のＩ−チャネル及びＱ−チャネルの１／４レートｃｏｓｅｔ符号化ネットワークのブロックダイアグラム表現である。図７は、規準レートの２分の１と等価なレートでデータを伝送するために、好適な実施の形態において利用されたｃｏｓｅｔ符号化ネットワークのブロックダイアグラム表現である。図８は、規準レートの４分の１と等価なレートでデータを伝送するために、好適な実施の形態において利用されたｃｏｓｅｔ符号化ネットワークのブロックダイアグラム表現である。図９は、Ｉ及びＱチャネルのパイロットシーケンスを提供するためのパイロット生成ネットワークを表わす。図１０は、本発明の好適な実施の形態内に組み込まれたＲＦ送信器の例示的な具体化を示す。図１２は、Ｉ及びＱ通信チャネルにより伝送されたＲＦ信号エネルギーを受信するための例示的なダイバーシティ受信器のブロックダイアグラムである。図１３は、選択された伝送パスにより受信された信号エネルギーを処理するように設計された図１２のダイバーシティ受信器内に包含されている受信器フィンガのブロックダイアグラムである。図１４は、図１３に示した選択された受信器フィンガのより詳細な表現である。好適な実施の形態の記述図１を参照すると、ここには、本発明の譲受人に譲渡され、１９９２年に発行され、題名“ＣＤＭＡセルラー電話システムにおける信号波形生成のための方法及び装置”の米国特許第５，１０３，４５９号明細書において述べられているようなスペクトラム拡散送信器を示している。図１の送信器においては、例えば、ボコーダによって変換された音声で構成されるデータビット１００は、符号器１０２に供給され、このビットは、入力データレートに従った符号シンボル反復によって畳み込み符号化が行なわれる。データビットレートが、符号器１０２のビット処理レートよりも少ないときには、符号シンボル反復は、符号器１０２の動作レートに整合するビットレートでの反復データストリームを作り出すために、符号器１０２の入力データビット１００の反復を行なうことを命令する。この符号化データは、次に、畳み込みインターリーブであるインターリーブ器１０４に供給される。このインターリーブされたシンボルデータは、１９．２ｋｓｐｓの例示的なレートでインターリーブ器１０４から出力され、排他的論理和１０６の入力となる。図１のシステムにおいては、インターリーブされたデータシンボルは、チャネル上の伝送において、大きな安全性を提供するためにスクランブルされる。音声チャネル信号のスクランブルは、意図された受取人の加入者ユニットに特有の疑似雑音（ＰＮ）符号によって、インターリーブされたデータを疑似雑音（ＰＮ）符号化することによって成し逐げられる。このようなＰＮスクランブルは、適切なＰＮシーケンス或いは暗号化手法を使用しているＰＮ生成器１０８によって提供される。このＰＮ生成器１０８は、一般的に、１．２２８８ＭＨｚの固定されたＰＮチップレートで特有のＰＮ符号を生成するためのロングＰＮ生成器を有している。このＰＮ符号は、次に、デシメータを通過し、結果的に、ＰＮ生成器１０８から供給される加入者ユニット認識情報に従った排他的論理和１０６の他の入力に供給される１９．２キロ毎秒（ｋｓｐｓ）のスクランブルシーケンスとなる。この排他的論理和１０６の出力は、排他的論理和１１０の１つの入力端子に供給される。再度、図１を参照すると、排他的論理和１１０の他の入力端子は、ＷＡＬＳＨ波形生成器１１２に接続されている。Ｗａｌｓｈ生成器１１２は、情報が伝送されるべきデータチャネルに割り当てられるＷａｌｓｈ波形を生成する。生成器１１２によって供給されるＷａｌｓｈ波形は、それぞれが６４Ｗａｌｓｈチップ長の長さを有する６４のＷａｌｓｈ波形の組から選択される。６４の直交波形は、特定のＷａｌｓｈ波形が行列の行或いは列により定義される６４のアダマール行列によって、６４以内の入力に対応する。このスクランブルされたシンボルデータ及びＷａｌｓｈ波形は、排他的論理和ゲート１１０によって排他的論理和がとられ、その結果は、排他的論理和ゲート１１４及び１１６の双方に対する入力として供給される。排他的論理ゲート１１４は、また、他の排他的論理ゲート１１６の入力端子がＰＮ_Q信号を受信している間、ＰＮ_I信号を受信する。このＰＮ_I及びＰＮ_Q信号は、一般的には、ＣＤＭＡシステムによってカバーされる特定のエリア、すなわち、セルに対応する疑似ランダム雑音シーケンスであり、それぞれは、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）通信チャネルに関連する。このＰＮ_I及びＰＮ_Q信号は、伝送の前にユーザデータをさらなる拡散をするために、それぞれが排他的論理ゲート１１０の出力と排他的論理和がとられる。この結果であるＩチャネル符号拡散シーケンス１２２及びＱチャネル符号拡散シーケンスは、１組の直交正弦波の両位相変調に使用される。この変調された正弦波は、加算され、バンドパスフィルタリングされ、ＲＦ周波数がシフトされ、そして、再度、通信チャネルによって伝送を完成させるために、アンテナを介しての放射が行なわれるより前に、フィルタリング及び増幅が行なわれる。図１の伝送システム内において可変データレートに対応するための通常の技術では、一般的に、入力データレートに従った符号器１０２、インターリーブ器１０４及びＷａｌｓｈ生成器１１２の動作レートを変化させるためのコントローラの利用が必要とされる。後に述べるように、本発明は、共通の符号化、インターリービング及び変調レートを使用して、規準レートよりも高いレートでの情報信号のスペクトラム拡散通信、或いは規準レートよりも低いレートでの多数の情報信号の伝送のスペクトラム拡散通信を可能にする。図２は、データレートｋＲ_hの入力情報信号Ｓ_INの伝送のために配置された本発明のスペクトラム拡散送信器１５０の好適な実施の形態のブロックダイアグラムを示しており、ここで、ｋは積分定数であり、Ｒ_hは規準送信器データ（すなわち、ビット）レートを示す。ここに述べた規準データレートＲ_hは、Ｗａｌｓｈ波形のシンボル毎のＷａｌｓｈチップの数によって分割された畳み込み符号化符号レートとＰＮチップレートとの積と等価であるというように定義される。例示的な実施の形態においては、９．６ｋｂｐｓの規準送信器データレートは、ＰＮチップレートについては１．２２８８ＭＨｚが選択され、畳み込み符号レートは１／２符号レートであり、Ｗａｌｓｈ波形シンボル長には６４がセットされた変調パラメータのセットを使用することによってセットされる。本発明の特徴は、送信器１５０が前述の変調パラメータの値の調整なしに規準レート以上のデータレートを有する送信情報信号を用いることにある。のちに述べるように、本発明は、また、変調パラメータ調整に対応する必要性なしに規準レートより低いデータレートの多数の情報信号の伝送のための技術を提供することにある。特定の用途においては、入力情報ビットシーケンスＳ_INは、例えば、ボコーダによって音声から変換されたデータビットのストリームで構成されている。図２によって示されるように、入力データストリームは、符号化及びインターリービングネットワーク１６０に供給される。このネットワーク１６０は、符号化されたデータと情報ビットシーケンスＳ_INとの畳み込み符号化を行ない、次に、インターリービングを行ない、符号化及びインターリービングされたシンボルストリームＳ_INTとしてネットワーク１６０から出力する。通常の符号化の１／２のレートを仮定すると、このシンボルストリームＳ_INT は、２ｋＲ_bのシンボルレートでデマルチプレクサー１７０に供給される。このデマルチプレクサー１７０は、シンボルストリームＳ_INTを、連続的なシンボルＳ_INTJから副ストリーム｛Ａ（１），Ａ（２），．．．Ａ（ｋ）｝の連続的な一つへのルーチンによって、それぞれが２Ｒ_bのレートの１組のｋシンボル副ストリーム｛Ａ（１），Ａ（２），．．．Ａ（ｋ）｝へ変換する。第１のｋ／２シンボル副ストリームは、残りのｋ／２副シンボルストリームがＱ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク１９０へ提供されている間、Ｉ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク１８０に供給される。後に述べるように、ｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク１８０，１９０の例示的な構成は、シンボル副ストリームが、ｐ長のｃｏｓｅｔ符号の直交する組を使用して符号化が行なわれる。ここで、ｐ＝ｋ／２である。ネットワーク１８０及び１９０内のｃｏｓｅｔ符号化されたシンボル副ストリームは、次に、それぞれ、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルのコンポジットシンボルストリームＩ_c及びＱ_cと足し合わされる。Ｉ−チャネルＱ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク双方の完全性が図２において示されているが、特に、Ｉ−チャネル或いはＱ−チャネルどちらか一方を通しての伝送のために、シンボルストリームＳ_INTを単なるｋ／２シンボル副ストリームに仕切ることが望まれている。再度、図２を参照すると、１組の同一のＷａｌｓｈ波形が、Ｗａｌｓｈ波形生成器２１０によって、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル変調及び拡散ネットワークネットワーク２００及び２０５に供給される。このＷａｌｓｈ波形は、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルのコンポジットシンボルストリームＩ_c 及びＱ_cを変調するために、ネットワーク２００及び２０５内において使用される。加えて、ＰＮ拡散信号もまた、それぞれ、ＰＮ_I及びＰＮ_Qシーケンス生成器２１５及び２１０によって、変調及び拡散ネットワーク２００及び２０５に供給される。このＰＮ_Iシーケンスは、コンポジットシンボルストリームＩ_cをＩ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_Iに拡散するために使用される。同様に、ＰＮ_Qシーケンスは、コンポジットシンボルストリームＱ_cをＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_Qへ拡散するためにネットワーク２０５によって利用される。Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_I及びＳ_Qの結果は、ＲＦ送信器２２５内において生成された１組の直交正弦波を両位相変調するのに使用される。この変調された正弦波は、一般的に、Ｉ及びＱ通信チャネル上にアンテナを介して放射される前に、足し合わされ、バンドパスフィルタリングされ、ＲＦ周波数にシフトされ、そして、増幅される。図３は、Ｉ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク１８０のブロック図表現を示しており、Ｑ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワークは、同一の方法で理解されることができる。この符号化ネットワーク１８０は、デマルチプレクサー１７０からｋ／２シンボルサブストリームが供給される複数のｃｏｓｅｔ符号器２５０を有している。この符号器２５０は、ｋ／２シーケンス｛ａ（１），ａ（２），．．．ａ（ｋ／２）｝を生成し、ここで、Ｓ₁，Ｓ₂，．．．Ｓ_k/2は、ｐ長の１組のｋ／２直義される。Ａ＝（ａ₁，．．．，ａ_r）をシーケンス長“ｒ”及びＢ＝（ｂ_t．．．，ｂ_k）をシーケンス長“ｋ”とする｛ａ（１），a（２），．．．ａ（ｋ／２）｝の生成において、シンボル副ストリーム｛Ａ（１），Ａ（２），．．．Ａ（ｋ）｝内のそれぞれのシンボルは、対応ｃｏｓｅｔ符号のｐ^th係数と排他的論理和がとられる“ｐ^th”繰り返しシンボルによって、“ｐ”回繰り返される。この動作は、このような技術分野における “ｐ／１レート繰り返しｃｏｓｅｔ符号”の符号化を使用することによって特徴づけられる。図４は、入力シンボルストリームＲ_sを出力ｃｏｓｅｔ符号化シンボルストリームＲ_s.encに符号化するためのｃｏｓｅｔ符号を使用するｐ／１レートｃｏｓｅｔ符号器３００のブロッタ図表現であり、ここで、Ｃ∈｛ｃ₁，ｃ₂．．．，ｃ_p｝である。このｃｏｓｅｔ符号器は、シンボルストリームＲ_s内に包含されたそれぞれのシンボルｒ_iを１組のｐ排他的論理和ゲート３１０に供給するデマルチプレクサー３０５を含んでいる。このシンボルｒ_iのそれぞれは、ｃｏｓｅｔ符号係数ｃ_pのうちの１つと排他的論理和がとられ、その結果は、ｐ：１マルチプレクサー３１５に供給される。マルチプレクサー３１５は、次に、ｃｏｓｅｔ符号化シンボルストリームＲ_s.en ボルｒ₁のために、ｐ／１レートｃｏｓｅｔ符号器は、のシーケンスを生成する。再度、図３を参照すると、好適な実施の形態においては、副ストリーム｛Ａ（１），Ａ（２），．．．Ａ（ｋ）｝及びｃｏｓｃｔ符号Ｓ₁，Ｓ₂，．．．Ｓ_k/2 は、論理値０及び１で構成され、これらは、ｃｏｓｅｔ符号器２５０によって、シーケンス｛ａ（１），a（２），．．．ａ（ｋ／２）｝として生成される。このシーケンス｛ａ（１），ａ（２），．．．ａ（ｋ／２）｝は、１組の二値整数変換回路２０６によって、次のように、整数表現、すなわち、±１に変換される。０ → ＋１１ → −１図３に示すように、シーケンスＩ_cは、デジタル加算器２７０内において、変換回路２６０からの出力と組み合わされることによって作り出される。高データレートをサポートする実施の形態Ｉ．４ｘ規準レート図５は、規準レートの４倍でデータを伝送するための本発明の好適な実施の形態における１組のＩ−チャネル及びＱ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク３５０，３６０のブロック図表現を示す。特に、１／２レートで符号化され、規準レート（例えば、９．６ｋｓｐｓ）の８倍（例えば、７６．８ｋｓｐｓ）のレートでインターリーブされたシンボルストリームは、順次シンボルを４つの副ストリーム｛Ａ（１），Ａ（２），Ａ（３），Ａ（４）｝のうちの１つに割り当てることによって、デマルチプレクスされる。ここで、Ａ（１）＝｛Ａ₁₁，Ａ₁₂，．．．｝，Ａ（２）＝｛Ａ₂₁，Ａ₂₂，．．．｝，Ａ（３）＝｛Ａ₃₁，Ａ₃₂，．．．｝，Ａ（４）＝｛Ａ₄₁，Ａ₄₂，．．．｝である。図５の実施の形態においては、１／２レートで符号化され、そしてインターリーブされたシンボルストリームは、規準レートの４倍と等価なレートの入力データビットシーケンス（図示しない）から引き出される。図５によって示されるように、副ストリームＡ（１）及びＡ（２）は、副ストリームＡ（３）及びＡ（４）がそれぞれＱ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク３６０内において１／２レートｃｏｓｅｔ符号器３７５及び３７７に転送されている間、それぞれＩ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク３５０内の１／２レートｃｏｓｅｔ符号器３７０及び３７２に供給される。１／２レートの繰り返しのためのｃｏｓｅｔ符号（０，０）は、ｃｏｓｅｔ符号（０，１）がシンボル副ストリームＡ（２）及びＡ（４）を符号化するためのｃｏｓｅｔ符号器３７２及び３７７に供給されている間、シンボル副ストリームＡ（１）及びＡ（３）を符号化するための符号器３７０及び３７５によって使用される。このＩ−チャネルｃｏｓｅｔ符号器３７０及び３７２からの符号化された副ストリームは、１組の二値整数変換ネットワーク３８０によって、整数形式（±１）に変換され、デジタル加算器３８５内において組み合わされ、実シーケンスＩ_c.4 とされる。同様に、Ｑ−チャネルｃｏｓｅｔ符号器３７５及び３７７からの副ストリームは、二値整数変換ネットワーク３９０によって、整数形式に変換され、そして、次に、実シーケンスＱ_c,4を形成するためにデジタル加算器３９０内において足し合わされる。図５は、また、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルの変調及び拡散ネットワーク２００及び２０５の好適な実施の形態を示している。このＩ−チャネルネットワーク２００は、シーケンスＩ_c,4及びＱ_c,4にＷａｌｓｈ生成器２１０により供給される整数（すなわち、＋／−１形式）のＷａｌｓｈ関数Ｗを掛け合わせる。ここで、例示的な実施においては、Ｗ＝（Ｗ₁，Ｗ₂，．．．Ｗ₃₂，Ｗ₃₃，．．．Ｗ₆₄）である。このような方法で、ｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク３５０及び３６０は、効果的にＷａｌｓｈ関数Ｗを副ストリームＡ（１）及びＡ（３）に割り当てるため、そしてＷａｌｓｈ関数Ｗ^*を副ストリームＡ（２）及びＡ（４）に割り当てるために、拡散ネットワーク２００及び２０５とともに動作する。ここで、Ｗ^*＝（Ｗ₁，Ｗ₂，．．．，Ｗ₃₂，−Ｗ₃₃，．．．，−Ｗ₆₄）である。ＰＮ_Iシーケンスは、シーケンスＩ_c,4をＩ−チャネルネットワーク２００によって生成されるＩ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_I.4に拡散するために動作する乗算器４０２に供給される。同様に、ＰＮ_Qシーケンスは、シーケンスＱ_c,4をネットワーク２０５によって生成されるＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_Q,4 へ拡散する場合に乗算器４０４によって使用される。この結果、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_I,4及びＳ_Q,4は、ＲＦ送信器（示していない）内において生成された１組の直交正弦波の両位相変調に使用される。図６は、規準レートの８倍でデータを伝送するための本発明の好適な実施の形態において利用されるＩ−チャネル及びＱ−チャネルの１／４レートのｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク４５０及び４６０のブロック図表現である。１／２レートで符号化され、規準レート（例えば、９．６ｋｓｐｓ）の１６倍（例えば、１５３．６ｋｓｐｓ）のレートでシンボルストリームにインターリーブされた規準レートの８倍の入力ビットシーケンスは、シンボルを８つの副ストリームＡ（ｉ）、ｉ＝１，．．．，８のうちの１つのシンボルに順次割り当てることによって、デマルチプレクスされる。ここで、Ａ（ｉ）＝｛Ａ_i1，Ａ_i2，．．．｝，ｉ＝１．．．，８である。図５によって示されるように、副ストリームＡ（１）−Ａ（４）は、副ストリームＡ（５）−Ａ（８）がそれぞれＱ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク４６０内において１／４レートｃｏｓｅｔ符号器４８０，４８２，４８４及び４８８に転送されている間、それぞれＩ−チャネルｃｏｓｅｔ符号化ネットワーク４５０内の１／４レートｃｏｓｅｔ符号器４７０，４７２，４７４及び４７８に供給される。ｃｏｓｅｔ符号Ｓ₄がシンボル副ストリームＡ（４）及びＡ（８）を符号化するために符号器４７８及び４８８によって使用されている間、１／４レートのｃｏｓｅｔ符号Ｓ₁は、シンボル副ストリームＡ（１）及びＡ（５）を符号化するために符号器４７０及び４８０によって使用され、ｃｏｓｅｔ符号Ｓ₂ は、シンボル副ストリームＡ（２）及びＡ（６）を符号化するために符号器４７２及び４８２によって使用され、ｃｏｓｅｔ符号Ｓ₃は、シンボル副ストリームＡ（３）及びＡ（６）を符号化するために符号器４７４及び４８４によって使用される。このｃｏｓｅｔ符号Ｓ₁からＳ₄までは、次のように定義される。Ｓ₁＝（Ｓ₁₁，Ｓ₁₂，Ｓ₁₃，Ｓ₁₄）＝（０，０，０，０）；Ｓ₂＝（Ｓ₂₁，Ｓ₂₂，Ｓ₂₃，Ｓ₂₄）＝（０，１，０，１）；Ｓ₃＝（Ｓ₃₁，Ｓ₃₂，Ｓ₃₃，Ｓ³⁴）＝（０，０，１，１）；及びＳ₄＝（Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃，Ｓ₄₄）＝（０，１，１，０）０；このような方法によって、８個のｃｏｓｅｔ符号器は、規準レートの８倍と等価なレート（例えば、７６．８ｋｓｐｓ）で、１組の８つの符号化シンボルストリームａ（ｉ）生成するために動作する。ここで、ｉ＝１，．．．，８である。この符号化シンボルストリームａ（ｉ）は、次の式に従って、生成される。普遍性の損失なしに単純化された表記法を行なうために、それぞれの副ストリームＡ（ｉ）は、シーケンスＡ_ijよりもむしろ単一のシンボルＡ_iで構成されていると仮定する。ここで、添え字“ｊ” は、時間を表わしている。例えば、ａ（８）を定義するためのこの表記方法の使用は、このシーケンスａ（ｉ），ｉ＝１，．．．，８，は、次に、二値整数変換器４９０によって、下記式によって与えられる１組の実シーケンスｒ（ｉ），ｉ＝1 ，．．．，８，に変換される。ここで、ａ_ij＝Ａ_iｓ_ij、及びｓ_ijは、ｉ^thｃｏｓｅｔ符号Ｓ_i内に含まれるｊ^th シンボルを示している。このシーケンスｒ（ｉ），ｉ＝１，．．．，４は、デジタル加算器４９４内において組み合わされ、実シーケンスＩ_c,8となる。同様に、実シーケンスｒ（ｉ），ｉ＝５，．．．，８，は、実シーケンスＱ_c,8を形成するためにデジタル加算器４９８内において足し合わされる。図６を参照すると、シーケンスＩ_c,8及びＱ_c,8にＷａｌｓｈ生成器５０６によって供給されるＷａｌｓｈ関数Ｗを掛け合わせる乗算器５０２及び５０４が設けられている。ここで、例示的な実施の形態においては、Ｗ＝（Ｗ₁，Ｗ₂，．．．，Ｗ₃₂，Ｗ₃₃，．．．，Ｗ₆₄）である。このような方法によって、Ｗａｌｓｈ関数Ｗ⁰，Ｗ¹，Ｗ²，Ｗ³は、効果的にシンボル副ストリームＡ（ｉ），ｉ＝１，．．．，４に割り当てられ、及びＡ（ｉ），ｉ＝５，．．．，８，にそれぞれ割り当てられる。ここで、Ｗ⁰，Ｗ¹，Ｗ²，Ｗ³は、次のように定義される。Ｗ⁰＝（Ｗ_a，Ｗ_b，Ｗ_c，Ｗ_d）；Ｗ¹＝（Ｗ_a，−Ｗ_b，Ｗ_c，−Ｗ_d）；Ｗ²＝（Ｗ_a，Ｗ_b，−Ｗ_c，−Ｗ_d）；及びＷ³＝（Ｗ_a，−Ｗ_b，−Ｗ_c，Ｗ_d）；このシーケンスＷ_a，Ｗ_b，Ｗ_c，Ｗ_dは、Ｗａｌｓｈ波形Ｗの見地から定義される。Ｗ_a＝（Ｗ₁，．．．．，Ｗ₁₆）；Ｗ_b＝（Ｗ₁₇，．．．．，Ｗ₃₂）；Ｗ_c＝（Ｗ₃₃，．．．．，Ｗ₄₈）；及びＷ_d＝（Ｗ₄₉，．．．．，Ｗ₆₄）；ＰＮ₁シーケンスは、シーケンスＩ_c,8をＩ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_I, ₈ に拡散するために動作する乗算器５１０に供給される。同様に、ＰＮ_Qシーケンスは、実シーケンスＱ_c,8をＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_Q,8*へ拡散する場合に乗算器５１４によって使用される。この結果、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル符号拡散シーケンスＳ_I,8及びＳ_Q,8は、ＲＦ送信器（示していない）内において生成された１組の直交正弦波の両位相変調に使用される。低データレートをサポートする実施の形態Ｉ．１／２データレート図７を参照すると、１組の入力データストリームＡ_nom/2及びＢ_nom/2が、基準レートの２分の１と等価なデータレートで符号化及びインターリーブ化ネットワーク５５０及び５５４へ供給される。このネットワーク５５０及び５５４は、この信号Ａ_nom/2及びＢ_nom/2を符号化及びインターリーブ化されたシンボルストリームＡ_1/2（１）及びＡ_1/2（２）に畳み込み符号化する。ここで、Ａ_1/2（１）＝｛Ａ₁₁，Ａ₁₂，．．．｝、Ａ_1/2（２）=｛Ａ₂₁，Ａ₂₂，．．．｝である。１／２レート畳み込み符号化を仮定すると、この結果であるインターリーブされたシンボルストリームＡ_1/2（１）及びＡ_1/2（２）は、ｃｏｓｅｔ符号器５５８及び５６０に、基準レートで供給される。このｃｏｓｅｔ符号Ｓ₁、つまりＳ₁＝（０，０）は、１／２レート反復符号シンボル副ストリームＡ_1/2（１）を符号化された副ストリームａ_1/2（１）にするための符号器５５８によって使用される。同様に、ｃｏｓｅｔ符号Ｓ₂、つまりＳ₂＝（０，１）は、シンボル副ストリームＡ_1/2（２）を符号化された副ストリームａ_1/2（２）にする１／２レート反復符号化のためのｃｏｓｅｔ符号器５６０に供給される。この符号化された副ストリームａ_1/2（１）及びａ_l/2（２）は、次のように定義される。この符号化された副ストリームは、基準レートの２倍でｃｏｓｅｔ符号器５５８及び５６０から出力され、そして、１組の二値整数変換ネットワーク５７０によって整数形式（±１）に変換される。この結果、実シーケンスｒ_j（１）及びｒ_j（２）は、デジタル加算器５７５内において組み合わされ、次のｊ^th受信器エリアへの伝送のための実シーケンスＲ_1/2になる。この実シーケンスＲ_1/2は、Ｗａｌｓｈ生成器５９０によって供給されるＷａｌｓｈ関数Ｗによる乗算のための乗算器５８０に供給される。ここで、例示的な実施の形態においては、Ｗ＝（Ｗ₁，Ｗ₂，．．．，Ｗ₃₂，Ｗ₃₃，．．．，Ｗ₆₄）である。その結果、Ｗａｌｓｈ関数（Ｗ，Ｗ）はシンボルストリームＡ_1/2（１）に割り当てられ、Ｗａｌｓｈ関数Ｗ^*はシンボルストリームＡ_1/2（２）に割り当てられる。ここで、Ｗ^*＝（Ｗ，−Ｗ）である。次に続くＷａｌｓｈ関数Ｗによる乗算により、シーケンスＲ_1/2 は、一般的に、対応する同相（Ｉ）あるいは直交位相（Ｑ）通信チャネルのどちらか一方のＲＦ伝送のための疑似ランダムＰＮ_I或いはＰＮ_Qシーケンスによって拡散される。ＩＩ．１／４データレート図８を参照すると、４つの入力データストリームＡ_nom/4，Ｂ_nom/4，Ｃ_nom/4 ，Ｄ_nom/4の１組が、規準レートの１／４レートと等価なデータレートで符号化及びインターリーブ化ネットワーク６０１，６０２，６０３及び６０４に供給される。このネットワーク６０１−６０４は、データストリームＡ_nom/4，Ｂ_nom/4 ，Ｃ_nom/4及びＤ_nom/4を符号化され、インターリーブ化されたシンボルストリームＡ_1/4（１），Ａ_1/4（２），Ａ_1/4（３）及びＡ_1/4（４）に畳み込み符号化する。ここで、Ａ_1/4（１）＝｛Ａ₁₁，Ａ₁₂，．．．｝，Ａ_1/4（２）＝｛Ａ₂₁，Ａ₂₂，．．．｝，Ａ_1/4（３）＝｛Ａ₃₁，Ａ₃₂，．．．｝，及びＡ_1/4（４）＝｛Ａ₄₁，Ａ₄₂，．．．｝である。１／２レート畳み込み符号化を仮定すると、その結果であるインターリーブされたシンボルストリームＡ_1/4（１），Ａ_1/4（２），Ａ_1/4（３）及びＡ_1/4（４）は、規準レートの２分の１でｃｏｓｅｔ符号器６１１，６１２，６１３及び６１４に供給される。ｃｏｓｅｔ符号｛（００００），（０１０１），（００１１），（０１１０）｝は、シンボルストリームＡ_1/4（１），Ａ_1/4（２），Ａ_1/4（３）及びＡ_1/4（４）を符号化された副ストリームａ_1/4（１），ａ_1/4（２），ａ_1/4（３）及びａ_1/4（４）に符号化するためにｃｏｓｅｔ符号器６１１−６１４によって使用される。この副ストリームａ_1/4（１），ａ_l/4（２），ａ_1/4（３）及びａ_1/4（４）は、次のように表現される。この符号化された副ストリームは、規準レートの２倍でｃｏｓｅｔ符号器６１１−６１４から出力され、そして、二値整数変換ネットワーク６２０によって整数形式（±１）に変換される。ｊ^th受信器への伝送のための結果実ｒ_j（ｉ），ｉ＝１から４のシーケンスの１組は、デジタル加算器５７５内において組み合わされ、実シーケンスＲ_1/4となる。この実シーケンスＲ_1/4は、ｊ^th受信器と関連したＷａｌｓｈ関数Ｗ_iによる乗算のための乗算器６２４に供給される。シーケンスＷ_iは、Ｗａｌｓｈ生成器６３０によって供給され、そして、Ｗ_j＝（Ｗ_j1，Ｗ_j2，．．．，Ｗ_j32，Ｗ_j33，．．．，Ｗ_j64）として定義される。この結果、Ｗａｌｓｈ関数Ｗ⁰，Ｗ¹，Ｗ²，Ｗ³は、シンボルストリームＡ_1/4 （１），Ａ_1/4（２），Ａ_1/4（３）及びＡ_l/4（４）に割り当てられる。ここで、Ｗ⁰，Ｗ¹，Ｗ²，Ｗ³，Ｗ⁴は、次のように与えられる。Ｗ⁰＝（Ｗ_j，Ｗ_j，Ｗ_j，Ｗ_j）；Ｗ¹＝（Ｗ_j，−Ｗ_j，Ｗ_j，−Ｗ_j）；Ｗ²＝（Ｗ_j，Ｗ_j，−Ｗ_j，−Ｗ_j）；及びＷ³＝（Ｗ_j，−Ｗ_j，−Ｗ_j，Ｗ_j）．Ｗａｌｓｈ波形Ｗ⁰，Ｗ¹，Ｗ²，Ｗ³，Ｗ⁴によって認識される４つの別個のそれぞれの情報信号は、本発明によって考察されるｃｏｓｅｔ符号化技術とともに単−Ｗａｌｓｈ波形Ｗ_jの利用を通して、ｊ^th受信器へ送信されることが可能にされる。Ｗａｌｓｈ関数Ｗ_jによって乗算された後のシーケンスＲ_1/4は、一般的に、対応する同相（Ｉ）あるいは直交位相（Ｑ）通信チャネルのどちらか一方のＲＦ伝送のための疑似ランダムＰＮ_I或いはＰＮ_Qシーケンスによって拡散される。ｊ^thユーザへのＩチャネルを通じての伝送を仮定すると、シーケンスｒ_j（ｉ）から合成された伝送されたシーケンスは、次のように表現することができる。ここで、図８の例においては、ｐ＝４である。もし、伝送が、代わりにＱチャネルを通じて行なわれる場合には、伝送されたシーケンスは、次のように表現される。種々のデータレートでの入力シンボルストリームの伝送をサポートするのに使用される例示的なパラメータの組が、下記の表１に要約されている。それぞれのデータレートのために、表１は、Ｗａｌｓｈ波形長及びチッブレートと同様に、対応する入力シンボル反復レート、反復ｃｏｓｅｔ符号レートを提供する。“Ｄｅｍｕｘ”欄内のそれぞれの入力（Ｘ−Ｙ）は、データレートＲ_bと関連づけられた入力シンボルストリーム（Ｘ）の数及びシンボル副ストリーム（Ｙ）がｃｏｓｅｔ符号化のためにデマルチプレクスされる入力シンボルストリーム（ｓ）になる数を特定する。Ｉ及びＱチャネルでのＣｏｓｅｔ符号化されたデータの伝送好適な実施の形態においては、変調のないデータを有するパイロットチャネルが、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル拡散シーケンスＳ_Ij及びＱ_Ij（ｊ＝１からＮ）とともに与えられたセル或いはヤクタ内の“Ｎ”受信器と一緒に伝送される。このパイロットチャネルは、信号の取得及び追従の目的のために使用される変調されていないスペクトラム拡散信号として特徴づけられる。このシステムにおいては、本発明に従った複数の送信器を有しており、この提供された通信チャネルの組は、それぞれ特定のパイロット信号によって認識される。しかしながら、パイロット信号のための分離した１組のＰＮ生成器を使用するよりはむしろ、同じ基本シーケンスにおいて、シフトをするのに使用される１組のパイロット信号を生成することがより効果的な手法であることが認識される。この技術を利用することにより、意図された受信器ユニットは、順次、全てのパイロット信号をサーチし、そして、最も強い相関関係を作り出すオフセット或いはシフトに同調する。従って、パイロットシーケンスは、多くの異なるシーケンスがシステムの多くのパイロット信号をサポートするために基本シーケンス内においてシフトすることによって、生成されることができるのに十分な長さであることが望ましい。加えて、この分離或いはシフトは、パイロット信号内において、干渉がないことが十分に保証されなければならない。その結果、例示的な実施の形態においては、パイロットシーケンス長は、２¹⁵であるように選択され、これは、６４のチップの基本シーケンス内において、５１２の別個のパイロット信号のオフセットを可能にする。図９に戻ると、パイロット生成ネットワーク６３０は、全て零で構成されるＷａｌｓｈ“零”Ｗ_o波形をデジタル乗算器６４４及び６４６に供給するＷａｌｓｈ生成器６４０を有している。このＷａｌｓｈ波形をＷ_oは、ＰＮ_I及びＰＮ_Q生成器６４７及び６４８によって、乗算器６４４及び６４６にそれぞれ供給されるＰＮ_I及びＰＮ_Qシーケンスによって掛け合わされる。波形Ｗ。は、零しか有していないので、結果シーケンスの情報内容は、ＰＮ_I及びＰＮ_Qシーケンスのみに依存する。この乗算器６４４及び６４６によって生成されたシーケンスは、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）フィルタ６５０及び６５２の入力として供給される。このＩ−チャネル及びＱ−チャネルのパイロットシーケンスＰ_to及びＰ_Qo にそれぞれ対応するＦＩＲ６５０及び６５２から出力されるフィルタリングされたシーケンスは、ＲＦ送信器６６０（図１０）に供給される。図１０を参照すると、ＲＦ送信器６６０の例示的な実施の形態が示されている。送信器６６０は、特定されたセル或いはセクタ内のＮ受信器への伝送のためのＩ−チャネルパイロットＰ_Ioとともに、ＰＮ_I拡散データ信号Ｓ_ij、ｊ＝１からＮの組の総和をとるためのＩ−チャネル総和器６７０を有している。同様に、Ｑ−チャネル総和器６７２は、Ｑ−チャネルパイロットＰ_Qoとともに、ＰＮ_Q拡散データ信号Ｓ_Qj、ｊ＝１からＮ、の組を組み合わせるように動作する。デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器６７４及び６７６は、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルの総和器６７０及び６７２からのデジタル情報をそれぞれアナログ形式に変換するために設けられている。Ｄ／Ａ変換器６７４及び６７６によって生成されたアナログ波形は、それぞれ局所発振（ＬＯ）搬送周波数信号Ｃｏｓ（２πｆｔ）及びＳｉｎ（２πｆｔ）とともに、ミキサー６８８及び６９０に提供され、これらは混合され、そして、総和器６９２に供給される。この直交位相搬送信号Ｓｉｎ（２πｆｔ）及びＣｏｓ（２πｆｔ）は、適切な周波数源（示していない）から供給される。これらの混合されたＩＦ信号は、総和器６９２において足し合わされ、そしてミキサー６９４に供給される。ミキサー６９４は、周波数上位変換をＲＦ周波数帯へ提供するために、総和がとられた信号と、周波数合成器６９６からのＲＦ周波数信号とを混合する。このＲＦ信号は、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）成分を有し、そして、バンドパスフィルタ６９８によってバンドパスフィルタリングされ、ＲＦ増幅器６９９へ出力される。増幅器６９９は、伝送電力制御回路（示していない）からの入力利得制御信号に従って、帯域制限された信号を増幅する。ＲＦ送信器６３０の異なる実施の形態は、種々の信号の総和、ミキシング、フィルタリング及び増幅のここでは述べないが、この分野においては知られている技術を有していることが理解することができる。図１１は、ＲＦ送信器６３０によって供給されるＲＦ信号を受信するために配置されたダイバーシチ受信器の例示的な実施の形態のブロック図である。図１１においては、伝送されたＲＦ信号は、アンテナ７１０によって受信され、そして、アナログ受信器７１２及びデジタル受信器７１４によって構成されるダイバーシチＲＡＫＥ受信器に供給される。アンテナ７１０によって受信され、そして、アナログ受信器７１２に供給された信号は、個々の或いは複数の加入者の受信器用の同一のパイロット及びデータ信号の多重路伝搬で構成される。アナログ受信器７１２、これは、例示的な実施の形態においては、ＱＰＳＫモデムで構成されており、周波数を家宝変換し、そして、受信信号をコンポジットなＩ及びＱ成分にデジタル化する。このコンポジットなＩ及びＱ成分は、復調のためにデジタル受信器７１４に供給される。復調されたデータは、次に、組み合わせ、デインターリーブ化及び復号化のためにデジタル回路７１６に供給される。アナログ受信器７１２からの出力であるそれぞれのＩ及びＱ成分は、同一のパイロット及び対応する情報信号の多重路伝搬で構成される。デジタル受信器７１４においては、コントローラ７１８と組み合わされたサーチ器受信器７１５によって選択された伝送された信号の一定の多重路伝送が、多重データ受信器或いは復調器７２０ａ −７２０ｃ（これらは、また、“フィンガーら”とも呼ばれている）のうちの異なる１つによって、それぞれ処理される。図１１においては、３つのデータ復調のフィンガー（復調器７２０ａ−７２０ｃ）のみが示されているが、これより多い或いは少ないフィンガーが使用されることも理解されることができる。コンポジットなＩ及びＱ成分から、それぞれのフィンガーは、縮集することによって、特定の経路に対応するパイロット及びデータ信号のＩ及びＱ成分のＲＩ及びＲＱを抽出する。それぞれのフィンガーのパイロット信号のＩ及びＱ成分は、パイロットベクトルフォームと呼ばれており、１組のデータベクトルを形成するためのＩ−チャネル及びＱ−チャネルデータのＩ及びＱ成分である。本発明によれば、パイロット及びデータベクトルのＩ及びＱ成分は、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネルデータの推定を作り出すために受信信号エネルギーから抽出される。このパイロット信号は、一般的に、データ信号よりも大きな信号で伝送され、そして、このようなパイロット信号ベクトルの大きさは、受信されたデータ信号ベクトルよりも大きい。従って、このパイロット信号ベクトルは、寸号処理のための正確な位相基準として使用される。伝送処理においては、パイロット及びデータ信号は、同一の経路を経由して受信器に伝送される。しかしながら、受信した信号のチャネル雑音のために、一般的に、伝送された位相角からオフセットされる。パイロット信号ベクトルとＩ− チャネル及びＱ−チャネルのデータ信号ベクトルとの積であるドット、すなわち、スカラーの公式化は、選択された受信器のフィンガーによって、受信された信号からＩ−チャネル及びＱ−チャネルのデータを抽出するために、以下に述べるように使用される。実際、このドット積は、それぞれのデータベクトルにパイロットベクトルを投影することによって、パイロットベクトルと同相のデータベクトル成分の大きさを見つけるために使用される。選択された受信器のフィンガーによる受信した信号エネルギーからのパイロット信号の抽出のための１つの手法が、図８を参照して以下に述べられ、また、本発明の譲受人に譲渡され、“ＰＩＬＯＴＣＡＲＲＩＥＲＤＯＴＰＲＯＤＵＣＴＣＩＲＣＵＩＴ”のタイトルで、１９９２年９月２４日出願された係属中の米国特許出願第０７／９８１，０３４号明細書の中において述べられている。Ｃｏｓｅｔ符号化シンボル副ストリームの再生次に、Ｉ−チャネルで伝送されたデータの１つのｃｏｓｅｔ符号化された副ストリームａ（ｉ）の再生を詳しく述べる。ここでａ（ｉ）は、である。ここで、Ｉ及びＱチャネルでの“Ｎ”受信器のｊ^th（図８）への伝送より前を仮定すると、副ストリームａ（ｉ）は、実シーケンスｒ（ｉ）に変換される。ここで、Ｗａｌｓｈ波形Ｗ_j及びＰＮ_I及びＰＮ_Qシーケンスによって、それぞれ拡散された後のその結果であるｊ^th受信器による受信用のシーケンスＳ_Ij及びＳ_Qjは、次のように表現される。及び特定のセルにおける“Ｎ”受信器に伝送されたコンポジット信号は、以下のように与えられる。ここで、である。表示の明瞭のために、ｍ^th伝送路でのｊ^th受信器への信号Ｓ（ｔ）伝搬を仮定すると、その結果である受信された信号Ｒ_j（ｔ）は、次のように表現されることが可能になる。ここで、信号Ｒ_j（ｔ）は、受信器の局所基準に関連する０のランダム位相シフトであり、n（ｔ）は、信号本来の干渉雑音である。図１２のブロック図表現を参照すると、ｊ^th受信器は、“ｒ”伝送路で受信された信号Ｒ_j（ｔ）信号を処理するために配置された１組の“ｒ”復調フィンガー７２０を有することが見られる。このｍ^th路で伝送された信号Ｒ_j（ｔ）は、伝送関数ｈ（ｔ）を有するバンドパスフィルタを通過し、そして．ｔ＝ｋＴ_w時間でサンプリングされる。ここで、Ｔ_wは、Ｗａｌｓｈ波形Ｗ_jが割り当てられた連続したチッブ間の期間を示している。これらの動作は、ｍ^th調フィンガー７２０へ供給されるＩ及びＱの投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kを作り出す。ここで、である。ここで、τ_mは、ｍ^th伝送路に関連する遅れに対応し、雑音期間Ｎ_i及びＮ_qは、零平均及び分散σ²のランダム処理として特徴づけられる。本発明に従うと、ｍ^th伝送路で伝送されたシーケンスｒ（ｉ）の推定は、ｍ^th受信器フィンガー７２０によって、サンプリングされた投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kから引き出される。図１３を参照すると、ここでは、サンプルされた投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kを処理するために動作するｍ^th受信器フィンガー７２０のブロック図を示している。この受信器フィンガー７２０は、位相推定及びタイムトラッキング回路７４４は、勿論、復調／縮集及び位相ローテーション回路７４０を有している。本発明によれば、回路７４０は、割り当てられたＷａｌｓｈ波形Ｗ_j及びＰＮ_Iシーケンスを使用する第１の組の部分的な相関関係と割り当てられたＷａｌｓｈ波形及びＰＮ_Q シーケンスを使用する第２の組の部分的な相関関係とを実行することによって、サンプルされた投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kを復調するために動作する。それぞれの部分相関関係は、Ｌ／ｐＷａｌｓｈチップの間隔で実行される。ここで、Ｌは、シーケンスｓ_Ij及びＳ_Qj内において、固有の“ｐ”シンボル副ストリームをカバーするために使用されるＷａｌｓｈ波形Ｗ_jの長さを示す。この部分相関関係の結果は、次に、ｍ^th受信器フィンガー７２０による出力である決定変数Ｉｈａｔ（ｍ）及びＱｈａｔ（ｍ）を作り出すために、同相で循環させられる。この位相循環は、伝送された波形と局所的に生成された実施の形態においては、位相推定及びタイムトラッキング回いる。位相推定及びタイムトラッキング回路７４４は、サンプルされた投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kの復調及び縮集の間、回路７４０によって作り出された中間信号を基礎とするｍ^th経路で伝送されたパイロット信号（Ｐ_m）の推定を提供するように動作する。この抽出されたパイロット信号は、サンプルコンバイナー７５０（図１２）内の時間調整のためであることは勿論、回路７４０内の部分相関関係の位相循環のために使用される。これら独立の相関関係の結果は、サンプルコンバイナー７５０（図１２）に供給される決定変数Ｉ（ｈａｔ）（ｍ）及びＱ（ｈａｔ）（ｍ）のｍ^th組を作りだすために使用される。サンプルコンバイナー７５０内においては、“ｒ”受信器フィンガー７２０の組によって生成される決定変数Ｉｈａｔ（ｌ）｛ｌ＝１〜ｒ｝は、決定変数Ｑ（ｈａｔ）（ｍ）がそうであるように、時間調整され、そして組み合わされる。図１４を参照すると、ｍ^th受信器フィンガー７２０は、１．２２８８ＭＨｚのＰＮ拡散レートでサンプルされた投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kを受信する乗算器７８０及び７８２を有していることがわかる。Ｗａｌｓｈ生成器７８６は、双方の乗算器７８０及び７８２に接続されており、この出力（Ｗ_j）は、投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kと掛け合わされる。さらに、この受信器フィンガー７２０は、ＰＮ_Iシーケンスを乗算器７９８及び８００に供給するＰ_N生成器７９０と、ＰＮ_Qシーケンスを乗算器８０２及び８０４に供給するＰ_N生成器７９２とを有している。図１４によって示されるように、乗算器７８０からＷａｌｓｈ復調された投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kは、乗算器７９８にてＰＮ_Iシーケンスと掛け合わされ、乗算器８０２にてＰＮ_Qシーケンスと掛け合わされる。同様に、乗算器７８２からの出力は、乗算器８００にてＰＮ_Iシーケンスと掛け合わされ、乗算器８０４にてＰＮ_Qシーケンスと掛け合わされる。乗算器７９８及び８００は、Ｗａｌｓｈ復調された投影Ｒ_Im,k及びＲ_Qm,kとＰＮ_Iシーケンスとの相関をとる。ＰＮ_IシーケンスとシーケンスＲ_Im,k及びＲ_Qm,k との間の適切なタイミングが、時間調整回路８１０によって保持される。以下、この時間調整回路８１０の動作について述べる。同様に、シーケンスＲ_Im,k及びＲ_Qm,kとＰＮ_Qシーケンスとの間の相関が乗算器８０２及び８０４によってとられる。この乗算器７９８，８００，８０２及び８０４の相関付けされた出力は、次に、対応するＩ−チャネルの累算器８１４及び８１６、及びＱチャネルの累算器８１８及び８２０提供される。累算器８１４，８１６，８１８及び８２０は、Ｌ／ｐＷａｌｓｈチップ上で入力情報を累算する。ここで、また、ＬはＷａｌｓｈ波形ｗ_jの長さを示す。この累算器８１４，８１６，８１８及び８２０は、それぞれのＷａｌｓｈ波形の間に発生する長さＬ／ｐのＷａｌｓｈチップ（すなわち、ｎ＝１〜ｐ）の部分相関間隔“ｐ”のそれぞれの間の部分相関Ａ_In，Ａ_Qn，Ｂ_In及びＢ_Qnを生成するために動作する。この部分相関Ａ_In，Ａ_Qn，Ｂ_In及びＢ_Qnは、対応するスイッチ８３４，８３６，８３８及び８４０を通して、遅れ要素８２４，８２６，８２８及び８３０に供給される。このスイッチは、時間調整回路８１０によって供給されるタイミング信号に従って、それぞれの部分相関間隔の終端で、通常の開位置から閉じられる。ｎ^th相関間隔の終端で、Ｉ−チャネル累算器８１４及び８１６によって生成される部分相関Ａ_In及びＡ_Qnは、次のように表現される。部分相関Ｂ_In及びＢ_Qnも、同様の方法によって表現されることが理解されることができる。式（１２）及び（１３）を参照すると、用語ｒ_in （ｊ＝１からｐ）は、一括して式（５）によって定義される実シーケンスｒ（ｉ）内に含まれる積分値ｐ）の推定を示している。再度、図１４を参照すると、位相推定及びタイムトラッキング回路７４４は、受信器フィンガー７２０内において時間調整を保つために用いられるパイロット位相信号を作り出すためのパイロット抽出回路８５０を有している。このパイロット抽出回路８５０には、乗算器８００及び８０４の出力を掛け合わせるための乗算器８５６と同様に、乗算器７９８及び８０２の出力に設けられた乗算器８５４が含まれている。この回路８５０は、さらに、Ｗａｌｓｈ波形Ｗ_i及びＷ_oをそれぞれ乗算器８６６に供給するように動作するＷａｌｓｈ生成器８６２及び８６４を包含している。この結果、乗算器８６６によって生成された復調された波形Ｗ_iＷ_oは、回路８１０によってＷａｌｓｈ生成器８６２及び８６４に供給されたタイミング情報の特徴によって適切に時間調整され、乗算器８６８及び８７０に供給される。この波形Ｗ_iＷ_oは、波形Ｗ_iＷ_o及び乗算器８５６によって供給される出力に応答して、乗算器８７０が同じ動作を実行している間、乗算器８６８によって乗算器８５４の出力と掛け合わされる。乗算器８６８及び８７０の出力は、受信したパイロット信号の位相のバイアスされていない推定の生成を保証するために選択された間隔で、パイロット抽出累算器８７４及び８７８によって、それぞれ累算される。例示的な実施の形態においては、累算間隔は継続時間２ｒＬの期間にわたる。ここで、上述のように、Ｌは、Ｗａｌｓｈシンボル期間に対応する。累算間隔は、一般的に、パイロット位相を推定するのに望まれる時間の前後にすぐに発生する長さ“ｒＬ”の期間にわたって位置する。累算器８１４，８１６，８１８及び８２０によって生成される出力とパイロット抽出累算器８７４及び８８０の出力との間の時間調整は、遅れ要素８２４，８２６，８２８及び８３０によって保たれる。それぞれの遅れ要素８２４，８２６，８２８及び８３０による信号遅れ効果は、将来の“ｒ”Ｗａｌｓｈシンボルによりわたる間隔と等しい継続時間となるように選択される。従って、ｎ^th部分相関Ａ_In及びＡ_Qn、１組のデータサンプルＤ_jに対応するパイロット推定の生成においては、累算器８７４及び８７８によって累算ｐ）（ｎ＋ｒ）である。パイロット推定累算器８７４及び８７８によって生成される信号は、ｍ^th経路で伝送されたパイロット（Ｐ_m）信号のＩ−チャネル及びＱ−チャネルの投影に対応し、それぞれ次のように表現することができる。図１４を参照すると、パイロット信号のＩ−チャネル及びＱ−チャネルの投影は、それぞれ、両方のＩ−チャネル位相循環器８５０及びＱ−チャネル位相循環器８５２に供給される。Ｉ−チャネル位相循環器８５０は、パイロット信号Ｐ_m によって重み付けされたｍ^th経路で伝送されたシーケンスｒ（ｔ）の推定に対応する出力データ値のシーケンスを生成する。ｎ^th相関間隔の終端でのＩチャネル位相循環器８５０にことができる。サンプルコンバイナー７５０（図１２）は、ｎ^th相関間隔の間、フィンガー復調器７２０によって生成されたＩ−チャって、次のようなシーケンスとして連続して出力される。ここで、添え字は、“ｐ”シンボル副ストリームが組み合わされた実シーケンスｒ（ｉ）との対応を示している。このコンポジット決定シーケンスＩ_c及びＱ_c は、Ｉ−チャネル及びＱ−チャネル乗算器８７０及び８７４に供給され、Ｉ−チャネル８７０及びＱ−チャネル乗算器８７４は、それぞれ並列出力を生成する。本発明に従うと、Ｉ−チャネルで伝送された入力シンボルは、シーケンスｒ（ｉ）内の固有のｃｏｓｅｔ符号を基礎に成される。より具体的には、ｉ^thシンボルストリームＡ_I（ｉ）の推定は、ｉ^th シンボルストリームＡ_I（ｉ）の推定は、ｒて生成される。ここで、ｃ_i,nは、ｉ^thシンボルストリームを符号化するために使用されるｃｏｓｅｔ符号ｃ_iのｎ^th期間を示している。この式（１８）によって特定される計算は、入力シンボルストリームを符号化するために使用されるｃｏｓｅｔ符号間の直交性に依存する。すなわち、８）は、たとえば、乗算器８７０（図１２）によって供給さにより解かれる。このシンボルストリーム推定は、次に、送信されたデータの推定のためにデーインターリーブされ、復号化される。好適な実施の形態における先の記述は、当業者に本発明を使用し、作り出すことを可能にする。これらの実施の形態の種々の変形は容易に明らかであり、ここで定義された一般的な原則は、発明的才能を使用することなく他の実施の形態に適用することができる。従って、本発明は、ここに示した本実施の形態の適用に限定されるものではなく、ここに開示された新規な特徴及び原則に一致する広い範囲に適用されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ【要約の続き】符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）は、Ｉ又はＱ通信チャネルのどちらかの受信器へそれぞれ伝送される第１の変調された信号を拡散するために使用される。この受信器は、Ｉ又はＱ通信チャネルのどちらか一方で受信された変調された搬送信号を基礎にした入力情報信号の推定を生成するように動作することができる。

Claims

【特許請求の範囲】１．スペクトラム拡散通信システムにおいて伝送のための情報信号を変調する送信器において、前記情報信号を第１及び第２の副信号にデンマルチプレキシングする手段と、第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために、前記第１の副信号と第１のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、前記第２の副信号と前記第１のｃｏｓｅｔ符号に直交する第２のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせる第１の手段と、直交関数信号を生成する手段と、第１の変調された信号を供給するために前記直交関数信号によって前記第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を変調する手段とを具備したことを特徴とする送信器。２．所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号を生成する手段と、第１の出力信号を供給するために、前記第１の変調された信号と前記所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号とを組み合わせる手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の送信器。３．前記情報信号を第３及び第４の副信号にデマルチプレキシングする手段と、第２のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第３の副信号と第３のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、前記第４の副信号と第４のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせる第２の手段と、前記第１、第２、第３及び第４のｃｏｓｅｔ符号は相互に直交しており、第２の変調された信号を供給するために前記第２のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号と前記直交関数信号によって変調する手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の送信器。４．所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）を生成する手段と、Ｉ出力信号を供給するために前記ＰＮ_I信号と前記第１の変調された信号とを組み合わせ、Ｑ出力信号を供給するために前記ＰＮ_Q信号と前記第２の変調された信号とを組み合わせる手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第３項記載の送信器。５．前記Ｉ及びＱ出力信号のあらかじめ定義された位相関係の同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）搬送信号をそれぞれ変調する手段をさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第４項記載の送信器。６．前記第１の手段は、前記第１の副信号を同一の第１及び第２のシンボルストリームに再現する第１の手段と、第１及び第２の中間シーケンスを提供するために、それぞれの前記シンボルストリームと前記第１のｃｏｓｅｔ符号のｃｏｓｅｔ符号係数とを掛け合わす第１の手段と、前記第１及び第２の中間シーケンスを組み合わせて第１のｃｏｓｅｔ符号化信号にする第１のマルチプレクサーと、前記第２の副信号を同一の第３及び第４のシンボルストリームに再現する第２の手段と、第３及び第４の中間シーケンスを提供するために、前記第３及び第４のシンボルストリームと前記第２のｃｏｓｅｔ符号のｃｏｓｅｔ符号係数とを掛け合わす第２の手段と、前記第３及び第４の中間シーケンスを組み合わせて前記第１のｃｏｓｅｔ符号化信号にする第２のマルチプレクサーと、前記第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化符号化信号を組み合わせて前記第１のコンポジット符号化信号にする手段との組み合わせを具備したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の送信器。７．前記第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号を組み合わせる手段は、前記第１及び第２のｃｏｓｅｔ符号化信号を＋１及び−１を含む整数の１組から選択された整数値に変換する手段を具備したことを特徴とする請求の範囲第１項記載の送信器。８．スペクトラム拡散通信システムにおける同時伝送のための等価データレートの１組のｐ情報信号を変調する送信器において、１組のｐｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために、それぞれの前記情報信号と１組のｐｃｏｓｅｔ符号のうちの１つとを組み合わせる手段と、前記ｐｃｏｓｅｔ符号化信号を組み合わせ、コンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成する手段と、直交関数信号を生成する手段と、第１の変調された信号を供給するために前記コンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を前記直交関数信号によって変調する手段とを具備したことを特徴とする送信器。９．所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号を生成する手段と、第１の出力信号を供給するために、前記変調された信号と前記所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号とを組み合わせる手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第８項記載の送信器。１０．前記情報信号と前記ｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせる手段は、前記情報信号の第１位を同一のｐシンボルストリームの１組に再現する手段と、１組のｐ中間シーケンスを提供するために前記シンボルストリームのそれぞれと前記ｃｏｓｅｔ符号の第１位内に含まれる１組のｐｃｏｓｅｔ符号係数のうちの１つとを掛け合わせる手段と、前記ｐ中間シーケンスを組み合わせて、前記ｃｏｓｅｔ符号化信号にするマルチプレクサーとを具備したことを特徴とする請求の範囲第８項記載の送信器。１１．前記送信器は、Ｉ及びＱチャネル通信チャネルを通して、前記Ｉ−変調された搬送信号及び前記Ｑ−変調された搬送信号をそれぞれ伝送する手段を具備したことを特徴とする請求の範囲第５項記載の送信器。１２．搬送信号及びこれとともに前記搬送信号の同相直交の複製を使用して同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）で伝送されるべき情報信号を変調するスペクトラム拡散通信システムにおいて、前記システムは、前記情報信号を第１及び第２の副信号の組にデマルチプレクシングする手段と、第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第１の副信号の組と直交ｃｏｓｅｔ符号の第１の組とを組み合わせ、第２のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第２の副信号の組と直交ｃｏｓｅｔ符号の第２の組とを組み合わせる手段と、直交関数信号を生成する手段と、所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号を生成する手段と、Ｉ変調信号を提供するために前記ＰＮ_I信号と前記第１のコンポジットｃｏｅｓｔ符号化信号及び前記直交関数信号を組み合わせ、Ｑ変調信号を提供するために前記ＰＮ_Q信号に前記第２のコンポジットｃｏｅｓｔ符号化信号及び前記直交関数信号を組み合わせる手段とを具備した送信器を具備したことを特徴とする。１３．Ｉ−変調された搬送信号及びＱ−変調された搬送信号をそれぞれ提供するために、前記搬送信号を前記Ｉ変調信号によって変調し、前記搬送信号の複製を前記Ｑ変調信号によって変調する手段と、前記Ｉ−変調された搬送信号及びＱ−変調された搬送信号前記Ｉ及びＱ通信チャネルを通して伝送する手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１２項記載のシステム。１４．前記Ｉ及びＱ通信チャネルを通して受信された前記Ｉ−変調された搬送信号及びＱ−変調された搬送信号にしたがって、前記情報信号の推定を作り出す手段を具備した受信器をさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１３項記載のシステム。１５．前記受信器は、前記直交関数信号の複製を使用して前記受信搬送信号を復調することによって、中間受信信号を生成する手段をさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１４項記載の通信システム。１６．前記受信器は、前記ＰＮ_I信号を再現することによって、第１の縮集信号を生成する手段と、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）投影信号の第１の組を提供するために前記第１の縮集信号を使用して前記中間受信信号の相関をとる手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１５項記載の通信システム。１７．変調されたパイロット信号を提供するために前記直交関数信号とパイロット信号とを組み合わせる手段と、前記変調されたパイロット信号をパイロットチャネルを通して伝送する手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１６項記載の通信システム。１８．前記受信器は、前記パイロットチャネルを通して伝送された変調されたパイロット信号を復調する手段と、前記パイロットチャネルを通して伝送された前記パイロット信号の推定を作り出す手段と、前記パイロット搬送信号の前記推定及び前記Ｉ及びＱ投影の前記第１の組を基礎にして前記第１の情報信号の前記推定を生成する第１の位相循環手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１７項記載の通信システム。１９．前記受信器は、前記ＰＮ_Q信号を再現することによって、第２の縮集信号を生成する手段と、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）投影信号の第２の組を提供するために前記第２の縮集信号を使用して前記中間受信信号の相関をとる第２の手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１８項記載の通信システム。２０．前記受信器は、前記搬送されたパイロット信号の前記推定及び前記Ｉ及びＱ投影の前記第２の組を基礎にして前記第２の情報信号の推定を生成する第２の位相循環手段とをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１９項記載の通信システム。２１．前記受信器は、Ｉ及びＱ投影信号の前記第１の組の遅れのための手段をさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第１８項記載の通信システム。２２．スペクトラム拡散通信システムにおいて伝送のための情報信号を変調する方法において、前記情報信号を第１及び第２の副信号にデンマルチプレキシングし、第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために、前記第１の副信号と第１のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、前記第２の副信号と前記第１のｃｏｓｅｔ符号に直交する第２のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、直交関数信号を生成し、第１の変調された信号を供給するために前記直交関数信号によって前記第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を変調するステップを具備したことを特徴とする方法。２３．所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号を生成し、第１の出力信号を供給するために、前記第１の変調された信号と前記所定のＰＮ符号の疑似ランダム雑音信号とを組み合わせるステップをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第２２項記載の方法。２４．前記情報信号を第３及び第４の副信号にデマルチプレキシングし、第２のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第３の副信号と第３のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、前記第４の副信号と第４のｃｏｓｅｔ符号とを組み合わせ、前記第１、第２、第３及び第４のｃｏｓｅｔ符号は相互に直交しており、第２の変調された信号を供給するために前記第２のコンボジットｃｏｓｅｔ符号化信号と前記直交関数信号によって変調するステップとをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第２３項記載の方法。２５．所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）を生成し、Ｉ出力信号を供給するために前記ＰＮ_I信号と前記第１の変調された信号とを組み合わせ、Ｑ出力信号を供給するために前記ＰＮ_Q信号と前記第２の変調された信号とを組み合わせるステップとをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第２４項記載の方法。２６．スペクトラム拡散通信システムにおける同時伝送のための等価データレートの１組のｐ情報信号を変調する方法において、１組のｐｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために、それぞれの前記情報信号と１組のｐｃｏｓｅｔ符号のうちの１つとを組み合わせ、前記ｐｃｏｓｅｔ符号化信号を組み合わせ、コンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成し、直交関数信号を生成する手段と、第１の変調された信号を供給するために前記コンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を前記直交関数信号によって変調するステップを具備したことを特徴とする方法。２７．符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて、同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）スペクトラム拡散通信チャネルを通して伝送された情報信号を提供する方法において、前記方法は、前記情報信号を第１及び第２の副信号の組にデマルチプレクシングし、第１のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第１の副信号の組と直交ｃｏｓｅｔ符号の第１の組とを組み合わせ、第２のコンポジットｃｏｓｅｔ符号化信号を生成するために前記第２の副信号の組と直交ｃｏｓｅｔ符号の第２の組とを組み合わせ、所定のＰＮ符号の同相疑似ランダム雑音（ＰＮ_I）及び直交位相疑似ランダム雑音（ＰＮ_Q）信号を生成し、Ｉ変調信号を提供するために前記ＰＮ_I信号と前記第１のコンポジットｃｏｅｓｔ符号化信号及び前記直交関数信号を組み合わせ、Ｑ変調信号を提供するために前記ＰＮ_Q信号に前記第２のコンポジットｃｏｅｓｔ符号化信号及び前記直交関数信号を組み合わせるステップを具備したことを特徴とする。２８．Ｉ−変調された搬送信号及びＱ−変調された搬送信号をそれぞれ提供するために、前記搬送信号を前記Ｉ変調信号によって変調し、前記搬送信号の複製を前記Ｑ変調信号によって変調し、前記Ｉ−変調された搬送信号及びＱ−変調された搬送信号前記Ｉ及びＱ通信チャネルを通して伝送するステップをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第２７項記載の方法。２９．前記Ｉ及びＱ通信チャネルを通して伝送されたＩ−変調された搬送信号とＱ−変調された搬送信号とを受信し、これらに従って、前記情報信号の推定を作り出すステップをさらに具備したことを特徴とする請求の範囲第２８項記載の方法。３０．前記情報信号の推定を作り出す前記ステップは、前記直交関数信号、前記ＰＮ_I信号及び前記ＰＮ_Q信号の複製を使用して前記受信搬送信号を復調するステップを具備したことを特徴とする請求の範囲第２９項記載の方法。