JPH09284353A - 受信機 - Google Patents
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- JPH09284353A JPH09284353A JP8096600A JP9660096A JPH09284353A JP H09284353 A JPH09284353 A JP H09284353A JP 8096600 A JP8096600 A JP 8096600A JP 9660096 A JP9660096 A JP 9660096A JP H09284353 A JPH09284353 A JP H09284353A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/026—Arrangements for coupling transmitters, receivers or transceivers to transmission lines; Line drivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各種ディジタル受信機の検波復号部におい
て、常時遅延検波を用いることによる特性劣化を補償
し、受信特性を向上させる。 【解決手段】 差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号
１を入力されたＤＦＥ等化器２は、入力信号の伝送路特
性を補償し、推定信号１０と差分論理変換復号出力１３
ａを出力する。遅延検波器９は推定信号１０を遅延検波
し、それを正負判定器１１で復号して遅延検波復号出力
１３ｂを出力する。選択回路１２は、差分論理変換復号
出力１３ａと遅延検波復号出力１３ｂとを、選択回路情
報入力端子１４からの各種の選択情報により、符号誤り
の少ない方を選択して選択出力信号１５とする。
て、常時遅延検波を用いることによる特性劣化を補償
し、受信特性を向上させる。 【解決手段】 差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号
１を入力されたＤＦＥ等化器２は、入力信号の伝送路特
性を補償し、推定信号１０と差分論理変換復号出力１３
ａを出力する。遅延検波器９は推定信号１０を遅延検波
し、それを正負判定器１１で復号して遅延検波復号出力
１３ｂを出力する。選択回路１２は、差分論理変換復号
出力１３ａと遅延検波復号出力１３ｂとを、選択回路情
報入力端子１４からの各種の選択情報により、符号誤り
の少ない方を選択して選択出力信号１５とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信用電話シ
ステム、移動通信用データ通信システム等に使用する受
信機に関する。
ステム、移動通信用データ通信システム等に使用する受
信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の受信機は、特開平３−１
７９８５２号公報に記載されたものが知られている。図
１２は従来のこの種の受信機の構成を示している。図１
２において、１０１は入力端子、１０２はＦＦ（フィー
ドフォワード）フィルタ、１０３はフィルタ係数更新
器、１０４は判定器、１０５は遅延検波変換器、１０６
は正負判定器、１０７は出力端子である。入力端子１０
１から入力された入力信号は、ＦＦフィルタ１０２によ
り順次遅延され、それぞれ所定のフィルタ係数と乗算さ
れて加算されたものが出力される。この出力信号は、判
定器１０４で復号判定され、その結果により、フィルタ
係数更新器１０３が、ＦＦフィルタ１０２で使用したフ
ィルタ係数が最適になるようにフィルタ係数を更新す
る。また、遅延検波変換器１０５では、ＦＦフィルタ１
０２の出力信号を遅延検波し、その出力を正負判定器１
０６で遅延検波復号出力として出力端子１０７から出力
する。
７９８５２号公報に記載されたものが知られている。図
１２は従来のこの種の受信機の構成を示している。図１
２において、１０１は入力端子、１０２はＦＦ（フィー
ドフォワード）フィルタ、１０３はフィルタ係数更新
器、１０４は判定器、１０５は遅延検波変換器、１０６
は正負判定器、１０７は出力端子である。入力端子１０
１から入力された入力信号は、ＦＦフィルタ１０２によ
り順次遅延され、それぞれ所定のフィルタ係数と乗算さ
れて加算されたものが出力される。この出力信号は、判
定器１０４で復号判定され、その結果により、フィルタ
係数更新器１０３が、ＦＦフィルタ１０２で使用したフ
ィルタ係数が最適になるようにフィルタ係数を更新す
る。また、遅延検波変換器１０５では、ＦＦフィルタ１
０２の出力信号を遅延検波し、その出力を正負判定器１
０６で遅延検波復号出力として出力端子１０７から出力
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の受信機においては、遅延検波変換器による常時遅延
検波方式を用いているため、周波数オフセットの影響や
フェージングのない場合においては、同期検波方式と比
較すると特性劣化を引き起こしやすいという問題があっ
た。
来の受信機においては、遅延検波変換器による常時遅延
検波方式を用いているため、周波数オフセットの影響や
フェージングのない場合においては、同期検波方式と比
較すると特性劣化を引き起こしやすいという問題があっ
た。
【０００４】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、常時遅延検波方式における特性劣化を補
償し、受信特性を向上させることのできる優れた受信機
を提供することを目的とする。
るものであり、常時遅延検波方式における特性劣化を補
償し、受信特性を向上させることのできる優れた受信機
を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、ＤＦＥ等化器から出力された差分論理変
換復号出力と、遅延検波後復号された遅延検波復号出力
とを、種々の選択情報を用いて符号誤り率（ＢＥＲ:Bit
Error Rate)が少ない方に切り替えるようにしたもので
ある。これにより、常時遅延検波方式における特性劣化
を補償し、受信特性を向上させることができる。
成するために、ＤＦＥ等化器から出力された差分論理変
換復号出力と、遅延検波後復号された遅延検波復号出力
とを、種々の選択情報を用いて符号誤り率（ＢＥＲ:Bit
Error Rate)が少ない方に切り替えるようにしたもので
ある。これにより、常時遅延検波方式における特性劣化
を補償し、受信特性を向上させることができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、入力されたベースバンド信号の伝送路特性を補償
し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器
と、この等化器からの推定信号を遅延検波する遅延検波
器と、遅延検波された信号を正負判定して復号する正負
判定器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号出力と
正負判定器からの遅延検波復号出力とを選択情報を基に
切り替えて出力する選択回路とを備えたものであり、様
々な条件下において、差分論理変換復号出力と遅延検波
復号出力とを切り替えることにより、様々な条件に適し
た出力を行うことができ、受信性能を向上させることが
できる。
は、入力されたベースバンド信号の伝送路特性を補償
し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器
と、この等化器からの推定信号を遅延検波する遅延検波
器と、遅延検波された信号を正負判定して復号する正負
判定器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号出力と
正負判定器からの遅延検波復号出力とを選択情報を基に
切り替えて出力する選択回路とを備えたものであり、様
々な条件下において、差分論理変換復号出力と遅延検波
復号出力とを切り替えることにより、様々な条件に適し
た出力を行うことができ、受信性能を向上させることが
できる。
【０００７】本発明の請求項２に記載の発明は、請求項
１記載の受信機において、選択回路が、ＤＦＥ等化器か
らの差分論理変換復号出力と正負判定器からの遅延検波
復号出力とを切り替えるスイッチと、このスイッチを操
作者が動作させる操作ボタンとを備えたものであり、様
々な条件下において、操作者自らが操作ボタンを操作す
ることにより、等化器差分論理変換出力と遅延検波後復
号出力とを切り替えることができる。
１記載の受信機において、選択回路が、ＤＦＥ等化器か
らの差分論理変換復号出力と正負判定器からの遅延検波
復号出力とを切り替えるスイッチと、このスイッチを操
作者が動作させる操作ボタンとを備えたものであり、様
々な条件下において、操作者自らが操作ボタンを操作す
ることにより、等化器差分論理変換出力と遅延検波後復
号出力とを切り替えることができる。
【０００８】本発明の請求項３に記載の発明は、入力し
た中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプと、入力
信号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回
路と、受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補
償し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化
器と、この等化器からの推定信号を遅延検波して復号す
る遅延検波復号器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換
復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを
アンプからのアンプ利得信号を基に切り替えて出力する
選択回路とを備えたものであり、様々な条件下におい
て、受信レベルを監視しながら受信レベルが低いときに
は差分論理変換復号出力を選択し、受信レベルが高いと
きは遅延検波復号出力を選択することにより、受信性能
を向上させることができる。
た中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプと、入力
信号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回
路と、受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補
償し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化
器と、この等化器からの推定信号を遅延検波して復号す
る遅延検波復号器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換
復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを
アンプからのアンプ利得信号を基に切り替えて出力する
選択回路とを備えたものであり、様々な条件下におい
て、受信レベルを監視しながら受信レベルが低いときに
は差分論理変換復号出力を選択し、受信レベルが高いと
きは遅延検波復号出力を選択することにより、受信性能
を向上させることができる。
【０００９】本発明の請求項４に記載の発明は、請求項
３記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
を遅延する遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延した
アンプ利得信号とを減算する加算器と、この加算器から
出力された信号の絶対値を取ることにより受信レベル変
動信号を出力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器からの差分
論理変換復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号
出力とを受信レベル変動信号を基に切り替えて出力する
判定・選択器とを備えたものであり、様々な条件下にお
いて、受信レベルを監視しながら受信レベル変動が少な
いときには差分論理変換復号出力を選択し、受信レベル
変動が大きいときは遅延検波復号出力を選択することに
より、受信性能を向上させることができる。
３記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
を遅延する遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延した
アンプ利得信号とを減算する加算器と、この加算器から
出力された信号の絶対値を取ることにより受信レベル変
動信号を出力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器からの差分
論理変換復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号
出力とを受信レベル変動信号を基に切り替えて出力する
判定・選択器とを備えたものであり、様々な条件下にお
いて、受信レベルを監視しながら受信レベル変動が少な
いときには差分論理変換復号出力を選択し、受信レベル
変動が大きいときは遅延検波復号出力を選択することに
より、受信性能を向上させることができる。
【００１０】本発明の請求項５に記載の発明は、請求項
３記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
の絶対値を取ることにより受信平均レベル信号を出力す
る絶対値器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号出
力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを受信平
均レベル信号を基に切り替えて出力する判定・選択器と
を備えたものであり、様々な条件下において、受信平均
レベルを監視しながら受信平均レベルが小さいときには
差分論理変換復号出力を選択し、受信平均レベルが大き
いときは遅延検波復号出力を選択することにより、受信
性能を向上させることができる。
３記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
の絶対値を取ることにより受信平均レベル信号を出力す
る絶対値器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号出
力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを受信平
均レベル信号を基に切り替えて出力する判定・選択器と
を備えたものであり、様々な条件下において、受信平均
レベルを監視しながら受信平均レベルが小さいときには
差分論理変換復号出力を選択し、受信平均レベルが大き
いときは遅延検波復号出力を選択することにより、受信
性能を向上させることができる。
【００１１】本発明の請求項６に記載の発明は、入力し
たベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補償し、復
号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器と、こ
の等化器からの推定信号を遅延検波して復号する遅延検
波復号器と、ＤＦＥ等化器におけるフィルタ係数の変化
量を測定するフィルタ係数変化測定器と、ＤＦＥ等化器
からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器からの遅
延検波復号出力とをフィルタ係数変化量を基に切り替え
て出力する選択回路とを備えたものであり、様々な条件
下において、フィルタ係数を監視しながらフィルタ係数
変化量が小さいときには差分論理変換復号出力を選択
し、フィルタ件数変化量が大きいときは遅延検波復号出
力を選択することにより、受信性能を向上させることが
できる。
たベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補償し、復
号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器と、こ
の等化器からの推定信号を遅延検波して復号する遅延検
波復号器と、ＤＦＥ等化器におけるフィルタ係数の変化
量を測定するフィルタ係数変化測定器と、ＤＦＥ等化器
からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器からの遅
延検波復号出力とをフィルタ係数変化量を基に切り替え
て出力する選択回路とを備えたものであり、様々な条件
下において、フィルタ係数を監視しながらフィルタ係数
変化量が小さいときには差分論理変換復号出力を選択
し、フィルタ件数変化量が大きいときは遅延検波復号出
力を選択することにより、受信性能を向上させることが
できる。
【００１２】本発明の請求項７に記載の発明は、入力し
た中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプと、入力
信号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回
路と、受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補
償し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化
器と、この等化器からの推定信号を遅延検波して復号す
る遅延検波復号器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換
復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを
アンプからのアンプ利得信号に基づく受信レベル変動量
およびＤＦＥ等化器におけるフィルタ係数の変化量を基
に切り替えて出力する選択回路とを備えたものであり、
様々な条件下において、受信レベルおよびフィルタ係数
を監視しながら受信レベル変動量およびフィルタ係数変
化量が小さいときには差分論理変換復号出力を選択し、
受信レベル変動量およびフィルタ件数変化量が大きいと
きは遅延検波復号出力を選択することにより、受信性能
を向上させることができる。
た中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプと、入力
信号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回
路と、受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補
償し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化
器と、この等化器からの推定信号を遅延検波して復号す
る遅延検波復号器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換
復号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを
アンプからのアンプ利得信号に基づく受信レベル変動量
およびＤＦＥ等化器におけるフィルタ係数の変化量を基
に切り替えて出力する選択回路とを備えたものであり、
様々な条件下において、受信レベルおよびフィルタ係数
を監視しながら受信レベル変動量およびフィルタ係数変
化量が小さいときには差分論理変換復号出力を選択し、
受信レベル変動量およびフィルタ件数変化量が大きいと
きは遅延検波復号出力を選択することにより、受信性能
を向上させることができる。
【００１３】本発明の請求項８に記載の発明は、請求項
７記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
を遅延する遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延した
アンプ利得信号とを減算する加算器と、この加算器から
出力された信号の絶対値を取ることにより受信レベル変
動信号を出力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器におけるフ
ィルタ係数の変化量を測定するフィルタ係数変化測定器
と、フィルタ係数変化量と受信レベル変動信号とを重み
付けして重み付き信号を出力する重み付け器と、ＤＦＥ
等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器か
らの遅延検波復号出力とを重み付き信号を基に切り替え
て出力する判定・選択器とを備えたものであり、様々な
条件下において、受信レベルおよびフィルタ係数を監視
しながら受信レベル変動量およびフィルタ係数変化量と
を重み付けし、重み付けされた変動量および変化量が小
さいときには差分論理変換復号出力を選択し、重み付け
された変動量およびまたは変化量が大きいときは遅延検
波復号出力を選択することにより、受信性能を向上させ
ることができる。
７記載の受信機において、選択回路が、アンプ利得信号
を遅延する遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延した
アンプ利得信号とを減算する加算器と、この加算器から
出力された信号の絶対値を取ることにより受信レベル変
動信号を出力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器におけるフ
ィルタ係数の変化量を測定するフィルタ係数変化測定器
と、フィルタ係数変化量と受信レベル変動信号とを重み
付けして重み付き信号を出力する重み付け器と、ＤＦＥ
等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器か
らの遅延検波復号出力とを重み付き信号を基に切り替え
て出力する判定・選択器とを備えたものであり、様々な
条件下において、受信レベルおよびフィルタ係数を監視
しながら受信レベル変動量およびフィルタ係数変化量と
を重み付けし、重み付けされた変動量および変化量が小
さいときには差分論理変換復号出力を選択し、重み付け
された変動量およびまたは変化量が大きいときは遅延検
波復号出力を選択することにより、受信性能を向上させ
ることができる。
【００１４】（実施の形態１）以下、本発明の実施の形
態について図面を参照して説明する。図１は本発明の請
求項１に対応する第１の実施の形態における受信機の構
成を示している。図１において、１は入力信号であり、
アンテナから受信した差動ＰＳＫ変調された信号を周波
数変換したベースバンド信号である。２はＤＦＥ等化器
であり、入力信号伝送路特性を補償する作用を行うもの
で、ＦＦ（フィードフォワード）フィルタ３、ＦＢ（フ
ィードバック）フィルタ４、加算器５、判定器６、フィ
ルタ係数更新器７、差分論理変換器８から構成されてい
る。９は遅延検波器であり、加算器５から出力された推
定信号１０の遅延検波を行う。１１は正負判定器であ
り、遅延検波した信号の復号を行う。１２は選択回路で
あり、ＤＦＥ等化器２から出力された差分論理変換復号
出力１３ａと正負判定器１１から出力された遅延検波復
号出力１３ｂとを、選択回路情報入力端子１４からの情
報により、符号誤りの少ない出力信号を選択し、選択出
力信号１５とする。
態について図面を参照して説明する。図１は本発明の請
求項１に対応する第１の実施の形態における受信機の構
成を示している。図１において、１は入力信号であり、
アンテナから受信した差動ＰＳＫ変調された信号を周波
数変換したベースバンド信号である。２はＤＦＥ等化器
であり、入力信号伝送路特性を補償する作用を行うもの
で、ＦＦ（フィードフォワード）フィルタ３、ＦＢ（フ
ィードバック）フィルタ４、加算器５、判定器６、フィ
ルタ係数更新器７、差分論理変換器８から構成されてい
る。９は遅延検波器であり、加算器５から出力された推
定信号１０の遅延検波を行う。１１は正負判定器であ
り、遅延検波した信号の復号を行う。１２は選択回路で
あり、ＤＦＥ等化器２から出力された差分論理変換復号
出力１３ａと正負判定器１１から出力された遅延検波復
号出力１３ｂとを、選択回路情報入力端子１４からの情
報により、符号誤りの少ない出力信号を選択し、選択出
力信号１５とする。
【００１５】図２は上記ＦＦフィルタ３の構成を示すも
のである。図２において、１６は入力信号であり、１７
は入力信号１６を順次遅延する遅延器であり、その出力
は乗算器１８でフィルタ係数２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、
２０ｄと乗算され、各乗算結果が加算器１９で加算され
て出力信号２１となる。
のである。図２において、１６は入力信号であり、１７
は入力信号１６を順次遅延する遅延器であり、その出力
は乗算器１８でフィルタ係数２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、
２０ｄと乗算され、各乗算結果が加算器１９で加算され
て出力信号２１となる。
【００１６】図３は上記ＦＢフィルタ４の構成を示すも
のである。図３において、２２は入力信号であり、２３
は入力信号２２を遅延する遅延器であり、その出力は乗
算器２４でフィルタ係数２５と乗算され、出力信号２６
となる。
のである。図３において、２２は入力信号であり、２３
は入力信号２２を遅延する遅延器であり、その出力は乗
算器２４でフィルタ係数２５と乗算され、出力信号２６
となる。
【００１７】以上のように構成された受信機について、
以下図１、図２および図３を参照してその動作を説明す
る。まず、差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号１が
ＤＦＥ等化器２に入力される。ＤＦＥ等化器２のＦＦフ
ィルタ３に入力されたこの信号１６は、遅延器１７で順
次遅延され、乗算器１８でフィルタ係数２０ａ〜２０ｄ
とそれぞれ乗算され、乗算された信号は、それぞれ加算
器１９で加算されて出力信号２１となる。一方、ＦＢフ
ィルタ４では、判定器６で判定された入力信号２２が、
遅延器２３に入力されて遅延器２３で遅延され、この遅
延された信号とフィルタ係数２５とを乗算器２４で乗算
して出力信号２６を得る。ＦＦフィルタ３の出力信号２
１とＦＢフィルタ４の出力信号２６は、加算器５で加算
されて推定信号１０となる。推定信号１０は、判定器６
で判定される。また、推定信号１０と判定器６の出力
は、フィルタ係数更新器７でフィルタ係数２０ａ〜２０
ｄおよび２５が最適になるように更新され、その更新さ
れたフィルタ係数をＦＦフィルタ３およびＦＢフィルタ
４に出力する。また、差分論理変換器８は、判定器６の
出力信号を受け取り、“１”、“０”の等化器復号出力
を差分論理変換した差分論理変換復号出力１３ａを出力
する。遅延検波器９は、ＤＦＥ等化器２の推定信号１０
を遅延検波して、遅延検波後の信号を出力する。遅延検
波後の信号は、正負判定器１１で“１”、“０”の遅延
検波復号出力１３ｂとなる。選択回路１２は、差分論理
変換復号出力１３ａと遅延検波復号出力１３ｂとを選択
回路情報入力端子１４からの情報により、符号誤りの少
ない出力信号を選択し、選択出力信号１５とする。
以下図１、図２および図３を参照してその動作を説明す
る。まず、差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号１が
ＤＦＥ等化器２に入力される。ＤＦＥ等化器２のＦＦフ
ィルタ３に入力されたこの信号１６は、遅延器１７で順
次遅延され、乗算器１８でフィルタ係数２０ａ〜２０ｄ
とそれぞれ乗算され、乗算された信号は、それぞれ加算
器１９で加算されて出力信号２１となる。一方、ＦＢフ
ィルタ４では、判定器６で判定された入力信号２２が、
遅延器２３に入力されて遅延器２３で遅延され、この遅
延された信号とフィルタ係数２５とを乗算器２４で乗算
して出力信号２６を得る。ＦＦフィルタ３の出力信号２
１とＦＢフィルタ４の出力信号２６は、加算器５で加算
されて推定信号１０となる。推定信号１０は、判定器６
で判定される。また、推定信号１０と判定器６の出力
は、フィルタ係数更新器７でフィルタ係数２０ａ〜２０
ｄおよび２５が最適になるように更新され、その更新さ
れたフィルタ係数をＦＦフィルタ３およびＦＢフィルタ
４に出力する。また、差分論理変換器８は、判定器６の
出力信号を受け取り、“１”、“０”の等化器復号出力
を差分論理変換した差分論理変換復号出力１３ａを出力
する。遅延検波器９は、ＤＦＥ等化器２の推定信号１０
を遅延検波して、遅延検波後の信号を出力する。遅延検
波後の信号は、正負判定器１１で“１”、“０”の遅延
検波復号出力１３ｂとなる。選択回路１２は、差分論理
変換復号出力１３ａと遅延検波復号出力１３ｂとを選択
回路情報入力端子１４からの情報により、符号誤りの少
ない出力信号を選択し、選択出力信号１５とする。
【００１８】図４および図５は本発明の実施の形態１に
おける受信機の受信特性を示している。図４は静特性下
における受信特性を示しており、曲線Ａは遅延検波復号
出力１３ｂを示し、これは従来例と同じものである。曲
線Ｂは差分論理変換復号出力１３ａを示し、これは選択
出力信号１５となる。すなわち、本発明の実施の形態１
では出力１３ａと１３ｂのうち、より符号誤りの少ない
出力１３ａが選択回路１２により選択されて装置出力と
なる。一方、図５は動特性下における受信特性を示して
おり、曲線Ａは遅延検波復号出力１３ｂを示し、これは
従来例と同じものであり、かつ本発明の実施の形態１に
おける選択出力信号１５となる。曲線Ｂは差分論理変換
復号出力１３ａを示す。したがって、本実施の形態で
は、出力１３ａと１３ｂのうち、より符号誤りの少ない
出力１３ｂが選択回路１２により選択されて装置出力と
なる。
おける受信機の受信特性を示している。図４は静特性下
における受信特性を示しており、曲線Ａは遅延検波復号
出力１３ｂを示し、これは従来例と同じものである。曲
線Ｂは差分論理変換復号出力１３ａを示し、これは選択
出力信号１５となる。すなわち、本発明の実施の形態１
では出力１３ａと１３ｂのうち、より符号誤りの少ない
出力１３ａが選択回路１２により選択されて装置出力と
なる。一方、図５は動特性下における受信特性を示して
おり、曲線Ａは遅延検波復号出力１３ｂを示し、これは
従来例と同じものであり、かつ本発明の実施の形態１に
おける選択出力信号１５となる。曲線Ｂは差分論理変換
復号出力１３ａを示す。したがって、本実施の形態で
は、出力１３ａと１３ｂのうち、より符号誤りの少ない
出力１３ｂが選択回路１２により選択されて装置出力と
なる。
【００１９】以上のように、本実施の形態１によれば、
入力したベースバンド信号の伝送路特性を補償し、復号
出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器２と、こ
の等化器２からの推定信号１０を遅延検波する遅延検波
器９と、遅延検波された信号を正負判定して復号する正
負判定器１１と、ＤＦＥ等化器２からの差分論理変換復
号出力１３ａと正負判定器１１からの遅延検波復号出力
１３ｂとを選択回路情報入力端子１４から入力された選
択情報を基に切り替えて出力する選択回路１２とを備え
ているので、差分論理変換復号出力１３ａと遅延検波復
号出力１３ｂのうち、より符号誤りの少ない方を選択す
ることにより、受信性能を向上させることができる。
入力したベースバンド信号の伝送路特性を補償し、復号
出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ等化器２と、こ
の等化器２からの推定信号１０を遅延検波する遅延検波
器９と、遅延検波された信号を正負判定して復号する正
負判定器１１と、ＤＦＥ等化器２からの差分論理変換復
号出力１３ａと正負判定器１１からの遅延検波復号出力
１３ｂとを選択回路情報入力端子１４から入力された選
択情報を基に切り替えて出力する選択回路１２とを備え
ているので、差分論理変換復号出力１３ａと遅延検波復
号出力１３ｂのうち、より符号誤りの少ない方を選択す
ることにより、受信性能を向上させることができる。
【００２０】なお、上記の説明では、ＦＦフィルタ３を
遅延器１７が３つ、乗算器１８が４つの構成で説明した
が、その他の構成でも同様に実施することができる。ま
た、ＦＢフィルタ４を遅延器２３が１つ、乗算器２４が
１つの構成で説明したが、その他の構成でも同様に実施
することができる。さらに、以上の説明では、シングル
ブランチ受信の構成で説明したが、入力端子が多数の複
数ブランチ受信の場合でも同様に実施することができ
る。
遅延器１７が３つ、乗算器１８が４つの構成で説明した
が、その他の構成でも同様に実施することができる。ま
た、ＦＢフィルタ４を遅延器２３が１つ、乗算器２４が
１つの構成で説明したが、その他の構成でも同様に実施
することができる。さらに、以上の説明では、シングル
ブランチ受信の構成で説明したが、入力端子が多数の複
数ブランチ受信の場合でも同様に実施することができ
る。
【００２１】（実施の形態２）図６は本発明の請求項２
に対応する第２の実施の形態における選択回路の構成を
示すものである。図６において、選択回路２７は、図１
に示した実施の形態１における選択回路１２の変更例を
示し、差分論理変換復号出力１３ａと遅延検波復号出力
１３ｂとを切り替えるスイッチ２８と、このスイッチ２
８を操作者が動作させる操作ボタン２９とから構成され
ている。本実施の形態２では、例えば、この受信機が内
蔵された携帯電話機の話者自らが操作ボタン２９を操作
してスイッチ２８を切り替えることにより、差分論理変
換復号出力１３ａまたは遅延検波復号出力１３ｂのいず
れかを選択することができる。
に対応する第２の実施の形態における選択回路の構成を
示すものである。図６において、選択回路２７は、図１
に示した実施の形態１における選択回路１２の変更例を
示し、差分論理変換復号出力１３ａと遅延検波復号出力
１３ｂとを切り替えるスイッチ２８と、このスイッチ２
８を操作者が動作させる操作ボタン２９とから構成され
ている。本実施の形態２では、例えば、この受信機が内
蔵された携帯電話機の話者自らが操作ボタン２９を操作
してスイッチ２８を切り替えることにより、差分論理変
換復号出力１３ａまたは遅延検波復号出力１３ｂのいず
れかを選択することができる。
【００２２】以上のように、本実施の形態２によれば、
選択回路２７が、ＤＦＥ等化器２からの差分論理変換復
号出力１３ａと正負判定器１１からの遅延検波復号出力
１３ｂとを切り替えるスイッチ２８と、このスイッチ２
８を操作者が動作させる操作ボタン２９とを備えている
ので、操作者自らが操作ボタン２９を操作することによ
り、簡単なハード構成で差分論理変換復号出力１３ａと
遅延検波復号出力１３ｂとを切り替えることができる。
選択回路２７が、ＤＦＥ等化器２からの差分論理変換復
号出力１３ａと正負判定器１１からの遅延検波復号出力
１３ｂとを切り替えるスイッチ２８と、このスイッチ２
８を操作者が動作させる操作ボタン２９とを備えている
ので、操作者自らが操作ボタン２９を操作することによ
り、簡単なハード構成で差分論理変換復号出力１３ａと
遅延検波復号出力１３ｂとを切り替えることができる。
【００２３】（実施の形態３）図７は本発明の請求項３
および４に対応する第３の実施の形態における受信機の
構成を示すものである。図７において、３１は中間周波
数帯受信信号の入力信号である。３２は中間周波数帯受
信信号の利得を上げるアンプである。３３は入力信号を
ベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回路であ
る。３４は受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉
を補償するＤＦＥ等化器であり、実施の形態１における
ＤＦＥ等化器と同様に、推定信号３５と差分論理変換復
号出力３７ａを出力する。３６は遅延検波復号器であ
り、推定信号３５を遅延検波した後に復号を行って遅延
検波復号出力３７ｂを出力する。３８は選択回路であ
り、差分論理変換復号出力３７ａと遅延検波復号出力３
７ｂとをアンプ３２から出力されるアンプ利得信号３９
を用いて選択し、選択出力信号４０を出力する。選択回
路３８において、４１は遅延器であり、アンプ利得信号
３９を遅延する。４２は加算器であり、現在のアンプ利
得信号３９と遅延したアンプ利得信号とを減算する。４
３は絶対値器であり、加算器４２から出力された信号の
絶対値を取って受信レベル変動信号４４を出力する。４
５は判定・選択器であり、入力信号の大きさにより差分
論理変換復号出力３７ａと遅延検波復号出力３７ｂのい
ずれかを受信レベル変動信号４４を用いて選択し、選択
出力信号４０を出力する。
および４に対応する第３の実施の形態における受信機の
構成を示すものである。図７において、３１は中間周波
数帯受信信号の入力信号である。３２は中間周波数帯受
信信号の利得を上げるアンプである。３３は入力信号を
ベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回路であ
る。３４は受信ベースバンド信号に含まれる符号間干渉
を補償するＤＦＥ等化器であり、実施の形態１における
ＤＦＥ等化器と同様に、推定信号３５と差分論理変換復
号出力３７ａを出力する。３６は遅延検波復号器であ
り、推定信号３５を遅延検波した後に復号を行って遅延
検波復号出力３７ｂを出力する。３８は選択回路であ
り、差分論理変換復号出力３７ａと遅延検波復号出力３
７ｂとをアンプ３２から出力されるアンプ利得信号３９
を用いて選択し、選択出力信号４０を出力する。選択回
路３８において、４１は遅延器であり、アンプ利得信号
３９を遅延する。４２は加算器であり、現在のアンプ利
得信号３９と遅延したアンプ利得信号とを減算する。４
３は絶対値器であり、加算器４２から出力された信号の
絶対値を取って受信レベル変動信号４４を出力する。４
５は判定・選択器であり、入力信号の大きさにより差分
論理変換復号出力３７ａと遅延検波復号出力３７ｂのい
ずれかを受信レベル変動信号４４を用いて選択し、選択
出力信号４０を出力する。
【００２４】以上のように構成された受信機において、
以下その動作を説明する。図７において、中間周波数帯
受信信号３１は、アンプ３２で出力が一定レベルになる
ように調整される。また、その時のアンプ利得信号３９
は、選択回路３８に入力される。アンプ３２の出力は、
準同期検波回路３３でベースバンド信号に周波数変換さ
れる。ベースバンド信号は、ＤＦＥ等化器３４でその信
号に含まれる符号間干渉を補償され、推定信号３５と差
分論理変換復号出力３７ａが出力される。遅延検波復号
器３６は、推定信号３５を遅延検波した後に復号を行
い、遅延検波復号出力３７ｂを出力する。選択回路３８
では、まずアンプ利得信号３９が遅延器４１と加算器４
２に入力される。加算器４２の出力結果は、ある時刻間
の受信レベルの変動を表しており、その絶対値を絶対値
器４３で求めて受信レベル変動信号４４を得る。判定・
選択器４５では、その受信レベル変動信号４４を受け取
り、あるレベル以上であれば遅延検波復号出力３７ｂを
選択出力信号４０とし、あるレベル未満であれば差分論
理変換復号出力３７ａを選択出力信号４０とする。
以下その動作を説明する。図７において、中間周波数帯
受信信号３１は、アンプ３２で出力が一定レベルになる
ように調整される。また、その時のアンプ利得信号３９
は、選択回路３８に入力される。アンプ３２の出力は、
準同期検波回路３３でベースバンド信号に周波数変換さ
れる。ベースバンド信号は、ＤＦＥ等化器３４でその信
号に含まれる符号間干渉を補償され、推定信号３５と差
分論理変換復号出力３７ａが出力される。遅延検波復号
器３６は、推定信号３５を遅延検波した後に復号を行
い、遅延検波復号出力３７ｂを出力する。選択回路３８
では、まずアンプ利得信号３９が遅延器４１と加算器４
２に入力される。加算器４２の出力結果は、ある時刻間
の受信レベルの変動を表しており、その絶対値を絶対値
器４３で求めて受信レベル変動信号４４を得る。判定・
選択器４５では、その受信レベル変動信号４４を受け取
り、あるレベル以上であれば遅延検波復号出力３７ｂを
選択出力信号４０とし、あるレベル未満であれば差分論
理変換復号出力３７ａを選択出力信号４０とする。
【００２５】以上のように、本実施の形態３によれば、
入力した中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプ３
２と、入力信号をベースバンド信号に周波数変換する準
同期検波回路３３と、受信ベースバンド信号に含まれる
符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換して出力
するＤＦＥ等化器３４と、この等化器３４からの推定信
号３５を遅延検波して復号する遅延検波復号器３６と、
ＤＦＥ等化器３４からの差分論理変換復号出力３７ａと
遅延検波復号器３６からの遅延検波復号出力３７ｂとを
アンプ３２からのアンプ利得信号３９を基に切り替えて
出力する選択回路３８とを備え、この選択回路３８が、
アンプ利得信号３９を遅延する遅延器４１と、現在のア
ンプ利得信号３９と遅延したアンプ利得信号とを減算す
る加算器４２と、この加算器４２から出力された信号の
絶対値を取ることにより受信レベル変動信号４４を出力
する絶対値器４３と、ＤＦＥ等化器３４からの差分論理
変換復号出力３７ａと遅延検波復号器３６からの遅延検
波復号出力３７ｂとを受信レベル変動信号４４を基に切
り替えて出力する判定・選択器４５とを備えているの
で、受信レベル変動を監視しながら、自動的に差分論理
変換復号出力３７ａか、または遅延検波復号出力３７ｂ
のいずれかを選択することができ、受信性能を向上させ
ることができる。
入力した中間周波数帯受信信号の利得を上げるアンプ３
２と、入力信号をベースバンド信号に周波数変換する準
同期検波回路３３と、受信ベースバンド信号に含まれる
符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換して出力
するＤＦＥ等化器３４と、この等化器３４からの推定信
号３５を遅延検波して復号する遅延検波復号器３６と、
ＤＦＥ等化器３４からの差分論理変換復号出力３７ａと
遅延検波復号器３６からの遅延検波復号出力３７ｂとを
アンプ３２からのアンプ利得信号３９を基に切り替えて
出力する選択回路３８とを備え、この選択回路３８が、
アンプ利得信号３９を遅延する遅延器４１と、現在のア
ンプ利得信号３９と遅延したアンプ利得信号とを減算す
る加算器４２と、この加算器４２から出力された信号の
絶対値を取ることにより受信レベル変動信号４４を出力
する絶対値器４３と、ＤＦＥ等化器３４からの差分論理
変換復号出力３７ａと遅延検波復号器３６からの遅延検
波復号出力３７ｂとを受信レベル変動信号４４を基に切
り替えて出力する判定・選択器４５とを備えているの
で、受信レベル変動を監視しながら、自動的に差分論理
変換復号出力３７ａか、または遅延検波復号出力３７ｂ
のいずれかを選択することができ、受信性能を向上させ
ることができる。
【００２６】（実施の形態４）図８は本発明の請求項５
に対応する第４の実施の形態における受信機の構成を示
すものである。上記した実施の形態３では、選択回路３
８に遅延器４１を使用した受信レベル変動方式の例であ
るが、本実施の形態５における選択回路３８Ａでは、遅
延器を使用しない受信平均レベル測定方式を取ってい
る。他の構成は実施の形態３と同じである。この受信平
均レベル測定方式でも、同様に受信平均レベルを監視し
ながら、自動的に差分論理変換復号出力３７ａか、また
は遅延検波復号出力３７ｂのいずれかを選択することが
でき、受信性能を向上させることができる。
に対応する第４の実施の形態における受信機の構成を示
すものである。上記した実施の形態３では、選択回路３
８に遅延器４１を使用した受信レベル変動方式の例であ
るが、本実施の形態５における選択回路３８Ａでは、遅
延器を使用しない受信平均レベル測定方式を取ってい
る。他の構成は実施の形態３と同じである。この受信平
均レベル測定方式でも、同様に受信平均レベルを監視し
ながら、自動的に差分論理変換復号出力３７ａか、また
は遅延検波復号出力３７ｂのいずれかを選択することが
でき、受信性能を向上させることができる。
【００２７】（実施の形態５）図９は本発明の請求項６
に対応する第５の実施の形態における受信機の構成を示
すものである。図９において、５１は入力信号であり、
差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号である。５２は
ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補償するＤＦ
Ｅ等化器であり、実施の形態１におけるＤＦＥ等化器と
同様に、推定信号５３と差分論理変換復号出力５５ａを
出力する。５４は遅延検波復号器であり、推定信号５３
を遅延検波した後に復号を行って遅延検波復号出力５５
ｂを出力する。５６はＤＦＥ等化器５２の内部のフィル
タ係数（図２の２０ａ〜２０ｄおよび図３の２５）であ
る。５７はフィルタ係数変化測定器であり、フィルタ係
数５６の変化を測定する。５８はフィルタ係数変化測定
器５７から出力されたフィルタ係数変化量である。５９
は選択回路であり、差分論理変換復号出力５５ａと遅延
検波復号出力５５ｂとをフィルタ係数変化量５８を用い
て選択し、選択出力信号６０を出力する。
に対応する第５の実施の形態における受信機の構成を示
すものである。図９において、５１は入力信号であり、
差動ＰＳＫ変調されたベースバンド信号である。５２は
ベースバンド信号に含まれる符号間干渉を補償するＤＦ
Ｅ等化器であり、実施の形態１におけるＤＦＥ等化器と
同様に、推定信号５３と差分論理変換復号出力５５ａを
出力する。５４は遅延検波復号器であり、推定信号５３
を遅延検波した後に復号を行って遅延検波復号出力５５
ｂを出力する。５６はＤＦＥ等化器５２の内部のフィル
タ係数（図２の２０ａ〜２０ｄおよび図３の２５）であ
る。５７はフィルタ係数変化測定器であり、フィルタ係
数５６の変化を測定する。５８はフィルタ係数変化測定
器５７から出力されたフィルタ係数変化量である。５９
は選択回路であり、差分論理変換復号出力５５ａと遅延
検波復号出力５５ｂとをフィルタ係数変化量５８を用い
て選択し、選択出力信号６０を出力する。
【００２８】以上のように構成された受信機において、
フィルタ係数測定器５７および選択回路５９以外は前記
実施の形態１とほぼ同じなので、ここではフィルタ係数
測定器５７および選択回路５９の動作を主として説明す
る。図１０はフィルタ係数変化測定器５７の構成を示し
ており、６１は入力信号であり、それぞれＤＦＥ等化器
５２で使用したフィルタ係数２０ａ〜２０ｄ、２５が入
力される。最大値検出回路６２では、それぞれのフィル
タ係数のパワーを求め、その最大値を検出し、それを遅
延検波回路６３が遅延検波する。遅延検波された最大の
パワーを持つフィルタ係数は、atan（）６４で角度を計
算し、その角度を出力信号６５とする。すなわち、出力
信号６５は、ＤＦＥ等化器５２のメインフィルタのフィ
ルタ係数変化量５８となる。選択回路５９では、このフ
ィルタ係数変換量５８があるしきい値を越えた場合は、
遅延検波復号出力５５ｂを選択出力信号６０とし、越え
ない場合は、差分論理変換復号出力５５ａを選択出力信
号６０とする。
フィルタ係数測定器５７および選択回路５９以外は前記
実施の形態１とほぼ同じなので、ここではフィルタ係数
測定器５７および選択回路５９の動作を主として説明す
る。図１０はフィルタ係数変化測定器５７の構成を示し
ており、６１は入力信号であり、それぞれＤＦＥ等化器
５２で使用したフィルタ係数２０ａ〜２０ｄ、２５が入
力される。最大値検出回路６２では、それぞれのフィル
タ係数のパワーを求め、その最大値を検出し、それを遅
延検波回路６３が遅延検波する。遅延検波された最大の
パワーを持つフィルタ係数は、atan（）６４で角度を計
算し、その角度を出力信号６５とする。すなわち、出力
信号６５は、ＤＦＥ等化器５２のメインフィルタのフィ
ルタ係数変化量５８となる。選択回路５９では、このフ
ィルタ係数変換量５８があるしきい値を越えた場合は、
遅延検波復号出力５５ｂを選択出力信号６０とし、越え
ない場合は、差分論理変換復号出力５５ａを選択出力信
号６０とする。
【００２９】以上のように、本実施の形態５によれば、
入力した差動ＰＳＫ変調された受信ベースバンド信号に
含まれる符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換
して出力するＤＦＥ等化器５２と、この等化器５２から
の推定信号５３を遅延検波して復号する遅延検波復号器
５４と、ＤＦＥ等化器５２におけるフィルタ係数の変化
量５８を測定するフィルタ係数変化測定器５７と、ＤＦ
Ｅ等化器５２からの差分論理変換復号出力５５ａと遅延
検波復号器５４からの遅延検波復号出力５５ｂとをフィ
ルタ係数変化量５８を基に切り替えて出力する判定回路
５９とを備えているので、メインフィルタのフィルタ係
数変化を監視しながら、自動的に差分論理変換復号出力
５５ａか、または遅延検波復号出力５５ｂのいずれかを
選択することができ、周波数オフセットがある場合にお
いても受信性能を向上させることができる。
入力した差動ＰＳＫ変調された受信ベースバンド信号に
含まれる符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換
して出力するＤＦＥ等化器５２と、この等化器５２から
の推定信号５３を遅延検波して復号する遅延検波復号器
５４と、ＤＦＥ等化器５２におけるフィルタ係数の変化
量５８を測定するフィルタ係数変化測定器５７と、ＤＦ
Ｅ等化器５２からの差分論理変換復号出力５５ａと遅延
検波復号器５４からの遅延検波復号出力５５ｂとをフィ
ルタ係数変化量５８を基に切り替えて出力する判定回路
５９とを備えているので、メインフィルタのフィルタ係
数変化を監視しながら、自動的に差分論理変換復号出力
５５ａか、または遅延検波復号出力５５ｂのいずれかを
選択することができ、周波数オフセットがある場合にお
いても受信性能を向上させることができる。
【００３０】（実施の形態６）図１１は本発明の請求項
７および８に対応する第６の実施の形態における受信機
の構成を示すものである。図１１において、７１は中間
周波数帯受信信号の入力信号である。７２は中間周波数
帯受信信号の利得をあげるアンプである。７３は入力信
号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回路
である。７４は受信ベースバンド信号に含まれる符号間
干渉を補償するＤＦＥ等化器であり、実施の形態５にお
けるＤＦＥ等化器と同様に、推定信号７５と差分論理変
換復号出力７７ａとフィルタ係数８０を出力する。７６
は遅延検波復号器であり、推定信号７５を遅延検波した
後に復号を行って遅延検波復号出力７７ｂを出力する。
７８は選択回路であり、差分論理変換復号出力７７ａと
遅延検波復号出力７７ｂとをアンプ７２から出力される
アンプ利得信号７９とＤＦＥ等化器７４のフィルタ係数
８０の両方を用いて選択し、選択出力信号８１を出力す
る。選択回路７８において、８２は遅延器であり、アン
プ利得信号７９を遅延する。８３は加算器であり、現在
のアンプ利得信号７９と遅延したアンプ利得信号とを減
算する。８４は絶対値器であり、加算器８３から出力さ
れた信号の絶対値を取って受信レベル変動信号８５を出
力する。８６は図１０と同じフィルタ係数変化測定器で
あり、ＤＦＥ等化器７４から入力されたフィルタ係数８
０のフィルタ係数変化量８７を出力する。８８は重み付
け器であり、フィルタ係数変化量８７と受信レベル変動
信号８５とを重み付けして重み付き信号８９を出力す
る。９０は判定・選択器であり、入力信号の大きさによ
り差分論理変換復号出力７７ａと遅延検波復号出力７７
ｂのいずれかを重み付き信号８９を用いて選択し、選択
出力信号８１を出力する。
７および８に対応する第６の実施の形態における受信機
の構成を示すものである。図１１において、７１は中間
周波数帯受信信号の入力信号である。７２は中間周波数
帯受信信号の利得をあげるアンプである。７３は入力信
号をベースバンド信号に周波数変換する準同期検波回路
である。７４は受信ベースバンド信号に含まれる符号間
干渉を補償するＤＦＥ等化器であり、実施の形態５にお
けるＤＦＥ等化器と同様に、推定信号７５と差分論理変
換復号出力７７ａとフィルタ係数８０を出力する。７６
は遅延検波復号器であり、推定信号７５を遅延検波した
後に復号を行って遅延検波復号出力７７ｂを出力する。
７８は選択回路であり、差分論理変換復号出力７７ａと
遅延検波復号出力７７ｂとをアンプ７２から出力される
アンプ利得信号７９とＤＦＥ等化器７４のフィルタ係数
８０の両方を用いて選択し、選択出力信号８１を出力す
る。選択回路７８において、８２は遅延器であり、アン
プ利得信号７９を遅延する。８３は加算器であり、現在
のアンプ利得信号７９と遅延したアンプ利得信号とを減
算する。８４は絶対値器であり、加算器８３から出力さ
れた信号の絶対値を取って受信レベル変動信号８５を出
力する。８６は図１０と同じフィルタ係数変化測定器で
あり、ＤＦＥ等化器７４から入力されたフィルタ係数８
０のフィルタ係数変化量８７を出力する。８８は重み付
け器であり、フィルタ係数変化量８７と受信レベル変動
信号８５とを重み付けして重み付き信号８９を出力す
る。９０は判定・選択器であり、入力信号の大きさによ
り差分論理変換復号出力７７ａと遅延検波復号出力７７
ｂのいずれかを重み付き信号８９を用いて選択し、選択
出力信号８１を出力する。
【００３１】以上のように構成された受信機において、
フィルタ係数変化測定器８６および重み付け器８８以外
の動作は上記実施の形態３とほぼ同じなので、ここでは
フィルタ係数変化測定器８６および重み付け器８８の動
作を主として説明する。図１１において、フィルタ係数
変化測定器８６は、ＤＦＥ等化器７４から入力されたフ
ィルタ係数８０のフィルタ係数変化量８７を出力する。
またアンプ利得信号７９が遅延器８２と加算器８３に入
力され、加算器８３の出力結果を絶対値器８４で絶対値
化して受信レベル変動信号８５を求める。重み付け器８
８にはフィルタ係数変化量８７および受信レベル変動信
号８５が入力され、これに１：１の重み付けを付加した
と仮定すると、フィルタ係数変化量８７かまたは受信レ
ベル変動信号８５のいずれかが大きい場合、またはどち
らも大きい場合、重み付き信号８９は大きな値を持つこ
とになる。判定・選択器９０は、この重み付き信号８９
があるしきい値を越えた場合は、遅延検波復号出力７７
ｂを選択出力信号８１として出力し、越えない場合は、
差分論理変換復号出力７７ａを選択出力信号８１として
出力する。
フィルタ係数変化測定器８６および重み付け器８８以外
の動作は上記実施の形態３とほぼ同じなので、ここでは
フィルタ係数変化測定器８６および重み付け器８８の動
作を主として説明する。図１１において、フィルタ係数
変化測定器８６は、ＤＦＥ等化器７４から入力されたフ
ィルタ係数８０のフィルタ係数変化量８７を出力する。
またアンプ利得信号７９が遅延器８２と加算器８３に入
力され、加算器８３の出力結果を絶対値器８４で絶対値
化して受信レベル変動信号８５を求める。重み付け器８
８にはフィルタ係数変化量８７および受信レベル変動信
号８５が入力され、これに１：１の重み付けを付加した
と仮定すると、フィルタ係数変化量８７かまたは受信レ
ベル変動信号８５のいずれかが大きい場合、またはどち
らも大きい場合、重み付き信号８９は大きな値を持つこ
とになる。判定・選択器９０は、この重み付き信号８９
があるしきい値を越えた場合は、遅延検波復号出力７７
ｂを選択出力信号８１として出力し、越えない場合は、
差分論理変換復号出力７７ａを選択出力信号８１として
出力する。
【００３２】以上のように、本実施の形態６によれば、
差分論理変換復号出力７７ａと遅延検波復号出力７７ｂ
とを選択する選択回路７８が、アンプ利得信号７９を遅
延する遅延器８２と、現在のアンプ利得信号７９と遅延
したアンプ利得信号とを減算する加算器８３と、この加
算器８３から出力された信号の絶対値を取ることにより
受信レベル変動信号８５を出力する絶対値器８４と、Ｄ
ＦＥ等化器７４におけるフィルタ係数８０の変化量を測
定するフィルタ係数変化測定器８６と、得られたフィル
タ係数変化量８７と受信レベル変動信号８５とを重み付
けして重み付き信号８９を出力する重み付け器８８と、
ＤＦＥ等化器７４からの差分論理変換復号出力７７ａと
遅延検波復号器７６からの遅延検波復号出力７７ｂとを
重み付き信号７９を基に切り替えて出力する判定・比較
器９０とを備えているので、メインフィルタのフィルタ
係数変化量８７および受信レベル変動信号８５を監視し
ながら、自動的に差分論理変換復号出力７７ａか、また
は遅延検波復号出力７７ｂのいずれかを選択することが
でき、受信性能を向上させることができる。
差分論理変換復号出力７７ａと遅延検波復号出力７７ｂ
とを選択する選択回路７８が、アンプ利得信号７９を遅
延する遅延器８２と、現在のアンプ利得信号７９と遅延
したアンプ利得信号とを減算する加算器８３と、この加
算器８３から出力された信号の絶対値を取ることにより
受信レベル変動信号８５を出力する絶対値器８４と、Ｄ
ＦＥ等化器７４におけるフィルタ係数８０の変化量を測
定するフィルタ係数変化測定器８６と、得られたフィル
タ係数変化量８７と受信レベル変動信号８５とを重み付
けして重み付き信号８９を出力する重み付け器８８と、
ＤＦＥ等化器７４からの差分論理変換復号出力７７ａと
遅延検波復号器７６からの遅延検波復号出力７７ｂとを
重み付き信号７９を基に切り替えて出力する判定・比較
器９０とを備えているので、メインフィルタのフィルタ
係数変化量８７および受信レベル変動信号８５を監視し
ながら、自動的に差分論理変換復号出力７７ａか、また
は遅延検波復号出力７７ｂのいずれかを選択することが
でき、受信性能を向上させることができる。
【００３３】
【発明の効果】本発明は、上記実施の形態から明らかな
ように、ＤＦＥ等化器から出力された差分論理変換復号
出力と、遅延検波後に復号した遅延検波復号出力とを、
種々の選択情報を基に符号誤りが少ない方に切り替える
ようにしたので、常時遅延検波方式における特性劣化を
補償し、受信特性を向上させることができる。
ように、ＤＦＥ等化器から出力された差分論理変換復号
出力と、遅延検波後に復号した遅延検波復号出力とを、
種々の選択情報を基に符号誤りが少ない方に切り替える
ようにしたので、常時遅延検波方式における特性劣化を
補償し、受信特性を向上させることができる。
【図１】本発明の実施の形態１における受信機の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＦＦフィルタの
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１におけるＦＢフィルタの
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態１における受信機の静特性
を示す特性図
を示す特性図
【図５】本発明の実施の形態１における受信機の動特性
を示す特性図
を示す特性図
【図６】本発明の実施の形態２における選択回路の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３における受信機の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４における受信機の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態５における受信機の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態５におけるフィルタ係数
変化測定器の構成を示すブロック図
変化測定器の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態６における受信機の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図１２】従来例における受信機の構成を示すブロック
図
図
１ 入力信号 ２ ＤＦＥ等化器 ３ ＦＦフィルタ ４ ＦＢフィルタ ５ 加算器 ６ 判定器 ７ フィルタ係数更新器 ８ 差分論理変換器 ９ 遅延検波器 １０ 推定信号 １１ 正負判定器 １２ 選択回路 １３ａ 差分論理変換復号出力 １３ｂ 遅延検波復号出力 １４ 選択回路情報入力端子 １５ 選択出力信号 ３１ 入力信号 ３２ アンプ ３３ 準同期検波回路 ３４ ＤＦＥ等化器 ３５ 推定信号 ３６ 遅延検波復号器 ３７ａ 差分論理変換復号出力 ３７ｂ 遅延検波復号出力 ３８ 選択回路 ３９ アンプ利得信号 ４０ 選択出力信号 ４１ 遅延器 ４２ 加算器 ４３ 絶対値器 ４４ 受信レベル変動信号 ４５ 判定・選択器 ５１ 入力信号 ５２ ＤＦＥ等化器 ５３ 推定信号 ５４ 遅延検波復号器 ５５ａ 差分論理変換復号出力 ５５ｂ 遅延検波復号出力 ５６ フィルタ係数 ５７ フィルタ係数変化測定器 ５８ フィルタ係数変化量 ５９ 選択回路 ６０ 選択出力信号 ７１ 入力信号 ７２ アンプ ７３ 準同期検波回路 ７４ ＤＦＥ等化器 ７５ 推定信号 ７６ 遅延検波復号器 ７７ａ 差分論理変換復号出力 ７７ｂ 遅延検波復号出力 ７８ 選択回路 ７９ アンプ利得信号 ８０ フィルタ係数 ８１ 選択出力信号 ８２ 遅延器 ８３ 加算器 ８４ 絶対値器 ８５ 受信レベル変動信号 ８６ フィルタ係数変化測定器 ８７ フィルタ係数変化量 ８８ 重み付け器 ８９ 重み付き信号 ９０ 判定・選択器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上 杉 充 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 (72)発明者 鈴 木 博 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内 (72)発明者 吉 野 仁 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内
Claims (8)
- 【請求項１】 入力したベースバンド信号の伝送路特性
を補償し、復号出力を差分論理変換して出力するＤＦＥ
等化器と、この等化器からの推定信号を遅延検波する遅
延検波器と、遅延検波された信号を正負判定して復号す
る正負判定器と、前記ＤＦＥ等化器からの差分論理変換
復号出力と正負判定器からの遅延検波復号出力とを選択
情報を基に切り替えて出力する選択回路とを備えた受信
機。 - 【請求項２】選択回路が、ＤＦＥ等化器からの差分論理
変換復号出力と正負判定器からの遅延検波復号出力とを
切り替えるスイッチと、このスイッチを操作者が動作さ
せる操作ボタンとを備えた請求項１記載の受信機。 - 【請求項３】 入力した中間周波数帯受信信号の利得を
上げるアンプと、入力信号をベースバンド信号に周波数
変換する準同期検波回路と、受信ベースバンド信号に含
まれる符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換し
て出力するＤＦＥ等化器と、この等化器からの推定信号
を遅延検波して復号する遅延検波復号器と、前記ＤＦＥ
等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器か
らの遅延検波復号出力とを前記アンプからのアンプ利得
信号を基に切り替えて出力する選択回路とを備えた受信
機。 - 【請求項４】 選択回路が、アンプ利得信号を遅延する
遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延したアンプ利得
信号とを減算する加算器と、この加算器から出力された
信号の絶対値を取ることにより受信レベル変動信号を出
力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復
号出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを前
記受信レベル変動信号を基に切り替えて出力する判定・
選択器とを備えた請求項３記載の受信機。 - 【請求項５】 選択回路が、アンプ利得信号の絶対値を
取ることにより受信平均レベル信号を出力する絶対値器
と、ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検
波復号器からの遅延検波復号出力とを前記受信平均レベ
ル信号を基に切り替えて出力する判定・比較器とを備え
た請求項３記載の受信機。 - 【請求項６】 入力したベースバンド信号に含まれる符
号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換して出力す
るＤＦＥ等化器と、この等化器からの推定信号を遅延検
波して復号する遅延検波復号器と、前記ＤＦＥ等化器に
おけるフィルタ係数の変化量を測定するフィルタ係数変
化測定器と、前記ＤＦＥ等化器からの差分論理変換復号
出力と遅延検波復号器からの遅延検波復号出力とを前記
フィルタ係数変化量を基に切り替えて出力する選択回路
とを備えた受信機。 - 【請求項７】 入力した中間周波数帯受信信号の利得を
上げるアンプと、入力信号をベースバンド信号に周波数
変換する準同期検波回路と、受信ベースバンド信号に含
まれる符号間干渉を補償し、復号出力を差分論理変換し
て出力するＤＦＥ等化器と、この等化器からの推定信号
を遅延検波して復号する遅延検波復号器と、前記ＤＦＥ
等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器か
らの遅延検波復号出力とを前記アンプからのアンプ利得
信号に基づく受信レベル変動量および前記ＤＦＥ等化器
におけるフィルタ係数の変化量を基に切り替えて出力す
る選択回路とを備えた受信機。 - 【請求項８】 選択回路が、アンプ利得信号を遅延する
遅延器と、現在のアンプ利得信号と遅延したアンプ利得
信号とを減算する加算器と、この加算器から出力された
信号の絶対値を取ることにより受信レベル変動信号を出
力する絶対値器と、ＤＦＥ等化器におけるフィルタ係数
の変化量を測定するフィルタ係数変化測定器と、得られ
たフィルタ係数変化量と受信レベル変動信号とを重み付
けして重み付き信号を出力する重み付け器と、前記ＤＦ
Ｅ等化器からの差分論理変換復号出力と遅延検波復号器
からの遅延検波復号出力とを前記重み付き信号を基に切
り替えて出力する判定・選択器とを備えた請求項７記載
の受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8096600A JPH09284353A (ja) | 1996-04-18 | 1996-04-18 | 受信機 |
| US08/822,834 US6032029A (en) | 1996-04-18 | 1997-03-24 | Receiver selecting either a first demodulated signal or a second demodulated signal in accordance with characteristics of a received signal |
| DE69714126T DE69714126T2 (de) | 1996-04-18 | 1997-04-03 | Empfänger für mobile Kommunikationssysteme mit Entzerrung und differenzieller Erfassung |
| EP97105566A EP0802657B1 (en) | 1996-04-18 | 1997-04-03 | Receiver for mobile communications systems with equalisation and differential detection |
| KR1019970013549A KR100309688B1 (ko) | 1996-04-18 | 1997-04-12 | 수신기 |
| CN97110547A CN1084566C (zh) | 1996-04-18 | 1997-04-17 | 接收机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8096600A JPH09284353A (ja) | 1996-04-18 | 1996-04-18 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09284353A true JPH09284353A (ja) | 1997-10-31 |
Family
ID=14169378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8096600A Pending JPH09284353A (ja) | 1996-04-18 | 1996-04-18 | 受信機 |
Country Status (6)
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| EP (1) | EP0802657B1 (ja) |
| JP (1) | JPH09284353A (ja) |
| KR (1) | KR100309688B1 (ja) |
| CN (1) | CN1084566C (ja) |
| DE (1) | DE69714126T2 (ja) |
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| US6580930B1 (en) | 1999-04-15 | 2003-06-17 | Ericsson, Inc. | Signal detector selector and method for selecting a detector |
| US6449302B2 (en) | 2000-04-19 | 2002-09-10 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for peak power reduction in spread spectrum communications systems |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040113 |