JPH09271167A - 同期整流回路 - Google Patents
同期整流回路Info
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- JPH09271167A JPH09271167A JP8075778A JP7577896A JPH09271167A JP H09271167 A JPH09271167 A JP H09271167A JP 8075778 A JP8075778 A JP 8075778A JP 7577896 A JP7577896 A JP 7577896A JP H09271167 A JPH09271167 A JP H09271167A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 31
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 46
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 11
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 9
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000005279 excitation period Effects 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000007983 Tris buffer Substances 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】自励式リンギングチョークコンバータにおい
て、整流部の整流損失を低減し、主スイッチの零電圧ス
イッチングを達成する。 【解決手段】自励式リンギングチョークコンバータにお
いて、主トランスＴ1 の二次巻線Ｎ2 をＭＯＳＦＥＴか
らなる同期整流器Ｑ2 を介して平滑コンデンサＣ 1 と負
荷Ｒ0 に接続するとともに、主トランスＴ1 の二次側に
設けられた駆動用巻線ＮG の発生電圧によって同期整流
器Ｑ2 を駆動するように接続し、駆動用巻線ＮG による
同期整流器Ｑ2 のオフ時の駆動の遅れ時間における平滑
コンデンサＣ1 の充電電圧からの主トランスＴ1 の逆励
磁によって生じる主スイッチＱ1 の逆方向電流に基づい
て主スイッチＱ1 のターンオン時の零電圧スイッチング
を達成する。
て、整流部の整流損失を低減し、主スイッチの零電圧ス
イッチングを達成する。 【解決手段】自励式リンギングチョークコンバータにお
いて、主トランスＴ1 の二次巻線Ｎ2 をＭＯＳＦＥＴか
らなる同期整流器Ｑ2 を介して平滑コンデンサＣ 1 と負
荷Ｒ0 に接続するとともに、主トランスＴ1 の二次側に
設けられた駆動用巻線ＮG の発生電圧によって同期整流
器Ｑ2 を駆動するように接続し、駆動用巻線ＮG による
同期整流器Ｑ2 のオフ時の駆動の遅れ時間における平滑
コンデンサＣ1 の充電電圧からの主トランスＴ1 の逆励
磁によって生じる主スイッチＱ1 の逆方向電流に基づい
て主スイッチＱ1 のターンオン時の零電圧スイッチング
を達成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自励式リンギング
チョークコンバータに関し、特に整流部に同期整流素子
を使用し、二次側の駆動巻線出力によってこの整流素子
を制御するようにした、同期整流回路に関するものであ
る。
チョークコンバータに関し、特に整流部に同期整流素子
を使用し、二次側の駆動巻線出力によってこの整流素子
を制御するようにした、同期整流回路に関するものであ
る。
【０００２】自励式のリンギングチョークコンバータ
は、外部からスイッチングの制御を行うことなく、主ト
ランスに設けられたベース巻線出力によって、主スイッ
チを制御することによって、自励発振しながら電圧変換
動作を行うものである。
は、外部からスイッチングの制御を行うことなく、主ト
ランスに設けられたベース巻線出力によって、主スイッ
チを制御することによって、自励発振しながら電圧変換
動作を行うものである。
【０００３】このような自励式リンギングチョークコン
バータにおいては、効率向上のため、整流損失を低減す
るとともに、主スイッチのターンオン時の零電圧スイッ
チングを実現できることが要求されている。
バータにおいては、効率向上のため、整流損失を低減す
るとともに、主スイッチのターンオン時の零電圧スイッ
チングを実現できることが要求されている。
【０００４】
【従来の技術】図５は、従来回路の構成を示したもので
あって、図中、Ｔ1 は主トランスを示し、Ｎ1 は一次巻
線、Ｎ2 は二次巻線、ＮB はベース巻線である。Ｑ1 は
ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチ、Ｄ1 はショットキー
バリアダイオードからなる整流素子、Ｃ1 は平滑コンデ
ンサ、Ｒ0 は負荷、Ｅinは入力電源を示している。ＳＯ
ＳＣは、自励発振部であって、自励式リンギングチョー
クコンバータにおいて、自励発振動作を行わせるために
必要な機能を有している。
あって、図中、Ｔ1 は主トランスを示し、Ｎ1 は一次巻
線、Ｎ2 は二次巻線、ＮB はベース巻線である。Ｑ1 は
ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチ、Ｄ1 はショットキー
バリアダイオードからなる整流素子、Ｃ1 は平滑コンデ
ンサ、Ｒ0 は負荷、Ｅinは入力電源を示している。ＳＯ
ＳＣは、自励発振部であって、自励式リンギングチョー
クコンバータにおいて、自励発振動作を行わせるために
必要な機能を有している。
【０００５】主スイッチＱ1 のオン時、入力電源Ｅinか
ら主トランスＴ1 の一次巻線Ｎ1 に一次電流ＩQ1が流れ
て、主トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられる。主スイ
ッチＱ1 のオフ時、主トランスＴ1 に蓄えられたエネル
ギーによって二次巻線Ｎ2 に発生した電圧ＶT1 2 を整流
素子Ｄ1 によって整流し、平滑コンデンサＣ1 によって
平滑して、負荷Ｒ0 に直流電圧Ｖ0 を発生する。
ら主トランスＴ1 の一次巻線Ｎ1 に一次電流ＩQ1が流れ
て、主トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられる。主スイ
ッチＱ1 のオフ時、主トランスＴ1 に蓄えられたエネル
ギーによって二次巻線Ｎ2 に発生した電圧ＶT1 2 を整流
素子Ｄ1 によって整流し、平滑コンデンサＣ1 によって
平滑して、負荷Ｒ0 に直流電圧Ｖ0 を発生する。
【０００６】この際、自励発振部ＳＯＳＣは、主スイッ
チＱ1 にバイアスを付与するとともに、ベース巻線ＮB
の発生電圧に基づいて、主スイッチＱ1 のターンオフを
制御することによって、リンギングチョークコンバータ
の自励発振動作を行わせ、さらに、電源投入時、自励発
振を起動する作用を行う。
チＱ1 にバイアスを付与するとともに、ベース巻線ＮB
の発生電圧に基づいて、主スイッチＱ1 のターンオフを
制御することによって、リンギングチョークコンバータ
の自励発振動作を行わせ、さらに、電源投入時、自励発
振を起動する作用を行う。
【０００７】図６は、従来回路の動作を示すタイミング
チャートであって、ＶQ1は主スイッチＱ1 の電圧、ＩQ1
は主スイッチＱ1 の電流、ＶT1 2 は二次巻線Ｎ2 の電
圧、Ｉ R は整流素子Ｄ1 の電流である。なお、図中、Ｇ
はグランド電位を示す。
チャートであって、ＶQ1は主スイッチＱ1 の電圧、ＩQ1
は主スイッチＱ1 の電流、ＶT1 2 は二次巻線Ｎ2 の電
圧、Ｉ R は整流素子Ｄ1 の電流である。なお、図中、Ｇ
はグランド電位を示す。
【０００８】図６において、主スイッチＱ1 の電圧ＶQ1
は、主スイッチＱ1 のオフに対応して、電源電圧Ｅinと
一次巻線Ｎ1 の逆電圧の和となり、主スイッチＱ1 のオ
ン時、零電圧となる。主スイッチＱ1 の電流ＩQ1は、主
スイッチＱ1 のオンに対応して流れて、これによって主
トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられるが、ターンオン
時、主スイッチＱ1 の電圧が零になっていないため、こ
の電圧に対応するＦＥＴの出力容量の充電電圧を短絡す
ることによる、大きなサージ電流を生じる。
は、主スイッチＱ1 のオフに対応して、電源電圧Ｅinと
一次巻線Ｎ1 の逆電圧の和となり、主スイッチＱ1 のオ
ン時、零電圧となる。主スイッチＱ1 の電流ＩQ1は、主
スイッチＱ1 のオンに対応して流れて、これによって主
トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられるが、ターンオン
時、主スイッチＱ1 の電圧が零になっていないため、こ
の電圧に対応するＦＥＴの出力容量の充電電圧を短絡す
ることによる、大きなサージ電流を生じる。
【０００９】一方、主トランスＴ1 の二次側では、主ス
イッチＱ1 のオン時、主トランスＴ 1 に蓄えられたエネ
ルギーによって、主スイッチＱ1 のオフ時、整流素子Ｄ
1 を経て電流ＩR が流れて、二次巻線Ｎ2 に電圧ＶT1 2
を生じる。
イッチＱ1 のオン時、主トランスＴ 1 に蓄えられたエネ
ルギーによって、主スイッチＱ1 のオフ時、整流素子Ｄ
1 を経て電流ＩR が流れて、二次巻線Ｎ2 に電圧ＶT1 2
を生じる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来のリンギングチョ
ークコンバータにおいては、二次側の整流素子として、
順方向電圧降下の少ない、ショットキーバリアダイオー
ドを使用することによって、整流損失の低減を図ってい
る。
ークコンバータにおいては、二次側の整流素子として、
順方向電圧降下の少ない、ショットキーバリアダイオー
ドを使用することによって、整流損失の低減を図ってい
る。
【００１１】しかしながら、ショットキーバリアダイオ
ードの場合でも、順方向電圧降下の低減には限界があ
る。ショットキーバリアダイオードは、半導体と金属と
の接合によって整流作用を行っており、金属の種類によ
って順方向電圧降下をある程度まで低減することが可能
であるが、これによって例えば逆方向の漏洩電流が増加
するため総合損失が増加する。従って、整流素子の順方
向電圧降下は、ある程度以下に低減することはできず、
これによるコンバータの変換効率の向上には限度があ
る。
ードの場合でも、順方向電圧降下の低減には限界があ
る。ショットキーバリアダイオードは、半導体と金属と
の接合によって整流作用を行っており、金属の種類によ
って順方向電圧降下をある程度まで低減することが可能
であるが、これによって例えば逆方向の漏洩電流が増加
するため総合損失が増加する。従って、整流素子の順方
向電圧降下は、ある程度以下に低減することはできず、
これによるコンバータの変換効率の向上には限度があ
る。
【００１２】また、従来のリンギングチョークコンバー
タにおいては、主スイッチのターンオン時、主スイッチ
電圧ＶQ1が０になる前に、ＦＥＴの出力容量の充電電圧
の短絡に基づく大きな電流が流れて、電流，電圧の乗算
による、ターンオン損失が発生する。
タにおいては、主スイッチのターンオン時、主スイッチ
電圧ＶQ1が０になる前に、ＦＥＴの出力容量の充電電圧
の短絡に基づく大きな電流が流れて、電流，電圧の乗算
による、ターンオン損失が発生する。
【００１３】これらの原因から、従来の自励式リンギン
グチョークコンバータにおいては、その効率を十分高く
することができないという問題があった。本発明は、こ
のような従来技術の課題を解決しようとするものであっ
て、自励式のリンギングチョークコンバータにおいて、
整流素子の順方向電圧降下を低減できるとともに、零電
圧スイッチングを可能にすることによって、変換効率を
向上することが可能な、同期整流回路を提供することを
目的としている。
グチョークコンバータにおいては、その効率を十分高く
することができないという問題があった。本発明は、こ
のような従来技術の課題を解決しようとするものであっ
て、自励式のリンギングチョークコンバータにおいて、
整流素子の順方向電圧降下を低減できるとともに、零電
圧スイッチングを可能にすることによって、変換効率を
向上することが可能な、同期整流回路を提供することを
目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】整流素子としてショット
キーバリアダイオードを用いた場合、整流損失を大幅に
減少させることは困難である。これに対して、ＭＯＳＦ
ＥＴを整流素子として、同期整流方式を適用すれば、同
期整流素子のオン抵抗と整流素子に流れる電流の積によ
って順方向電圧降下が定まるため、オン抵抗の小さい整
流素子を使用することによって、順方向電圧降下が小さ
いとともに、その電圧値に閾値を有しない整流方式を実
現することができる。
キーバリアダイオードを用いた場合、整流損失を大幅に
減少させることは困難である。これに対して、ＭＯＳＦ
ＥＴを整流素子として、同期整流方式を適用すれば、同
期整流素子のオン抵抗と整流素子に流れる電流の積によ
って順方向電圧降下が定まるため、オン抵抗の小さい整
流素子を使用することによって、順方向電圧降下が小さ
いとともに、その電圧値に閾値を有しない整流方式を実
現することができる。
【００１５】また、同期整流素子のターンオンに遅れを
持たせることによって、この期間に主トランスを平滑コ
ンデンサから逆励磁し、主スイッチのターンオン時に、
この逆励磁に基づいて主スイッチの電流を負の値から立
ち上がらせるとともに、主スイッチの電圧を零にするこ
とによって、主スイッチのターンオン時の零電圧スイッ
チングを達成することができる。
持たせることによって、この期間に主トランスを平滑コ
ンデンサから逆励磁し、主スイッチのターンオン時に、
この逆励磁に基づいて主スイッチの電流を負の値から立
ち上がらせるとともに、主スイッチの電圧を零にするこ
とによって、主スイッチのターンオン時の零電圧スイッ
チングを達成することができる。
【００１６】このように本発明によれば、自励式のリン
ギンギチョークコンバータにおいて、整流損失の低減と
主スイッチのターンオン時の零電圧スイッチングとを実
現することができるので、主スイッチの損失を低減し
て、自励式のリンギンギチョークコンバータにおける、
変換効率を大幅に向上することが可能となる。
ギンギチョークコンバータにおいて、整流損失の低減と
主スイッチのターンオン時の零電圧スイッチングとを実
現することができるので、主スイッチの損失を低減し
て、自励式のリンギンギチョークコンバータにおける、
変換効率を大幅に向上することが可能となる。
【００１７】以下、本発明の課題を解決するための具体
的手段を掲げる。
的手段を掲げる。
【００１８】(1) 主トランスＴ1 の一次巻線Ｎ1 を主ス
イッチＱ1 を介して電源Ｅinに接続するとともに、主ト
ランスＴ1 に設けられたベース巻線ＮB から自励発振部
ＳＯＳＣを介して主スイッチＱ1 を駆動して自励発振を
行わせ、主トランスＴ1 の二次巻線Ｎ2 に発生した電圧
を整流し平滑して直流出力を取り出すようにした自励式
リンギングチョークコンバータにおいて、主トランスＴ
1 の二次巻線Ｎ2 をＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器Ｑ
2 を介して平滑コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 に接続すると
ともに、主トランスＴ1 の二次側に設けられた駆動用巻
線ＮG の発生電圧によって同期整流器Ｑ2 を駆動するよ
うに接続し、駆動用巻線ＮG による同期整流器Ｑ2 のオ
フ時の駆動の遅れ時間における平滑コンデンサＣ1 の充
電電圧からの主トランスＴ1 の逆励磁によって生じる主
スイッチＱ1 の逆方向電流に基づいて主スイッチＱ1 の
ターンオン時の零電圧スイッチングを達成する。
イッチＱ1 を介して電源Ｅinに接続するとともに、主ト
ランスＴ1 に設けられたベース巻線ＮB から自励発振部
ＳＯＳＣを介して主スイッチＱ1 を駆動して自励発振を
行わせ、主トランスＴ1 の二次巻線Ｎ2 に発生した電圧
を整流し平滑して直流出力を取り出すようにした自励式
リンギングチョークコンバータにおいて、主トランスＴ
1 の二次巻線Ｎ2 をＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器Ｑ
2 を介して平滑コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 に接続すると
ともに、主トランスＴ1 の二次側に設けられた駆動用巻
線ＮG の発生電圧によって同期整流器Ｑ2 を駆動するよ
うに接続し、駆動用巻線ＮG による同期整流器Ｑ2 のオ
フ時の駆動の遅れ時間における平滑コンデンサＣ1 の充
電電圧からの主トランスＴ1 の逆励磁によって生じる主
スイッチＱ1 の逆方向電流に基づいて主スイッチＱ1 の
ターンオン時の零電圧スイッチングを達成する。
【００１９】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施形態を示
す回路図であって、図５の場合と同じものを同じ記号で
示し、Ｑ2 は二次巻線出力に設けられた、ＭＯＳＦＥＴ
からなる同期整流器、ＮG は主トランスＴ1 の二次側に
設けられた駆動用巻線である。
す回路図であって、図５の場合と同じものを同じ記号で
示し、Ｑ2 は二次巻線出力に設けられた、ＭＯＳＦＥＴ
からなる同期整流器、ＮG は主トランスＴ1 の二次側に
設けられた駆動用巻線である。
【００２０】図５に示された従来回路の場合と比較し
て、本発明回路では、主トランスＴ1の二次側におい
て、ショットキーバリアダイオードからなる整流素子Ｄ
1 に代えて、ＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器Ｑ2 が用
いられている。また、主トランスＴ1 の二次側に、駆動
用巻線ＮG を設けて、その発生電圧によって同期整流器
Ｑ 2 を駆動することによって、同期整流回路を構成して
いる。駆動用巻線ＮG には、主スイッチＱ1 がオフのと
き、同期整流器Ｑ2 を駆動する向きに電圧が発生して、
同期整流器Ｑ2 をオンにする。
て、本発明回路では、主トランスＴ1の二次側におい
て、ショットキーバリアダイオードからなる整流素子Ｄ
1 に代えて、ＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器Ｑ2 が用
いられている。また、主トランスＴ1 の二次側に、駆動
用巻線ＮG を設けて、その発生電圧によって同期整流器
Ｑ 2 を駆動することによって、同期整流回路を構成して
いる。駆動用巻線ＮG には、主スイッチＱ1 がオフのと
き、同期整流器Ｑ2 を駆動する向きに電圧が発生して、
同期整流器Ｑ2 をオンにする。
【００２１】このように、本発明回路においては、整流
素子としてＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器を使用して
いるので、従来のショットキーバリアダイオードの場合
と比較して、順方向電圧降下に閾値を有しないとともに
オン抵抗が小さいので、整流損失を低減することができ
る。
素子としてＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器を使用して
いるので、従来のショットキーバリアダイオードの場合
と比較して、順方向電圧降下に閾値を有しないとともに
オン抵抗が小さいので、整流損失を低減することができ
る。
【００２２】また本発明回路においては、主スイッチの
零電圧スイッチングを実現することができる。
零電圧スイッチングを実現することができる。
【００２３】図２は、本発明回路の動作を示すタイミン
グチャートであって、図６の場合と同じものを同じ記号
によって示している。
グチャートであって、図６の場合と同じものを同じ記号
によって示している。
【００２４】図２において、主スイッチＱ1 の電圧ＶQ1
は、主スイッチＱ1 のオフに対応して、電源電圧Ｅinと
一次巻線Ｎ1 の逆電圧の和となり、主スイッチＱ1 のオ
ン時、零電圧となる。主スイッチＱ1 の電流ＩQ1は、主
スイッチＱ1 のオンに対応して流れて、これによって主
トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられる。
は、主スイッチＱ1 のオフに対応して、電源電圧Ｅinと
一次巻線Ｎ1 の逆電圧の和となり、主スイッチＱ1 のオ
ン時、零電圧となる。主スイッチＱ1 の電流ＩQ1は、主
スイッチＱ1 のオンに対応して流れて、これによって主
トランスＴ1 にエネルギーが蓄えられる。
【００２５】一方、同期整流器Ｑ2 は駆動用巻線ＮG の
電圧に応じて、主スイッチＱ1 と逆のタイミングでオン
またはオフとなる。主スイッチＱ1 のオン時、主トラン
スＴ 1 に蓄えられたエネルギーによって、主スイッチＱ
1 のオフ時、同期整流器Ｑ2を経て電流ＩR が流れる
が、主トランスＴ1 に蓄えられたエネルギーがなくなる
と、ある時点から、平滑コンデンサＣ1 の充電電圧によ
って、二次巻線Ｎ2 と同期整流器Ｑ2 を経て逆方向に電
流が流れて、主トランスＴ1 を逆励磁する。この場合の
主トランスＴ1 の逆励磁の期間ｔR は、駆動用巻線ＮG
の発生電圧（巻数）に応じて定まり、巻数が多いほど長
くなる。
電圧に応じて、主スイッチＱ1 と逆のタイミングでオン
またはオフとなる。主スイッチＱ1 のオン時、主トラン
スＴ 1 に蓄えられたエネルギーによって、主スイッチＱ
1 のオフ時、同期整流器Ｑ2を経て電流ＩR が流れる
が、主トランスＴ1 に蓄えられたエネルギーがなくなる
と、ある時点から、平滑コンデンサＣ1 の充電電圧によ
って、二次巻線Ｎ2 と同期整流器Ｑ2 を経て逆方向に電
流が流れて、主トランスＴ1 を逆励磁する。この場合の
主トランスＴ1 の逆励磁の期間ｔR は、駆動用巻線ＮG
の発生電圧（巻数）に応じて定まり、巻数が多いほど長
くなる。
【００２６】その後、同期整流器Ｑ2 がオフし、主スイ
ッチＱ1 がオンしようとすると、主トランスＴ1 の逆励
磁のエネルギーによって、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1は、ＦＥＴの内蔵ダイオードを介して負の値から流れ
始める。これによって、主スイッチＱ1 にかかる電圧Ｖ
Q1は、主として、主トランスＴ1 の一次側インダクタン
スと主スイッチＱ1 のドレイン−ソース間容量とに基づ
く共振現象によって急激に零電圧となる。これによっ
て、主スイッチＱ1 のターンオン時の零電圧スイッチン
グが達成される。
ッチＱ1 がオンしようとすると、主トランスＴ1 の逆励
磁のエネルギーによって、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1は、ＦＥＴの内蔵ダイオードを介して負の値から流れ
始める。これによって、主スイッチＱ1 にかかる電圧Ｖ
Q1は、主として、主トランスＴ1 の一次側インダクタン
スと主スイッチＱ1 のドレイン−ソース間容量とに基づ
く共振現象によって急激に零電圧となる。これによっ
て、主スイッチＱ1 のターンオン時の零電圧スイッチン
グが達成される。
【００２７】また、一般にリンギングチョークコンバー
タでは、軽負荷時等に、主トランスＴ1 の一次側に蓄え
るべきエネルギーが少なくなった状態でも、自励発振の
動作上、主スイッチＱ1 の電流のパルス幅が狭くなるこ
とができない。そのため、過励磁の状態となって、定常
的な自励発振が間欠的に起こる間欠動作状態となり、動
作が不安定になる。
タでは、軽負荷時等に、主トランスＴ1 の一次側に蓄え
るべきエネルギーが少なくなった状態でも、自励発振の
動作上、主スイッチＱ1 の電流のパルス幅が狭くなるこ
とができない。そのため、過励磁の状態となって、定常
的な自励発振が間欠的に起こる間欠動作状態となり、動
作が不安定になる。
【００２８】しかしながら、本発明の回路では、主トラ
ンスＴ1 の逆励磁の期間があるため、主スイッチＱ1 の
オン期間がみかけ上広くなるので、パルス幅が狭くなっ
た場合でも、間欠動作を起こさなくなり、安定に動作す
ることができる。
ンスＴ1 の逆励磁の期間があるため、主スイッチＱ1 の
オン期間がみかけ上広くなるので、パルス幅が狭くなっ
た場合でも、間欠動作を起こさなくなり、安定に動作す
ることができる。
【００２９】図３は、本発明回路における動作例(1),
(2) を示したものであり、図４は本発明回路における動
作例(3),(4) を示したものである。動作例(1),(2),(3),
(4) は、それぞれ駆動用巻線ＮG の巻数３，４，4.5 ，
５の場合を示している。なおこのときの一次巻線Ｎ1 の
巻数は９、二次巻線Ｎ2 の巻数は６、ベース巻線ＮB の
巻数は１０である。なお、同期整流器Ｑ2 のゲート抵抗
は０としている。また図中、１目盛り間の時間は２μｓ
である。
(2) を示したものであり、図４は本発明回路における動
作例(3),(4) を示したものである。動作例(1),(2),(3),
(4) は、それぞれ駆動用巻線ＮG の巻数３，４，4.5 ，
５の場合を示している。なおこのときの一次巻線Ｎ1 の
巻数は９、二次巻線Ｎ2 の巻数は６、ベース巻線ＮB の
巻数は１０である。なお、同期整流器Ｑ2 のゲート抵抗
は０としている。また図中、１目盛り間の時間は２μｓ
である。
【００３０】動作例(1),(2) の場合は、駆動用巻線ＮG
の巻数が少なく、発生電圧が過少なので、主トランスの
逆励磁が少なく、従って、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1は、負の値から立ち上がることができない。また主ス
イッチＱ1 の電圧ＶQ1は、零電圧に急激に立ち下がるこ
とができない。従って、この状態では、零電圧スイッチ
ングは達成されていない。
の巻数が少なく、発生電圧が過少なので、主トランスの
逆励磁が少なく、従って、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1は、負の値から立ち上がることができない。また主ス
イッチＱ1 の電圧ＶQ1は、零電圧に急激に立ち下がるこ
とができない。従って、この状態では、零電圧スイッチ
ングは達成されていない。
【００３１】動作例(3) の場合は、駆動用巻線ＮG の巻
数が適当なので、主トランスの逆励磁が適当な値とな
り、従って、主スイッチＱ1 の電流ＩQ1が、負の値から
立ち上がるとともに、主スイッチＱ1 の電圧ＶQ1は、零
電圧に急激に立ち下がっている。従って、この状態で
は、零電圧スイッチングが達成されている。
数が適当なので、主トランスの逆励磁が適当な値とな
り、従って、主スイッチＱ1 の電流ＩQ1が、負の値から
立ち上がるとともに、主スイッチＱ1 の電圧ＶQ1は、零
電圧に急激に立ち下がっている。従って、この状態で
は、零電圧スイッチングが達成されている。
【００３２】一方、動作例(4) の場合は、駆動用巻線Ｎ
G の巻数が多く、発生電圧が過大なので、主トランスの
逆励磁が多すぎる。そのため、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1が、負の値となる期間が長い。この場合、主スイッチ
Ｑ1 の電圧ＶQ1は、零電圧に急激に立ち下がるので、零
電圧スイッチングは達成されるが、主スイッチＱ1 の電
流ＩQ1が負の値となる期間は、主トランスの二次側にエ
ネルギーが伝送されないため、変換効率が低下する。
G の巻数が多く、発生電圧が過大なので、主トランスの
逆励磁が多すぎる。そのため、主スイッチＱ1 の電流Ｉ
Q1が、負の値となる期間が長い。この場合、主スイッチ
Ｑ1 の電圧ＶQ1は、零電圧に急激に立ち下がるので、零
電圧スイッチングは達成されるが、主スイッチＱ1 の電
流ＩQ1が負の値となる期間は、主トランスの二次側にエ
ネルギーが伝送されないため、変換効率が低下する。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、自
励式リンギングチョークコンバータにおいて、整流素子
として、ＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器を用い、主ト
ランス二次側に設けた駆動用巻線から適当な駆動電圧を
与えて同期整流を行わせるようにしたので、整流部の整
流損失を低減するとともに、主スイッチのターンオン時
の零電圧スイッチングを達成することができ、従って、
スイッチング損失を低減して、コンバータの電力変換効
率を向上することができるだけでなく、さらに軽負荷時
の安定動作をも達成することができる。
励式リンギングチョークコンバータにおいて、整流素子
として、ＭＯＳＦＥＴからなる同期整流器を用い、主ト
ランス二次側に設けた駆動用巻線から適当な駆動電圧を
与えて同期整流を行わせるようにしたので、整流部の整
流損失を低減するとともに、主スイッチのターンオン時
の零電圧スイッチングを達成することができ、従って、
スイッチング損失を低減して、コンバータの電力変換効
率を向上することができるだけでなく、さらに軽負荷時
の安定動作をも達成することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明回路の動作を示すタイミングチャートで
ある。
ある。
【図３】本発明回路における動作例(1),(2) を示す図で
ある。
ある。
【図４】本発明回路における動作例(3),(4) を示す図で
ある。
ある。
【図５】従来回路の構成を示す図である。
【図６】従来回路の動作を示すタイミングチャートであ
る。
る。
Ｔ1 主トランス Ｎ1 一次巻線 Ｎ2 二次巻線 ＮB ベース巻線 ＮG 駆動用巻線 Ｑ1 主スイッチ Ｑ2 同期整流器 ＳＯＳＣ 自励発振部 Ｃ1 平滑コンデンサ Ｒ0 負荷
Claims (1)
- 【請求項１】 主トランスの一次巻線を主スイッチを介
して電源に接続するとともに、該主トランスに設けられ
たベース巻線から自励発振部を介して前記主スイッチを
駆動して自励発振を行わせ、該主トランスの二次巻線に
発生した電圧を整流し平滑して直流出力を取り出すよう
にした自励式リンギングチョークコンバータにおいて、 前記主トランスの二次巻線をＭＯＳＦＥＴからなる同期
整流器を介して平滑コンデンサと負荷に接続するととも
に、該主トランスの二次側に設けられた駆動用巻線の発
生電圧によって該同期整流器を駆動するように接続し、 前記駆動用巻線による同期整流器のオフ時の駆動の遅れ
時間における前記平滑コンデンサの充電電圧からの主ト
ランスの逆励磁によって生じる主スイッチの逆方向電流
に基づいて主スイッチのターンオン時の零電圧スイッチ
ングを達成することを特徴とする同期整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8075778A JPH09271167A (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 同期整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8075778A JPH09271167A (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 同期整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09271167A true JPH09271167A (ja) | 1997-10-14 |
Family
ID=13586024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8075778A Pending JPH09271167A (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 同期整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09271167A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6366480B2 (en) | 2000-03-03 | 2002-04-02 | Murata Manufacturing Co. | Switching power supply apparatus |
| JP2002159175A (ja) * | 2000-09-06 | 2002-05-31 | Densei Lambda Kk | フライバックコンバータ |
| KR100366787B1 (ko) * | 2000-07-04 | 2003-01-09 | 하이퍼정보통신 주식회사 | 저리플 영전압 스위칭 컨버터 |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP8075778A patent/JPH09271167A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6366480B2 (en) | 2000-03-03 | 2002-04-02 | Murata Manufacturing Co. | Switching power supply apparatus |
| KR100366787B1 (ko) * | 2000-07-04 | 2003-01-09 | 하이퍼정보통신 주식회사 | 저리플 영전압 스위칭 컨버터 |
| JP2002159175A (ja) * | 2000-09-06 | 2002-05-31 | Densei Lambda Kk | フライバックコンバータ |
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