JPH09270827A - デジタル直交変調信号のパラメータ測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 何れの変調形式の変調信号に対しても周波数
誤差Ω、キャリア位相φ、シンボルタイミングτを測定
可能にする。 【構成】 デジタル信号とされた入力直交変調信号を複
素ベースバンド信号に変換部７で変換し、その信号を粗
信号補正部５１で、あらくパラメータを推定し、その推
定値で複素ベースバンド信号を補正し、その補正信号の
データ検出を用い、その検出データで送信信号と対応す
る参照信号を生成部５２で生成し、この参照信号と前記
補正信号とを用いて、精パラメータ推定部２３でパラメ
ータを推定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】現在、無線通信のデジタル化が本
格化している。米国、日本、ヨーロッパでは、それぞれ
の地域ごとにＴＤＭＡ方式によるデジタルセルラシステ
ムが実用化されており、システムごとに標準となる規格
が作成されている。規格には、システムで使用される送
信器の最低限の性能、あるいは、その評価方法などが含
まれる。一方、ＣＤＭＡ方式によるデジタルセルラシス
テムも、ＱＵＡＬＣＯＭＭ社を軸にＴＩＡ／ＥＩＡのサ
ブコミッティー（ＴＲ４５．５）にて規格化が進んでお
り、送受信器の性能評価に関する規格がＩＳ−９８およ
びＩＳ−９７である。この発明は、ＩＳ−９８およびＩ
Ｓ−９７中に定義されている“波形品質測定”や、ＰＳ
Ｋ，ＦＳＫ：ＱＡＭなどのデジタル直交変調信号の波形
品質測定などに必要とするパラメータを測定する装置に
係わり、特に測定対象となるＲＦ（高周波）送信信号
を、たとえば、スペクトラムアナライザなどを用いてダ
ウンコンバートし、その後、適切なサンプリングレート
でサンプリングし、さらに適切なビット数のＡ／Ｄ変換
器を用いて、量子化変換行ったデジタルデータに対して
デジタル信号処理を行って搬送波周波数誤差、搬送波位
相、クロック（シンボル）位相（タイミング）などのパ
ラメータを測定する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】すでに、ＮＡＤＣなどのＴＤＭＡ方式の
デジタルセルラシステムに対する変調精度測定システム
が開発され、例えば米国特許第５，１８７，７１９号
（１９９３年２月１６日発行）に示されている。これら
は、一般的に図１４に示されるような装置構成になって
いる。入力端子ｔ₁ よりの測定対象となるＲＦ（高周
波）信号は局部発振器１の局部信号により、周波数変換
器２で定められた周波数のＩＦ（中間周波数）測定信号
に変換され、さらに、測定対象帯域以外の周波数成分を
除去するためにアナログ低域通過フィルタ３にとおされ
る。このフィルタ出力は、Ａ／Ｄ変換器４において、サ
ンプリングおよび量子化変換によりデジタルデータとさ
れてバッファメモリ５に蓄えられる。このバッファメモ
リ５に蓄えられたＩＦ信号をデジタル信号処理部６によ
って処理して最終的な測定量が得られる。

【０００３】デジタル信号処理部６では図１５に示すよ
うに図１４中のバッファメモリ５に蓄えられたＩＦ測定
信号がベースバンド信号変換部７により、周波数ゼロ近
傍にスペクトルを持つベースバンド測定信号に変換さ
れ、そのベースバンド信号補正部８で、測定項目を計算
するのに適切な信号に変換される。また、信号補正部８
では、測定項目を計算するのに必要な参照信号も生成す
る。最後に、測定項目計算部９において与えられた測定
項目が例えば前記米国特許明細書で述べられているよう
な信号処理アルゴリズムにより処理される。

【０００４】この信号処理は図１６に示すように、端子
１０よりの入力となるＩＦ測定信号は、ベースバンド信
号変換部７に供給される前にクロック位相推定部７１に
分岐入力されてクロック（シンボル同期）位相が推定さ
れ、この推定位相にもとずき入力ＩＦ信号がリサンプラ
７２で、補間演算を用いてサンプリングし直される。そ
のリサンプル出力が、ベースバンド信号変換部７により
ベースバンド測定信号に変換される。ベースバンド信号
変換部以降、測定項目計算部７９に入力されるまでの部
分が、図１５の信号補正部８に対応している。

【０００５】この信号補正処理はまずデータ検出部７３
で入力されたベースバンド測定信号から送信データの復
調がおこなわれる。このとき、クロック位相、つまりシ
ンボル同期位相がクロック位相推定部７１より供給され
る。ここでの送信データの検出はいわゆる遅延検波に対
応するものであり、周波数誤差や位相誤差を含んでいて
も可能なものである。ベースバンド信号変換部７からの
出力信号は、その以前における周波数誤差や位相誤差を
含んでいるからである。データ検出部７３の出力である
復調データは、時間基準抽出部７４において、ＴＤＭＡ
バースト内の時間位置を特定するために用いられる。つ
まり、あらかじめ決められたデータパターン（シンクワ
ード：同期語）が１バースト内の特定の時間位置で送出
されるので、このシンクワードを検出することにより時
間位置が特定される。復調データはさらに、参照信号生
成部７６に供給され、参照信号が作成される。一方で
は、信号補正部７５においてベースバンド測定信号の補
正がおこなわれる。信号補正部７５では、ベースバンド
測定信号と参照信号生成部７６からの参照信号とを用い
て、以下の処理を行う。

【０００６】１．ベースバンド測定信号に含まれる、周
波数誤差、位相誤差などのパラメータ（以後、送信パラ
メータと総称する）を推定する。 ２．これらの推定送信パラメータを用いてコヒーレント
な複素数正弦波を生成し、ベースバンド測定信号と乗算
する。 ３．また、ＩＱ原点オフセットを推定して前記生成複素
正弦波信号から差し引く。

【０００７】以上によってベースバンド測定信号の補正
が行われる。この補正された測定信号は、ルートナイキ
ストフィルタ７８によってフィルタリングされ、これに
よって、符号間干渉が取り除かれた信号波形となる。そ
の後さらに、信号補正部７５に入力され、上記１〜３の
処理が繰り返される。このようにして、信号補正部７５
による信号補正を何度か繰り返し、変化量があらかじめ
定められているしきい値以下になったら信号補正を完了
する。最後に補正された測定信号は、測定項目計算部７
９に供給される。しかし、従来においては繰返しが収斂
しないことがあった。以上が、従来技術の米国特許に示
された変調精度測定の例である。このアルゴリズムは変
調方式として、π／４ＤＱＰＳＫを前提としており、Ｏ
ＱＰＳＫ信号（オフセットＱＰＳＫ信号）には適用でき
ない。たとえば、クロック位相推定部７１では測定信号
を２乗し、シンボルクロック周波数を中心とするせまい
ＢＰＦ（帯域通過）フィルタを用いてろ波し、そのろ波
出力であるクロック周波数成分の位相からクロック位相
を求めている。π／４ＤＱＰＳＫ，ＱＰＳＫ信号ではそ
のＩＦ信号の２乗信号に、シンボルクロック周波数成分
の線スペクトルのピークが存在するが、ＯＱＰＳＫでは
そのようなピークが存在せず、この従来方法を適用でき
ない。また、ＯＱＰＳＫ信号は、ＩＱのクロストークが
存在するために遅延検波方式によるデータ復調が行えな
い。一方、π／４ＤＱＰＳＫ，ＱＰＳＫでは、遅延検波
方式によるデータ復調が可能である。更に従来の方法で
は場合によると、上記１〜３の処理の繰り返しも何回も
行わなければならず、演算量が多く、かつ時間も長くな
る問題があった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来技術では、ａ．遅
延検波可能であること、ｂ．送信データを用いないクロ
ック位相推定が可能であることなどの条件を満たした変
調方式でなければデータ復調および、送信パラメータ推
定ができない。たとえば、ＯＱＰＳＫ変調信号は、これ
らの条件を満たさず、従来の測定アルゴリズムでは、波
形品質測定ができなかった。

【０００９】この発明の目的は前記条件を満たさないデ
ジタル装置変調信号に対しても、データ復調（データ検
出）および送信パラメータ推定を可能にした測定装置を
提供することにある。また、遅延検波が可能でない変調
方式に対しては、同期検波によりデータ復調をおこなわ
なければならないが、同期検波では、受信信号（測定信
号）のキャリア（搬送波）周波数とキャリア位相を知っ
ている必要がある。一方、一般に送信パラメータのキャ
リア位相を推定するには復調データが必要となるので従
来技術では、任意の変調方式に対応した送信パラメータ
推定は困難となっていた。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明によれば、図１
７に示すように、デジタル信号とされた入力直交変調信
号、つまり例えば図１４中のバッファメモリ５からの信
号は図１５中のベースバンド信号変換部７で複素ベース
バンド信号に変換され、その複素ベースバンド信号は図
１７中の粗信号補正部５１で送信パラメータがあらく推
定され、その推定値により複素ベースバンド信号が補正
され、その補正された複素ベースバンド信号は必要に応
じて受信フィルタ５７を通されて、データ検出部５４及
び精パラメータ推定部２３へ供給される。データ検出部
５４でデータが検出され、この検出データは時間基準抽
出部５３を通じて参照信号生成部５２へ供給され、その
検出データに対する送信信号と対応した参照信号が生成
され、その参照信号は必要に応じて受信フィルタ５６を
通じて精パラメータ推定部２３へ供給され、精パラメー
タ推定部２３で参照信号と補正された複素ベースバンド
信号とから入力信号の周波数誤差、キャリア位相、クロ
ック位相などのパラメータが推定される。必要に応じて
そのパラメータを用いて補正された複素ベースバンド信
号が精信号補正部５５で更に補正され、測定項目計算部
９へ供給される。

【００１１】粗信号補正部５１によって、あらく信号補
正がおこなわれ、これによって同期検波によるデータ復
調が可能となり、この復調データを用いて、再度、送信
パラメータ推定を行い、推定精度を向上した推定が可能
となる。また、この構成には、各測定アプリケーション
ごとのオプションを追加するのが容易である。たとえ
ば、ＩＳ−５４Ｂの変調精度測定においては、測定時に
受信フィルタ（ルートナイキストフィルタ）によるフィ
ルタリングが必要となるが、粗信号補正部５１、参照信
号生成部５２の直後に、これらの受信フィルタ５７，５
６を設けることで実現可能である。その受信フィルタ５
６は、参照信号生成部５２の中に取り込んでしまうこと
もでき、その方が効率がよい。

【００１２】

【実施例】図１にこの発明の実施例を示す。この実施例
は、ＱＵＡＬＣＯＭＭ社ＣＤＭＡ方式送信器の波形品質
測定を可能としており、ＱＵＡＬＣＯＭＭ社ＣＤＭＡ方
式では、上り回線、下り回線で変調方式としてそれぞ
れ、ＯＱＰＳＫ，ＱＰＳＫ方式を用いている。この実施
例では、スイッチのＯＮ／ＯＦＦでＯＱＰＳＫ，ＱＰＳ
Ｋの何れの変調方式にも対応できる。ＱＵＡＬＣＯＭＭ
社ＣＤＭＡシステムでは、デジタル変調におけるシンボ
ルレートと拡散符号のチップレートとが等しくされてい
る。従ってこの実施例ではシンボルレートをチップレー
トとも呼ぶ。チップレートの周波数をｆ₀ にサンプリン
グレートの周波数をｆ_S とする。この実施例では、チッ
プレートに対して変換器におけるサンプリングレートを
８倍としている。つまり、ｆ_S ＝Ｒ・ｆ_C 、Ｒ＝８とさ
れている。以後、Ｒのことをオーバーサンプリングレー
トと呼ぶことにする。

【００１３】全体構成と処理の流れ 入力端子１０よりのＩＦ信号は、図１４中のバッファメ
モリ５に蓄えられた信号データであって、このデータの
ｋ番目の要素をｒ（ｋ）と記す。この入力ＩＦ信号に対
して、ｃｏｓ（Ω₀k），−ｓｉｎ（Ω₀k）をそれぞれ、
乗算器１１，１２により乗算し、これら乗算出力を低域
通過フィルタ１３，１４に通すことにより、ベースバン
ド信号の同相成分Ｘ(k),および直交成分Ｙ(k) を得る。
これら同相成分Ｘ(k) 、直交成分Ｙ(k) は次式で表わせ
る。

【００１４】 Ｘ(k) ＝Σ^M _m=-Mｒ（ｋ−ｍ）cos （Ω₀ （ｋ−ｍ））ｕ（ｍ） （１） Ｙ(k) ＝−Σ^M _m=-Mｒ（ｋ−ｍ）sin （Ω₀ （ｋ−ｍ））ｕ（ｍ） （２） 上式でも明らかなように、低域通過フィルタ１３，１４
は同一の特性がｕ(k)のＦＩＲフィルタで実現され、タ
ップ係数長は２Ｍ＋１である。また、Ω₀ は入力ＩＦ信
号の中心周波数ｆ₀ に対応するサンプル当りの位相変化
量（ｒａｄｉａｎ／ｓａｍｐｌｅ）であり、次式でｆ₀
と関係付けられる。

【００１５】Ω₀ ＝２πｆ₀ Ｔ_S ここでは、Ｘ(k) を実数部、Ｙ(k) を虚数部とする複素
数値信号Ｚ(k) を定義し、これをベースバンド信号と呼
ぶ。この発明ではこのベースバンド信号Ｚ(k) は粗パラ
メータ推定部１５へ供給され、ベースバンド信号Ｚ(k)
に含まれる送信パラメータ、つまり、サンプル当り位相
変化量Ω₁ 、キャリア位相φ₁ そして、クロック（シン
ボル）位相τ₁ のおおよその値が推定される。粗パラメ
ータ推定部１５が、ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫの両変調信号
に対応するために、スイッチ３１によって内部の切り替
えが行われる。この推定されたΩ₁ とφ₁ を用いて位相
回転子生成部３２で補正用複素数正弦波ｅｘｐ〔ｊ（φ
₁ ＋Ω₁ ｋ）〕が計算され、これが複素数乗算器１６に
供給され、ベースバンド信号Ｚ(k) と複素数乗算され
て、ベースバンド信号に対しキャリア位相が補正され
る。この補正された信号Ｚ₁(k)は次式で表現される。

【００１６】 Ｚ₁(k)＝Ｚ(k) ・ｅｘｐ〔ｊ（φ₁ ＋Ω₁ ｋ）〕 （３） 補正信号Ｚ₁(k)は、受信フィルタであるコンプリメンタ
リフィルタ１７を通じてデータ検出部１８，１９、デシ
メータ２９へ供給される。コンプリメンタリフィルタ１
７は、スイッチ３１によってオンオフされ、このオンオ
フは粗パラメータ推定部１５、参照信号生成部２１、加
算器２８の動作の切り替えと連動されている。これは、
ＱＵＡＬＣＯＭＭ社のＣＤＭＡ方式において、下り回線
がＱＰＳＫ変調、上り回線がＯＱＰＳＫ変調であるこ
と、一方、下り回線用波形品質測定ではコンプリメンタ
リフィルタ１７を用いることが規定されているが、上り
回線用波形品質測定ではコンプリメンタリフィルタ１７
は必要とされていないことによる。つまり、ＱＰＳＫ変
調方式のＣＤＭＡの受信機にはコンプリメンタリフィル
タを挿入することが規定の規格で想定されているから、
ＱＰＳＫ信号の測定にはコンプリメンタリフィルタ１
７，２２を用いる。以下では、上り回線用波形品質測定
の場合で説明するが、下り回線用波形品質測定でも同様
である。所でＱＵＡＬＣＯＭＭ社のＣＤＭＡの送信側は
図２に示すように両極ＮＲＺ信号が、このシンボル周期
と同一チップ（クロック）周期の第１、第２拡散符号Ｐ
Ｎ１，ＰＮ２が乗算器Ｍ₁ ，Ｍ₂ でそれぞれ乗算され、
これら乗算出力時の一方は遅延量で２分の１チップ周
期、つまりＲ／２だけ遅延され、それぞれ低域通過フィ
ルタＬＰＦ₁ ，ＬＰＦ₂ を通され、更に乗算器Ｍ₃ ，Ｍ
₄ で余弦波搬送波信号 cosωｔ、正弦波搬送波信号 sin
ωｔが乗算され、これら乗算出力が合成されて、送信信
号とされる。第１、第２拡散符号は同一周期長で相関が
一様に少ないものである。この発明が対象としている波
形品質測定においては両極ＮＲＺ信号が入力されないで
常に＋１の信号が入力される場合の送信信号が試験信号
として用いられる。

【００１７】図１の説明に戻って、粗パラメータ推定器
１５で推定されたクロック（シンボル）位相τ₁ はデー
タ検出部１８へ供給され、また加算器２８へ供給され
る。加算器２８ではＯＱＰＳＫ変調信号の測定時には、
τ₁ はτ_d ＝Ｒ／２を、ＱＰＳＫ変調信号の測定時には
τ₁ にτ_d ＝０をそれぞれ加算してデータ検出部１９へ
タイミング（位相）を供給する。加算器２８でのτ_d ＝
０とτ_d ＝Ｒ／２の切り替えはスイッチ３１のオンオフ
で制御される。

【００１８】上り回線用波形品質測定、つまりＱＰＳＫ
変調信号の測定では、複素数乗算器１６の出力Ｚ₁(k)の
実数部が直接データ検出部１８、虚数部が直接データ検
出部１９にそれぞれ供給される。データ検出部１８で
は、シンボル判定点のデータ、つまり入力されたクロッ
ク位相τ₁ から８おきのデータの正負を判定し、正であ
れば１、負であれば０を復調データａ(n) として出力す
る。これは次式のように表せる。

【００１９】 ａ(n) ＝｛Sign［Ｒｅ［Ｚ₁(τ₁ ＋８ｎ)]]＋１｝／２ （４） （ｎ＝０，１，…） ここで、Sign[x] はｘの符号（正負）に対応して＋１又
は−１を出力する関数であり、Ｒｅ[z] は複素数の実数
部を示す。データ検出部１９においても同様に、次式で
表される数式にて復調データｂ(n) を出力する。

【００２０】 ｂ(n) ＝｛Sign［Ｉｍ［Ｚ₁(τ₁ ＋τ_d ＋８ｎ)]]＋１｝／２ （５） （ｎ＝０，１，…） Ｉｍ[z] はｚの虚数部を示す。これら復調データａ(n)
，ｂ(n) はＰＮ位相同期部２０（従来技術の時間基準
抽出部７４と対応）に供給される。ＰＮ位相同期部２０
では、受信ＣＤＭＡ信号の拡散符号ＰＮの位相を判定す
ることによって、真の送信データに変換して出力する。
これは、測定対象となる送信信号のＳＮが悪く、データ
検出に誤りを生じる可能性が高い場合必要となる。ま
た、ＱＵＡＬＣＯＭＭ社のＣＤＭＡ方式においては、拡
散に用いられるＰＮ系列が、時間基準として用いられる
ので、ＰＮ位相同期部２０で時間基準の抽出もおこな
う。

【００２１】参照信号生成部２１では、検出した送信デ
ータａ(n) ，ｂ(n) を元に、理想的な送信信号を参照信
号Ｒ(k) として生成する。このとき、オーバーサンプリ
ングレートは４倍サンプリングである。この参照信号は
次式で表わせる。 Ｒ(k) ＝Σ^[k+L/R] _n=[k-L/R] Ｉ(n) ・ｕ（ｋ−ｎＲ） ＋ｊΣ^[k+L/R] _n=[k-L/R] Ｑ(n) ・ｕ（ｋ−ｎＲ−τ_d ） （６） Σはｎ＝［（ｋ−Ｌ）／Ｒ］から［（ｋ＋Ｌ）／Ｒ］ま
で、 Ｉ(n) ＝２・ａ(n) −１ （７） Ｑ(n) ＝２・ｂ(n) −１ （８） Ｒ＝４ ただし、ｕ(t) はベースバンドフィルタの特性、Ｒはオ
ーバーサンプリングレート、２Ｌ＋１はフィルタタップ
長である。また、［］はガウス記号である。

【００２２】生成した参照信号Ｒ(k) と補正信号Ｚ₁(k)
の時間的な対応関係を示す前記検出クロック位相τ₁ が
デシメータ２９にも供給されている。デシメータ２９で
は、この値τ₁ を元に補正信号Ｚ₁(k)から参照信号に対
応するサンプルのみからなるデータ系列になるように間
引く。ここで、補正信号Ｚ₁(k)のサンプリングレートは
シンボルレートの８倍から４倍に下がる。デシメータ２
９の入力となる補正信号Ｚ₁(k)を右辺に、出力となる補
正信号Ｚ₁(k)を左辺にしてその関係を数式で表現すると
次式となる。

【００２３】 Ｚ₁(k)＝Ｚ₁(τ₁ ＋２ｋ） （ｋ＝０，１，…） （９） つまり、元の補正信号のτ₁ 番目から１つおきに出力さ
れる。クロック位相推定および補間処理部２４では、こ
の間引かれた補正信号Ｚ₁(k)と、参照信号Ｒ(k) を用い
て、サンプリング間隔以下のクロック位相誤差を求め
る。さらに、補間演算を用いてサンプリング点とシンボ
ル点が一致するようにする。このようにして、補間処理
された信号Ｚ₂(k)を出力する。この信号Ｚ₂(k)は、キャ
リア位相周波数誤差推定部２５に供給され、キャリア位
相φ₂ 、周波数誤差Ω₂ を推定する。さらに、これら推
定された値φ₂ ，Ω₂ を用いて、位相回転子生成部３３
で正弦波形ｅｘｐ［ｊ（φ₂ ＋Ω₂ ｋ）］を生成して複
素数乗算器２６に供給する。複素数乗算器２６では、信
号Ｚ₂(k)とｅｘｐ［ｊ（φ₂ ＋Ω₂ｋ）］の乗算によ
り、信号Ｚ₂(k)を補正して、補正が完了した信号Ｚ₃(k)
を得る。この信号Ｚ₃(k)が、測定項目計算部２７に供給
され、波形品質、ＩＱ原点オフセット、変調精度などが
計算される。

【００２４】以下では、図１中の粗パラメータ推定部１
５、クロック位相推定および補間処理部２４、キャリア
位相周波数誤差推定部２５、測定項目計算部２９での具
体的処理を説明し、最後に、この実施例において実現さ
れている時間アライメント誤差（Time Alignment Erro
r）測定（ＩＳ−９７，ＩＳ−９８で規格化されてい
る）に関して説明する。 粗パラメータ推定部１５ 図３に示すように図１中の低域通過フィルタ１３，１４
からの出力Ｘ(k) ，Ｙ(k) は、一旦、データバッファ１
０１，１０２に蓄えられる。データバッファ１０１，１
０２のサイズＮは Ｎ＝Ｌ・Ｍ Ｌ＝Ｋ・Ｒ Ｒ＝８ で与えられる。ただしＲはオーバーサンプリングレー
ト、Ｍは分割数、Ｋは分割チップ数である。Ｍ，Ｋは、
この推定部１５のアルゴリズム的性能を決めるパラメー
タであって、あらかじめ与えられる。たとえば、Ｋ＝４
８，Ｍ＝8 とすると、許容周波数誤差１．４ｋＨｚ以
下、周波数推定精度３０Ｈｚ以下となる。

【００２５】データバッファ１０１，１０２では、蓄え
られたＸ(k) ，Ｙ(k) をＬサンプルずつの部分系列に分
割する。これら部分系列をベクトルＸ(m) ，Ｙ(m)
として定義する。 Ｘ(m) ＝（Ｘ（Ｌ・ｍ),Ｘ（Ｌ・ｍ＋１),…，Ｘ（Ｌ・ｍ＋Ｌ−１)) （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） （１０） Ｙ(m) ＝（Ｙ（Ｌ・ｍ),Ｙ（Ｌ・ｍ＋１),…，Ｙ（Ｌ・ｍ＋Ｌ−１)) （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） （１１） また、Ｚ(m) を、Ｘ(m) を実数部、Ｙ(m) を虚数
部とする複素数ベクトルとして定義しておく。図３にお
いてベクトルの通路は太線で表す。データバッファ１０
１，１０２からは、Ｘ(m) ，Ｙ(m) がそれぞれｍ＝
０，１，…，Ｍ−１の順に出力され、データセレクタ１
０３では、その最初のベクトルＺ(o)のみ初期値推定
部１０４に出力し、残りを線形回帰計算部１０５に出力
する。 初期値推定部１０４ 初期値推定部１０４では、クロック（シンボル）位相τ
₁ と初期位相値φ₀ を推定し、これを線形回帰計算部１
０５に出力する。初期値推定部１０４内部の動作を図４
に従って説明する。データセレクタ１０３からの出力
Ｚ(o) は複素数乗算器１１１〜１１３に供給される。
これら乗算器は、実際には１６個用意される。複素数乗
算器１１１は、複素数ｅｘｐ（−ｊ２π０／１６）（＝
１）と複素数ベクトルＺ(o) との乗算をおこなう。つ
まり、ベクトルＺ(o) の各要素Ｚ(i) （ｉ＝０，１，
…，Ｌ−１）それぞれに対し、ｅｘｐ（ｊ２π０／１
６）を乗算する。

【００２６】同様に、残りの１５個の乗算器は、Ｚ
(o) に対し、ｅｘｐ（ｊ２π１／１６）〜ｅｘｐ（−ｊ
２π１５／１６）の値をそれぞれ乗算する。つまり、こ
れら１６個の複素数乗算器１１１〜１１３の出力は、ベ
クトルＺ(o) は仮のキャリア位相ｅｘｐ（−ｊ２πｐ
／１６）（ｐ＝０，１，…，１５）を乗算したブランチ
出力となる。

【００２７】この各ブランチ出力に対しては、同様の処
理がおこなわれる。たとえば、乗算器１１１の出力は、
同等の処理をおこなう４つのデータ検出および参照信号
生成部１１４〜１１７に供給される。これら生成部１１
４〜１１７にはそれぞれ、４つの異なる仮のクロック
（シンボル）位相（τ＝０，１，２，３；サンプル単
位）０Ｔ_s 〜３Ｔ_s が与えられ、これに基づいてデータ
検出がされ、さらに、その検出データにより参照信号作
成が行われる。このＣＤＭＡ方式信号はＩチャネルとＱ
チャネルとでシンボル位相がＴ／２ずれているから、１
シンボル周期８サンプル中の連続する４サンプルを調べ
ればシンボルのエッジ、つまりシンボル位相を検出でき
るから、これと対応して後のクロック位相を前述のよう
に４つとしている。データ検出および参照信号生成部の
内部構成を、図５に示す。この生成部は基本的に図１中
のデータ検出部１８，１９、参照信号生成部２１、加算
器２８、デシメータ２９と対応するデータ検出部１７
３，１７４、参照信号生成部１７５、加算器１７７、デ
シメータ１７９からなる。

【００２８】図４において、データ検出および参照信号
生成部への複素数乗算器からの入力は複素数ベクトルで
あるが、図５では、複素数ベクトルＺを実数部、虚数
部の実数ベクトルＸ，Ｙに分けて、一旦、データバ
ッファ１７１，１７２に格納する。データバッファ１７
１，１７２からは、図１と同様に、Ｘ，Ｙの各要素
が、時系列データとしてデータ検出部１７３，１７４に
供給される。データ検出部１７３，１７４ではそれぞれ
τ₁ ，τ₁ ＋τ_d の位相（τ₁ は図４中の０Ｔｓ，１Ｔ
ｓ，２Ｔｓ，３Ｔｓの何れか）で入力データサンプリン
グされ、かつ判定される。参照信号生成部１７５からの
データはデータバッファ１７６に一旦格納され、その
後、複素数ベクトルとして出力され、デシメータ１７９
からのデータもデータバッファ１７６と同様にデータバ
ッファ１７８に一旦格納された後、ベクトルとして出力
される。

【００２９】このようにして、それぞれの仮のキャリア
位相に応じたブランチは、さらに仮のクロック位相に応
じた４つのブランチに分岐される。これらの各ブランチ
の出力を区別するために、データ検出および参照信号生
成部からの出力はそれぞれ、ブランチに応じた添字をつ
ける。つまり、参照信号ベクトルＲ_p,S とこれに対応
した測定信号Ｚ_p,S は、キャリア位相に対応した添字
ｐ（ｐ＝０，１，…，１５；位相ｅｘｐ（−ｊ２πｐ／
１６））とクロック位相に対応した添字ｓ（ｓ＝０，
１，２，３）を持つ。

【００３０】図４の相互相関値計算部１１８〜１２4 で
は、各生成部からの参照信号ベクトルＲ_p,S と測定信
号ベクトルＺ_p,S との相互相関値Ｃ_p,S をそれぞれ計
算し、すべてのブランチの相互相関値Ｃ_p,S （ｐ＝０，
１，…，１５；Ｓ＝０，１，２，３）が最適値選択部１
２２に供給される。最適値選択部１２２では、供給され
た相互相関値（Ｃ₀₀，Ｃ₁₀，…Ｃ_15,3）から以下の手順
により正しいキャリア位相、正しいクロック位相を求め
る。 １．相互相関値Ｃ_p,S の絶対値の２乗が最大となる
（ｐ，Ｓ）の組を求める。複数組存在する可能性があ
る。 ２．この求めた最大となった組中で、Ｃ_p,S の実数部が
最大となる（ｐ，Ｓ）の組を求める。これはただひとつ
のみ存在し、このときのｐ，Ｓの値を最適値として選
ぶ。

【００３１】選ばれたｐ，Ｓの値を用いて、クロック位
相τ₁ およびキャリア位相初期値φ ₀ が以下のように計
算される。 τ₁ ＝Ｓ （１２） φ₀ ＝ｐπ／１６＋Ａｒｇ［Ｃ_p,S ］ （１３） ここで、Ａｒｇ［］は、複素数の位相角を求める関数で
ある。 線形回帰計算部１０５ 初期値推定部１０４で求めたクロック位相τ₁ およびキ
ャリア位相初期値φ₀は図３中の線形回帰計算部１０５
に与えられる。また、図３におけるデータセレクタ１０
３からの出力Ｚ(m) （ｍ＝１，２，…，Ｍ−１）も時
系列として、線形回帰計算部１０５に供給される。線形
回帰計算部１０５の内部動作を図６を参照して説明す
る。データセレクタ１０３からのベクトルＺ(m) は複
素数乗算器１５１にて、位相回転子生成部１５８からの
出力と掛け合わされる。位相回転子生成部１５８では、
レジスタ１５６，１５７にそれぞれ格納されている位
相、Δφ，φから、複素数値ｅｘｐ［−ｊ（φ＋Δ
φ）］を計算し乗算器１５１へ出力する。レジスタ１５
６，１５７内の各位相の初期値は、０，φ₀ である。複
素数乗算器１５１の出力は、データ検出および参照信号
生成部１５２に供給される。この生成部１５２は、図４
中のデータ検出および参照信号生成部１１４〜１１７と
同様の構成をしており、ここではクロック位相として、
図３の初期値推定部１０４で求めたτ₁ が与えられる。
データ検出および参照信号生成部１５２で生成された参
照信号ベクトルＲ(m) とそれに対応する測定信号ベク
トルＺ′(m) は、相互相関値計算部１５４に供給され、
相互相関値Ｃ(m) が計算される。相互相関値計算部１５
４は、図４中の相互相関値計算部１１８〜１２４での演
算と同様の演算を行うものであり、次式によって相互相
関値を計算する。

【００３２】 Ｃ(m) ＝ΣＺ′（ｍ，ｌ）・Ｒ^* （ｍ，ｌ） （１４） ただしΣはｌ＝０からＬ′−１まで、Ｚ′（ｍ，ｌ）
は、ベクトルＺ′(m)の１番目の要素、Ｒ（ｍ，ｌ）
は、ベクトルＲ(m) の１番目の要素で、Ｌ′は要素数
である。この、相互相関値Ｃ(m) は、順次パラメータ値
計算部１５５に出力される。順次パラメータ値計算部１
５５では、次式に従って、各パラメータの現在の値を計
算する。

【００３３】 φ(m) ＝φ（m-1)＋Ａｒｇ［Ｃ(m)]＋Δφ（m-1) （１５） Ｓ₀(m)＝Ｓ₀(m-1)＋φ(m) （１６） Ｓ₁(m)＝Ｓ₁(m-1)＋（m+1)・φ(m) （１７） Δφ(m) ＝［６｛2・Ｓ₁ (m) −(m+2) Ｓ₀ (m) ｝］／（ｍ(m+1)(m+2)) （１８） １時刻前のΔφ，φの値はレジスタ１５６，１５７から
供給される。また、Ｓ ₀ ，Ｓ₁ は順次パラメータ値計算
部１５５の内部変数である。計算されたΔφ，φの現在
の値は、それぞれレジスタ１５６，１５７に格納され、
ベクトルＺ(m) の次の時系列データに対して同様の処
理が繰り返される。このように、ｍ＝１からＭ−１まで
順次各パラメータ値が更新され、最後に次式によりサン
プル当り位相変化量Ω₁ ，キャリア位相φ₁ を求め、こ
れが粗パラメータ推定部１５の出力となる。

【００３４】 φ₁ ＝｛−６・Ｓ₁ （Ｍ−１）＋２（２Ｍ＋１）Ｓ₀ （Ｍ−１）｝ ／（Ｍ（Ｍ−1)）＋Δφ（Ｍ−１）／２ （１９） Ω₁ ＝Δφ（Ｍ−１）／Ｌ （２０） 精パラメータ推定部２３ 図１中の精パラメータ推定部２３は、クロック位相誤
差、キャリア周波数誤差のさらに精度の高い推定をおこ
なう。ここではまず、クロック位相推定および補間処理
部２４においてクロック位相誤差の推定と補間処理によ
る信号の補正をおこなう。補正された信号は、さらにキ
ャリア位相周波数誤差推定部２５でキャリア位相、周波
数誤差を推定し、この値を用いて複素数正弦波を生成
し、これを処理部２４からの補正された信号に乗算する
ことにより信号の補正が行われる。これによって本アル
ゴリズムにおける、クロック位相とキャリア位相周波数
による信号補正は完了し、補正された信号は、測定項目
計算部２７に供給される。

【００３５】まず、精パラメータ推定部２３の動作原理
を説明し、具体的な計算手段としてクロック位相推定お
よび補間処理部２４とキャリア位相周波数誤差推定部２
５に分けて説明する。クロック位相τ、キャリア位相
φ、キャリア周波数ｆの推定原理は、次式で与えられる
対数尤度関数を最大とするようにパラメータτ，φ，ｆ
を求めるものである。

【００３６】 Λ_L （φ，ｆ，τ）＝Const.｛ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（ｆ，τ） ＋ｅｘｐ（ｊφ）Ｃ^* （ｆ，τ）｝ （２１） ただし、Ｃ（ｆ，τ）は次式で与えられる。 Ｃ（ｆ，ｔ）＝∫^T0 ₀ Ｚ（ｔ−τ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆｔ）Ｒ^* (t) ｄｔ （２２） ここで、Ｚ(t) ，Ｒ(t) は測定信号および参照信号、ま
た、Ｔ₀ は（パラメータ推定のための）測定時間であ
る。ここでは、これらの信号は連続信号である。一方、
図１で用いた信号は離散信号であるが、離散信号と連続
信号は、同一の信号では以下の関係がある。たとえば、
参照信号の連続表現Ｒ(t) と離散表現Ｒ(k) の間には次
の関係がある。

【００３７】Ｒ(k) ＝Ｒ（ｋＴ_S ） ここで、サンプリング間隔Ｔ_S は、サンプリング周波数
ｆ_S の逆数であり、精パラメータ推定部２３において
は、オーバーサンプリングレートは４倍である。 ｆ_S ＝Ｒ・ｆ_C Ｒ＝４ さて、この推定原理は、たとえば、文献 McGrow-Hill
１９８９年発行 Proakis 著「Digital Communication
」第２版３３３頁，（４，５，７１）式で対応するも
のが導出されている。具体的に解くために、それぞれの
パラメータで微分した式をゼロとおいた以下の連立方程
式を、パラメータφ，ｆ，τについて解く。

【００３８】 ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（ｆ，τ）−ｅｘｐ（ｊφ）Ｃ^* （ｆ，τ）＝０ （２３） ｅｘｐ（−ｊφ）∂Ｃ／∂τ＋ｅｘｐ（ｊφ）∂Ｃ^* ／∂τ＝０ （２４） ｅｘｐ（−ｊφ）∂Ｃ／∂ｆ＋ｅｘｐ（ｊφ）∂Ｃ^* ／∂ｆ＝０ （２５） これらを連立して解くとφを含まない以下の連立方程式
に変形できる。

【００３９】 ∂｜Ｃ（ｆ，τ）｜² ／∂τ＝０ （２６） ∂｜Ｃ（ｆ，τ）｜² ／∂ｆ＝０ （２７） 精パラメータ推定部２３で用いられる推定手段は、これ
ら（２３）〜（２７）式に基づいている。前提として、
粗パラメータ推定部１５でだいたいのパラメータの値は
推定され、その値によって信号は補正されているので、
精パラメータ推定部２３で推定すべきパラメータの値は
十分にゼロに近く、よって、（２３）〜（２７）式に対
して近似を用いても十分な精度で計算できることであ
る。精パラメータ推定部２３で用いる計算手段は、以下
のようにして具体的に（２３）〜（２７）式を用いてパ
ラメータ値を計算する。 ステップ１．ｆ＝０として、（２６）式からτを求め
る。これは、粗パラメータ推定部１５において推定周波
数ｆが推定誤差３０Ｈｚ程度以下で求められていること
を前提にしている。このとき、（２６）式においてｆ＝
０とする近似は妥当である。また同様に、τはＴ_C ／８
の分解能（Ａ／Ｄでのサンプリング間隔）で求められて
いることを前提にしている。 ステップ２．ｆ＝０として、求まったτを用いて、（２
３）式からφを求める。これは、粗パラメータ推定部１
５においてｆが推定誤差３０Ｈｚ程度以下で求められて
いることを前提にしている。このとき、（２３）式にお
いてｆ＝０とする近似は妥当である。 ステップ３．求まったτ，φを用いて、（２５）式から
ｆを求める。ここでも、粗パラメータ推定部１５におい
てｆが推定誤差３０Ｈｚ程度以下で求められていること
を前提にしている。

【００４０】以下、具体的に上記計算過程を記述する。 クロック位相推定および補間処理部２４ この処理部２４では、上記ステップ１を具体的に実施
し、さらに、補間演算処理をおこなうことによって、サ
ンプリング点とシンボル点が一致するように信号補正を
おこなう。

【００４１】まず、Ｃ（Ｏ，τ）を以下のように積分を
和に置き換えて表現すると Ｃ（Ｏ，τ）＝Ｔ_S ΣＺ（ｋＴ_S −τ）・Ｒ^* （ｋＴ_s ） (28) ただしΣはｋ＝０からＫ−１まで、Ｔ_S ＝Ｔ_C ／４であ
る。また、測定時間Ｔ₀＝ＫＴ_S とした。(28)式の表現
では、τの値に応じて、任意の時刻の測定信号Ｚ(t) の
値がわかっていなければならないように見える。しか
し、Ｚ(t) は帯域制限された信号であり、連続信号Ｚ
(t) は、離散信号Ｚ(k) によって以下のように表現され
る。 Ｚ(t) ＝ΣＺ（ｎＴ_S ）・ｓ（ｔ−ｎＴ_s ） (29) ここで、Σはｎ＝−∞から∞までｓ(t) は補間フィルタ
の特性であり、その周波数応答は、位相特性は直線位相
であり、振幅特性はＺ(t) の通過帯域ではフラットで、
サンプリングによるエリアシング成分をカットするよう
に設計される。実際には(29)式の和は有限区間でおこな
わなければならない。そのために、補間フィルタはゼロ
位相で、応答時間がＴ_F であるとする。つまり、 ｓ(t) ＝０（｜ｔ｜＞Ｔ_F ／２） (30) である。このとき、測定信号は以下のように書ける。 Ｚ（ｋＴ_S −τ）＝Σ^M _m=-MＺ（ｋＴ_S −ｍＴ_S ) ・ｓ（ｍＴ_S −τ） (31) ただし、Ｔ_F ＝（２Ｍ＋１）Ｔ_S とおいた。(31)式を用
いると、(28)式は離散信号Ｚ(k) ，Ｒ(k) を用いて次式
のように表現できる。 Ｃ（０，τ）＝Ｔ_S Σ^K-1 _k=0 Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｓ（ｍＴ_S −τ） ・Ｒ^* (k) (32) ただし、測定時間をＫＴ_S （ｋ＝０〜Ｋ−１）とする
と、Ｚ(k) はｋ＝−Ｍ〜Ｋ＋Ｍ−１の時間で測定されな
ければならない。つぎに、ｓ_m （τ）≡ｓ（ｍＴ_S−
τ）を以下のようにτの２次式で近似する。 ｓ_m （τ）＝ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² (33) ただし、推定すべきτは、｜τ｜＜Ｔ_S ／４の範囲にあ
るので、この範囲で近似が成り立てばよい。これを用い
るとＣ（０，τ）は次式で与えられる。 Ｃ（０，τ）＝Ｔ_S Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ） （ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² ） (34) ＝Ｔ_S （Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ² ） (35) ただし、Ａ，Ｂ，Ｃは次式で与えられる。 Ａ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ａ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ａ_m (36) Ｂ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ｂ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｂ_m (37) Ｃ＝Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) ・ｃ´(k) ≡ Σ^K-1 _k=0 Ｒ^* (k) Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｃ_m (38) (26)式に(35)式を代入し、τに対する方程式をもとめ
る。

【００４２】 Ｒｅ［Ｃ（０，τ）∂Ｃ^* （０，τ）／∂τ］＝（Ｔ_s ）² Ｒｅ［（Ａ＋Ｂτ＋ Ｃτ² ）（Ｂ^* ＋２Ｃ^* τ）］＝０ (39) これは、τに対する３次方程式であるが、τは小さいと
して１次近似を用いると、次式によってクロック位相τ
を求める計算式が与えられる。 τ＝−Ｒｅ［ＡＢ^* ］／（｜Ｂ｜² ＋２Ｒｅ［ＡＣ^* ］） (40) 求まったτの値によって測定信号Ｚ(k) を補正する。補
正された測定信号はＺ（ｋＴ_S −τ）であるから(31)
式、(33)式より、次式によって計算式が与えられること
がわかる。 Ｚ（ｋＴ_S −τ）＝Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）ｓ（ｍＴ_S −τ） ＝Σ^M _m=-MＺ（ｋ−ｍ）（ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² ） ＝ａ´(k) ＋ｂ´(k) τ＋ｃ´(k) τ² (41) ここで、ａ´(k) ，ｂ´(k) ，ｃ´(k) は、それぞれ(3
6)，(37)，（38) 式を計算する過程において求められて
いる。

【００４３】補間フィルタの特性Ｓm （τ）は例えば
次のようにして求める。ナイキストフィルタ（Ｒａｉｓ
ｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ）を基本として、インパルス応答の
ＮＶＬＣ間隔をＴ_C ／２（Ｔ_C ／４＝Ｔ_S ）とし、ロー
ルオフファクタを０．４として、｜ｔ｜＞４Ｔ_C でイン
パルス応答はほとんどゼロとし、長さＴ_S の区分ごとに
補間フィルタのインパルス応答を２次式σ_m （η）＝σ
（ｍ／２−η）で近似して（ｍは区間番号）、 Ａ＝∫^1/4 _-1/4 η²dη=1/96 , Ｂ＝∫^1/4 _-1/4 η³d
η=0 Ｃ＝∫^1/4 _-1/4 η⁴dη=1/2560 , Ｄ_m ＝∫^1/4 _-1/4
σ_m (η) ηd η Ｅ_m ＝∫^1/4 _-1/4 σ_m （η）η²dη _, η＝τ／（Ｔ
_C ／２） からｂ_m ，ｃ_m を求め、ａ_m ＝σ_m （０）とする。

【００４４】以上の計算手段を、図７に示す。以上説明
したクロック位相推定および波形補間処理部２４で行う
計算における測定信号Ｚ(k) は、図７（図１）において
信号Ｚ₁ (k) として入力される。この測定信号Ｚ₁ (k)
はフィルタＡ２０１、フィルタＢ２０２、フィルタＣ２
０３ではそれぞれフィルタ係数ａ_m ，ｂ_m ，ｃ_m を用い
て(36)〜(38)式の右辺中のフィルタ演算処理がおこなわ
れ、ａ´(k) ，ｂ´(k) ，ｃ´(k) として出力される。
これらの出力は相互相関値計算部２０４，２０６に参照
信号Ｒ(k) と共に供給され、それぞれ(36)〜(38)式の左
辺Ａ，Ｂ，Ｃが計算されてクロック位相計算部２０７に
供給される。クロック位相計算部２０７では、(40)式に
よってクロック位相τ₂ が計算される。τ₂ の単位はフ
ィルタ係数ａ_m ，ｂ_m ，ｃ_m の与え方によってかわる。
前述の例ではＴ_c ／２が単位となる。また、補間演算処
理部２０８にａ´(k) ，ｂ´(k) ，ｃ´(k) およびτ₂
が供給され、(41)式によって補正信号Ｚ₂ (k) が計算さ
れる。 キャリア位相周波数誤差推定部２５ 図１中のキャリア位相周波数誤差推定部２５は先に示し
たステップ２，３を具体的に実施する。まず、ステップ
２では、次式を用いてキャリア位相φを求める。 ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（０，τ）−ｅｘｐ（ｊφ）Ｃ^* （０，τ）＝０ (42) この(42)式を簡単化するとｅｘｐ（ｊφ）＝Ｃ（０，
τ）となる。ただし、τは先にもとめたクロック位相で
ある。先に、補正された測定信号Ｚ₂ (k) をＺ(k)とす
ると(28)式の関係から次式で与えられる。 ｅｘｐ（ｊφ）＝Σ^K-1 _k=0 Ｚ(k) ・Ｒ^* （ｋ） (43) これより、キャリア位相φを求める計算式は次式とな
る。 φ＝Ａｒｇ［Σ^K-1 _k=0 Ｚ(k) ・Ｒ^* （ｋ）］ (44) つぎに、ステップ３では、次式を用いて周波数誤差ｆを
求める。 ∂Ｒｅ［ｅｘｐ（−ｊφ）Ｃ（ｆ，τ）］／∂ｆ＝０ (45) φ，τは、先に求めたキャリア位相、クロック位相であ
る。先に、補正された測定信号をＺ(k) に用いるとＣ
（ｆ，τ）は(42)式から次式で与えられる。 Ｃ（ｆ，τ）＝Ｔ_s Σ^K-1 _k=0 Ｚ(k) ｅｘｐ［−ｊ２πｆｋＴ_s ］・Ｒ^* （ｋ） (46) これを、(45)式に代入すると次式となる。 Ｒｅ［exp(−ｊφ）Σ^K-1 _k=0 （−ｊ２πｋＴ² _s ）Ｚ(k) exp ［−ｊ２πｆｋＴ_s ］・Ｒ^* （ｋ）］＝０ (47) 推定すべき周波数誤差ｆと測定時間ＫＴ_s の積は十分に
小さく、次式の近似が成り立つとする。 ｅｘｐ［−ｊ２πｆｋＴ_s ］＝１−ｊ２πｆｋＴ_S （ｋ＝０，１，…，Ｋ−１） (48) (48)式を(47)式に代入すると、周波数誤差ｆを求める計
算式が次式で与えられる。 ｆ＝（1/2 πＴ_S ）Ｉｍ［exp(−ｊφ）Σ^K-1 _k=0 ｋＺ(k) Ｒ^* (k) ］/ Re［exp(−ｊφ）Σ^K-1 _k=0 ｋ² Ｚ(k) Ｒ^* (k) ］ (49) あるいは、サンプル当りの位相変化量Ω＝２πＴ_s f は
次式で与えられる。 Ω＝Ｉｍ［exp(−ｊφ）Σ^K-1 _k=0 ｋＺ(k) Ｒ^* (k) ］／ Re［exp(−ｊφ）Σ^K-1 _k=0 ｋ² Ｚ(k) Ｒ^* (k) ］ (50) 以上の計算手段を図８に示す。以上説明したキャリア位
相、周波数誤差の演算に用いた補正された測定信号Ｚ
(k) がこのキャリア位相周波数誤差推定部２５に信号Ｚ
₂ (k) として入力される。この信号Ｚ₂ (k) はまず、相
互相関値計算部２２１に供給され、(43)式の演算により
ｅｘｐ（−ｊφ）が計算される。また、信号Ｚ₂ (k) は
複素数乗算器２２４に供給されてｋと乗算され、その出
力ｋＺ₂ (k) が相互相関値計算部２２２に供給されて、
Σ^K-1 _k=0 ｋＺ(k) Ｒ^* (k) が演算される。ｋＺ₂ (k)
は複素数乗算器２２５にも供給されて整数ｋと乗算さ
れ、その出力ｋ² Ｚ₂ (k) が相互相関値計算部２２３に
供給されてΣ^K-1 _k=0 ｋ² Ｚ(k) Ｒ^* (k) が演算され
る。

【００４５】これら相互相関値計算部２２２，２２３の
出力は、それぞれ複素数乗算器２３０，２３１にてｅｘ
ｐ（−ｊφ）と乗算される。複素数乗算器２３０，２３
１の出力はそれぞれＩｍ［ ］演算部２２７，Ｒｅ
［ ］演算部２２８にて、それぞれの虚数部、実数部が
計算される。これらの出力は(50)式の分子および分母の
値であり、除算器２２９にて、サンプル当りの位相変化
量Ω₂ が計算される。

【００４６】一方、相互相関値計算部２２１の出力は、
Ａｒｇ［ ］演算部２２６にも供給されてキャリア位相
φ₂ が計算される。 測定項目計算部２７ 図１中における測定項目計算部２７では、複素数乗算器
２６の出力Ｚ₃ (k) ，参照信号生成部２１の出力Ｒ(k)
を用いて、波形品質ρ、変調精度、ＩＱ原点オフセット
（Carrier Feedthru）を計算する。波形品質ρは定義に
より次式によって計算される。 ρ＝｜Σ^K-1 _k=0 Ｚ₃ (k) Ｒ^* (k) ｜² ／Σ^K-1 _k=0 ｜Ｚ₃ (k) ｜² Σ^K-1 _k=0 ｜Ｒ(k) ｜² (51) この計算式は、ＩＳ−９８に定義されているWaveform Q
uality Factor に対応している。変調精度，ＩＱ原点オ
フセットは従来技術と同様につぎのようにして求める。

【００４７】複素数値のパラメータ、α₀ ，Ｂ₀ をΣ
^K-1 _k=0 ｜Ｒ^* (k) −α₀ Ｚ₃ (k) ＋Ｂ₀ ｜² が最小に
なるように求める。この式を微分し、ゼロとおくことに
よりα ₀ ，Ｂ₀ にたいする連立１次方程式が得られ、解
が以下のように求まる。 B₀=( Σ^K-1 _k=0 R(k)・Σ^K-1 _k=0 ｜Z₃(k) ｜²-Σ^K-1 _k=0 R(k)Z₃ ^* (k) ・ Σ^K-1 _k=0Z₃(k))/( ｜Σ^K-1 _k=0Z₃(k)｜²-ＫΣ^K-1 _k=0 ｜Z₃(k) ｜²) (52) α₀=( Σ^K-1 _k=0 R(k)・Σ^K-1 _k=0 Z₃ ^* (k)-KΣ^K-1 _k=0 R(k)Z₃ ^* (k))/ (｜Σ^K-1 _k=0Z₃(k)｜²-ＫΣ^K-1 _k=0 ｜Z₃(k) ｜²) (53) これら求まったα₀ ，Ｂ₀ より、変調精度，ＩＱ原点オ
フセットは次式によって計算される。

【００４８】 変調精度：Sqrt［Σ^K-1 _k=0 ｜E(k)｜²/Σ^K-1 _k=0 ｜R(k)｜² ］ (54) ただし、Ｅ(k) ≡Ｒ^* (k) −α₀ Ｚ₃ (k) ＋Ｂ₀ であ
る。 ＩＱ原点オフセット：Sqrt［Ｋ｜Ｂ₀ ｜²/Σ^K-1 _k=0 ｜R(k)｜² ］(55) 時間アライメント誤差測定 ここで述べる時間アライメント誤差測定は、ＩＳ−９８
において、“波形品質測定”の１測定項目として与えら
れている。この測定を実現するためには図９に示すよう
に、移動通信の無線基地局送信機と対応する。パイロッ
ト信号発生器４０１から通常の下り信号と同様の無線チ
ャネル信号がパイロット信号として、ＱＵＡＬＣＯＭＭ
社のＣＤＭＡ方式移動端末である被試験機４０２に供給
される。このパイロット信号は図２で説明したものと同
じ無相関な２つのＰＮ系列データをＱＰＳＫ変調したも
のである。被試験機４０２からは、受信したパイロット
信号に同期して、同じＰＮ系列データで拡散されたＯＱ
ＰＳＫ変調した図２の送信信号（上り信号）を出力する
ように決められている。

【００４９】時間アライメント誤差測定は、被試験機４
０２が受信したパイロット信号のＰＮ系列と、送信する
信号に含まれるＰＮ系列の時間差を測定する。パイロッ
ト信号発生器４０１からは、測定を開始するトリガを与
えるトリガ信号が、測定装置４０３に与えられている。
測定装置４０３はこのトリガ信号によって測定を開始す
る。つまり、トリガ信号の立ち上がりレベルがしきい値
を越えたときに、被試験機４０２からの測定信号、つま
り送信信号のＡ／Ｄされたデータにたいするバッファメ
モリへの格納が開始される。

【００５０】パイロット信号発生器４０１から与えられ
るトリガ信号は、パイロット信号のＰＮ系列と同期して
ＰＮ系列のある位相でパルスを出力している。よってケ
ーブルや測定装置４０３内での信号遅延を無視すれば、
前記バッファメモリへ最初に格納された測定信号データ
が取得された時間がパイロット信号ＰＮ系列の特定の位
相が出力された時刻である。いま、測定信号データのＰ
Ｎ系列の位相がわかれば、そのパイロット信号ＰＮ系列
に対する時間差がわかり、これが時間アライメント誤差
である。

【００５１】時間アライメント誤差測定のためには、測
定信号（被試験機４０２からの入力信号）のＰＮ系列の
位相がわからなければならない。そのために、測定通信
４０３で測定信号のＰＮ系列の位相同期をおこなう。こ
の実施例では、図１中の復調データａ（ｎ），ｂ（ｎ）
を用いたＰＮ系列の位相同期方式によってこれを実現し
ている。まず、図１中のＰＮ位相同期部２０で用いられ
ているＰＮ系列の位相同期手段について説明する。 ＰＮ位相同期部２０ ＰＮ位相同期部２０中の同期手段の具体例を図１０に示
す。図１中のデータ検出部１８，１９からの復調データ
ａ（ｎ），ｂ（ｎ）は１あるいは−１の値をとる。ＰＮ
位相同期部２０はａ（ｎ）のみが入力される。このＣＤ
ＭＡ方式における同期試験では試験信号は無信号（入力
データなし）の場合の送信信号であり、また、前述した
ようにデータ（シンボル）周期と拡散符号ＰＮ₁ ，ＰＮ
₂ との各チップ周期とが等しくされているから、前記復
調データａ（ｎ）は拡散符号ＰＮ ₁ ，ＰＮ₂ のＩチャネ
ル又はＱチャネルの何れかである。この復調データａ
（ｎ）は一旦、データバッファ３５１に蓄えられる。デ
ータバッファ３５１では、蓄えられたａ（ｎ）をＭチッ
プずつの部分系列に分割する。これをベクトルｄ
（１）として表す。ｄ （１）＝（ａ（Ｍ１），ａ（Ｍ１＋１），……ａ（Ｍ１＋Ｍ−１） （１＝０，１，……，Ｌ−１） (56) データバッファ３５１のサイズＮ＝Ｌ・Ｍ、および分割
チップ数Ｍは、ＰＮ同期を正しくおこなうのに必要な値
が与えられる。たとえば、Ｎ＝６４，Ｍ＝１６である。

【００５２】一方、データバッファ３５２にはＩＳ−９
５，６章，７章に定義されるパイロットＰＮ同相チャン
ネルｉ（ｒ）の１周期分データ、およびパイロットＰＮ
直交チャンネルｑ（ｒ）の１周期データが格納されてい
る。ＰＮ符号の周期の先頭はどこに選んでもよいが、こ
こでは、０が１５個並ぶところの先頭の０をＰＮ符号の
先頭とする。ＩＱチャネルのＰＮ符号の１周期データに
たいし、Ｍチップ（サンプル）ずつを含む部分系列を定
義する。Ｐ_i (r)=(i(r),i(r+1), …，i(r+M-1)) （ｒ＝0,1,…，2¹⁵ −１） (57)Ｐ_q (r)=(q(r),q(r+1), …，q(r+M-1)) （ｒ＝0,1,…，2¹⁵ −１） (58) このＰＮ位相同期部２０はループ制御部３６０によって
制御される。ループ制御部３６０は各ループの動作を開
始させる。ループ制御部３６０は、アドレスカウンタ３
５３の内部メモリの値が更新されると、更新された値を
見てこの値が０のときは第１ブロック３７１、Ｌのとき
は第２ブロック３７２、それ以外のときは前のループが
実効されたのと同じブロックの次のループを開始する。

【００５３】各ループが開始すると、まずアドレスカウ
ンタ３５３の内部メモリの値１およびアドレスカウンタ
３５４の内部メモリの値ｒおよびＰ_i (r) ，Ｐ
_g (r) のいずれかを示すｘが指し示すインデックスのベ
クトルがそれぞれデータバッファ３５１およびデータバ
ッファ３５２から同時に取出される。内部メモリの各値
ｌ，ｒ，ｒ′の初期値はゼロ、内部メモリの値ｘの初期
値はｉである。

【００５４】相互相関計算部３５５では、バッファ３５
１，３５２よりのベクトルｄ（ｌ）とｐ_x (r) （ｘ
はｉまたはｑ）を用いて、次式で定義される相互相関Ｃ
_x （ｌ，ｒ）を計算する。 Ｃ_X （ｌ，ｒ）＝Σ^M-1 _m=0 ａ（Ｍｌ＋ｍ）・ｘ（ｒ＋ｍ） (59) この値は−１６から１６までの値をとり、第１しきい値
判定部３５６に出力される。第１しきい値判定部３５６
では入力された値の絶対値が設定されたしきい値より大
であるか小であるかに従って条件判断する。しきい値の
設定はたとえば、１６ビット中２ビットの誤りまで許す
のであれば、１１に設定すればよい。

【００５５】第１しきい値判定部３５６の判定が大であ
れば、その値を加算器３５７にたいして出力する。加算
器３５７は、この値とレジスタ３５８の値を加算し、そ
の結果をレジスタ３５８にたいして格納する。また、ア
ドレスカウンタ３５３にたいして内部メモリの値１を１
インクリメントする命令を出す。また、アドレスカウン
タ３５４にたいして内部メモリ値ｒをＭインクリメント
する命令を出す。

【００５６】あるいは、この相互相関Ｃ_X （ｌ，ｒ）値
が設定されたしきい値より小であれば、レジスタ３５８
の内容をリセットする。また、アドレスカウンタ３５３
にたいして内部メモリの値ｌをリセットする命令を出
す。また、アドレスカウンタ３５４にたいして、内部メ
モリの値ｒ′を１インクリメントしその後、内部メモリ
の値ｒを内部メモリの値ｒ′とする命令を出す。これら
アドレスカウンタ３５３，３５４にたいする命令は同期
して行われ、このタイミングはループ制御部３６０によ
って検知され、次のループが開始される。

【００５７】第１しきい値判定部３５６への入力が設定
されたしきい値より大であり続けると、アドレスカウン
タ３５３の内部メモリはｌ＝０…Ｌ−１まで増える。最
後に第１しきい値判定部３５６が相互相関値Ｃ_x （ｌ，
ｒ）を加算器３５７に出力し、つぎにアドレスカウンタ
３５３の内部メモリを１インクリメントしたときに、こ
の値がＬになったことをループ制御部３６０が検出し、
この次のループで第２ブロック３７２の動作を開始す
る。

【００５８】第２ブロック３７２では第１ブロック３７
１のレジスタ３５８の値が第２しきい値判定部３６１に
供給される。この値の絶対値が設定されたしきい値より
大きい場合、データバッファ３５１中の復調データとデ
ータバッファ３５２からのＰＮパターンとが一致した、
つまりＰＮの位相同期が確立したと判断する。もし、レ
ジスタ３５８の絶対値が設定されたしきい値を越えない
場合は、アドレスカウンタ３５３に対して内部メモリの
値ｌのリセット、アドレスカウンタ３５４に対して内部
メモリの値ｒ′の１インクリメントの命令が送られる。
また、これらの動作はループ制御部３６０によって検知
され、次のループ動作が、第１ブロック３７１で開始さ
れる。

【００５９】このようにして、データバッファ３５２中
のＰＮ系列の中から、検出された送信データと同期する
パターンを探していく。最初はｘ＝ｉとしてＩチャネル
から探し、ｒ′＝Ｐ（＝２¹⁵）になったら、ｒ＝ｒ′を
おこなう前に、ｒ′＝０，ｘ＝ｑとして、つぎにＱチャ
ネルを探す。同期が確立した後は、その時のアドレスカ
ウンタ３５４の内部メモリの値ｒ′，ｘに基づいて検出
された送信データに対応するＰＮパターンがデータバッ
ファ３５２から求められる。レジスタ３５８の値の符号
をＳＩＧＮとすると検出された送信データに対応する送
信データはつぎの式で与えられる。 ｘ＝ｉのとき ａ（ｎ）＝ＳＩＧＮ・ｉ（ｒ′＋ｎ） (60) ｂ（ｎ）＝ＳＩＧＮ・ｑ（ｒ′＋ｎ） (61) ｘ＝ｑのとき ａ（ｎ）＝ＳＩＧＮ・ｑ（ｒ′＋ｎ） (62) ｂ（ｎ）＝−ＳＩＧＮ・ｉ（ｒ′＋ｎ＋１） (63) ここで、ＰＮ位相同期によって得られたデータをあらた
めてａ（ｎ），ｂ（ｎ）とした。また、検出されたＰＮ
系列の復調データに対する位相ｒ′は時間アライメント
誤差を計算するときに用いられる。

【００６０】さらに、復調データに誤りがある場合で
も、ＰＮ位相同期によって得られたデータ、つまりデー
タバッファ３５２からのデータは正しく送信されたもの
と等しくなる。これより、図１においてデータ検出部１
８，１９で検出したデータ（復調データ）に誤りがあっ
ても、これを補正した正しい復調データを参照信号生成
部２１へ供給する。また復調データとＰＮ位相同期によ
って得られたデータバッファ３５２からのデータとを比
較することによって送信信号のチップ誤りを検出し、ま
た、誤り率を推定することができる。 時間アライメント誤差の計算方法 ＰＮ位相同期部２０で求まったＰＮ位相ｒ′を用いて時
間アライメント誤差を計算する方法を説明する。図１１
に示すように、パイロット信号発生装置４０１（図９）
からパイロット信号のＰＮ系列４１２に同期してトリガ
信号４１３が測定装置４０３に与えられている。たとえ
ば、ＰＮ符号発生器が１５段のシフトレジスタからなる
場合はＰＮ系列にゼロが１４個連続する所があり、これ
を終りにゼロを１個付け加えてＰＮ系列の周期の終とし
ている。従って１５個ならぶ０の最後の０とつぎの１の
シンボル点とのちょうど間でトリガ信号４１３のパルス
が立ち上がり、この時点から測定が開始されるとする。
いま、トリガ信号４１３の時間的位置を、パイロット信
号１チャネルＰＮ系列４１２の先頭のシンボル点から計
った値をｎＴｒｉｇとすると図１２の例ではｎＴｒｉｇ
＝１４．５（チップ単位）である。

【００６１】さて、ＰＮ系列の位相同期は復調データａ
（ｎ）４１４に対してであるから復調データ先頭のシン
ボル点の時間的な位置がわかる必要がある。これは、図
１４中のバッファメモリ５中の測定データの先頭が、ト
リガ信号の立ち上がり時間であるから、復調データ４１
４が図１４中のメモリ５の先頭から何番目のデータに対
応するかわかればよい。復調データ４１４の先頭のシン
ボル点は、図１の低域通過フィルタ１３，１４における
ＦＩＲフィルタリングによる遅延Ｄ_f 、および測定信号
Ｚ(k) の実数部の最初のシンボル点の位置（Ｄｃ）の分
だけ、サンプリング単位で、測定データの先頭からづれ
ている。測定信号Ｚ(k) の実数部の最初のシンボル点の
位置は、パイロット信号１チャネルＰＮ系列４１２の先
頭のシンボル点を基準にして ｎＴｒｉｇ・Ｔ_c ＋（Ｄ_f ＋Ｄ_c ）・Ｔ_s で与えられる。一方、実数部の復調データ４１４がパイ
ロット信号１チャネルＰＮ系列４１２であれば、ＰＮ位
相同期部２０において得られるＰＮ位相ｒ′は、この最
初のシンボル点でのＰＮ位相である。これをｎＳｙｎｃ
とかくと、図１２よりもあきらかなように時間アライメ
ント誤差Ｔｅｒは Ｔｅｒ＝（ｎＴｒｉｇ−ｎＳｙｎｃ）・Ｔ_c ＋（Ｄ_f ＋Ｄ_C ）・Ｔ_S (64) で与えられる。あるいは、虚数部の復調データ４１４が
パイロット信号１チャネルＰＮ系列であれば、ＰＮ位相
同期部２０において得られるＰＮ位相ｒ′は、虚数部の
最初のシンボル点でのＰＮ位相であるから Ｔｅｒ＝（ｎＴｒｉｇ−ｎＳｙｎｃ＋（1/2)）・Ｔ_c ＋（Ｄ_f ＋Ｄ_C ）・Ｔ_S (65) で与えられる。ここで、求められた時間アライメント誤
差Ｔｅｒは、サンプリング周期Ｔs の分解能であるか
ら、精パラメータ推定部２３の中のクロック位相推定に
おいて得られたτ₂ を加算することによって、さらに精
度の高い時間アライメント誤差値を得ることができる。

【００６２】図１０に示した同期化方法において、相互
相関性計算部３５５での計算結果が第１しきい値を越え
た場合に、その相関値を累積加算することなく、全ての
分割部分ベクトルに対する相互相関値が第１しきい値以
上になったら、位相同期したと推定してもよい。ＱＵＡ
ＬＣＯＭＭ社のＣＤＭＡの拡散信号の場合は、ＰＮ位相
ｒ′、つまりｎＳｙｎｃを求めるには上記例に限らず、
例えば図１２に示す方法を用いてもよい。図１中の低域
通過フィルタ１３，１４の出力はそれぞれ第１ＰＮ系列
のマッチドフィルタ５０１、第２ＰＮ系列のマッチドフ
ィルタ５０２と、第２ＰＮ系列のマッチドフィルタ５０
３、第１ＰＮ系列のマッチドフィルタ５０４とへ供給さ
れる。入力ＰＮ系列を乗算器１１，１２でベースバンド
信号に変換するための局部信号発生器５０５より正弦波
信号と、余弦波信号とがそれぞれ乗算器１１，１２へ供
給されるが、この正弦波信号は入力端子１０の搬送波信
号に同期している必要はない。マッチドフィルタ５０１
及び５０４の出力は加算器５０６で加算され、マッチド
フィルタ５０２の出力はマッチドフィルタ５０３の出力
で減算器５０７で減算される。

【００６３】加算器５０６の出力、減算器５０７の各出
力は乗算器５０８，５０９でそれぞれ乗算されて加算器
５１１で加算されて出力端子５１２に出力される。また
必要に応じて加算器５０６、減算器５０７の出力の逆正
接が演算部５１３でとられて出力端子５１４に出力され
る。この構成において、発振器５０５の発振周波数は入
力拡散信号の搬送波周波数と一致している場合で、例え
ば位相も同期していればマッチドフィルタ５０１，５０
２の出力に、第１ＰＮ系列、第２ＰＮ系列がそれぞれ入
力信号の変調第１，第２ＰＮ系列と整合した時点でマッ
チドフィルタ５０１，５０２からパルスが同時に生じ、
これが加算器５０６で加算されてパルスが出力される。
マッチドフィルタ５０３，５０４からはパルスは生じな
い。また、発振器５０５の上りの正弦波の位相が端子１
０からの入力信号の搬送波の位相に対して９０度となる
と、マッチドフィルタ５０１，５０２の出力からはパル
スが生じることはないが、マッチドフィルタ５０３，５
０４の出力から入力信号の変調第１，第２ＰＮ系列と整
合した時に、マッチドフィルタ５０３，５０４から互い
に逆極性のパルスが同時に生じ、これらパルスは減算器
５０７で互いに加算され、減算器５０７からパルスが生
じる。以上の説明から、発振器５０５の発振位置の入力
拡散信号の搬送波に対する位相に応じた各振幅のパルス
が加算器５０６、減算器５０７から、入力拡散信号の第
１，第２拡散系列と整合した時に同時に生じる。従って
加算器５０６、減算器５０７の各出力を自乗器５０８，
５０９でそれぞれ自乗して加算器５１１で加算すると、
発振器５０５が入力信号の搬送波と位相同期していない
場合でも第１、第２ＰＮ系列と整合した時にパルスが得
られる。測定装置４０３がトリガ信号により動作を開始
してから、加算器５１１からパルスが得られるまでの時
間がＰＮ位相ｎＳｙｎｃとなる。この構成では発振器５
０５を入力信号の搬送波に同期させる必要がなく、入力
信号を準同期直交検波すればよく、その点で構成が簡単
になり、かつＰＮ系列の位相を順次ずらし、図１１に示
した処理も必要としない。逆正接演算部５１３で加算器
５０６の出力で減算器５０７の出力を割算した値の逆正
接、つまりｔａｎ^-1θを求めると、入力信号の搬送波の
位相θが得られる。このθが変化していることは入力信
号の搬送波の周波数と、発振器５０５の発振周波数とに
ずれがあることを示す。

【００６４】入力端子１０からの入力拡散信号又は複素
信号に変換した実部信号、虚部信号、つまり低域通過フ
ィルタ１３，１４の各出力信号を、そのデータレートよ
りも高い標本化レートで標本化してデジタル信号に変換
し、これをメモリに蓄積し、その蓄積データに対して、
マッチドフィルタの係数を乗算し、その乗算値を加算し
て、マッチドフィルタ処理を行う。この場合メモリ内の
各サンプルデータではなく、拡散信号のデータレートと
対応したサンプルごとに係数を乗算する。これを等価回
路で示すと図１３に示すようになる。この乗算加算を１
サンプルずつずらしたサンプルデータ群に対して次々と
行う。このようなメモリ蓄積内データに対するマッチド
フィルタ処理を図１２に示したように、４つのマッチド
フィルタ５０１〜５０４と対応して行い、その出力を図
１２と同様に処理することにより、逆拡散出力を得るこ
とができ、ＰＮ位相ｎＳｙｎｃを求めることができる。
この場合、マッチドフィルタの係数は＋１又は−１の何
れかであるから、積の演算を行うことなく、符号の変更
後加算すればよい。

【００６５】上述においてはこの発明をＯＱＰＳＫ変調
信号の測定に適用したが、ＱＡＭ，ＰＳＫ，ＦＳＫなど
各種のデジタル直交変調信号の測定に適用することがで
き、ＣＤＭＡの変調信号でない場合はＰＮ位相同期部２
０の代りに時間基準抽出部とすればよく、また図１７中
の受信フィルタ５６，５７は変調信号に応じて使用し、
かつその特性も規格に応じたものを使用する。

【００６６】時間基準抽出部２０はＴＤＭＡ波について
はそのバースト波のどのタイミングで波形品質や変調率
の計算をするかが規定されており、その時間基準の抽出
に用いられ、従って、周波数誤差Ω₂ やキャリア位相φ
₂ 、クロック位相τ₂ の測定には必要としない。また時
間アライメント誤差の測定にも時間基準抽出部２０が必
要となる。この発明はクロック位相τ₂ 、周波数誤差Ω
₂ キャリア位相φ₂ の少くとも１つを測定すればよく、
必ずしも波形品質を測定しなくてもよく、更に波形品質
のみならず変調精度、ＩＱ原点オフセットなどの測定に
用いてもよい。

【００６７】

【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば入力
直交変調信号のパラメータを粗パラメータ推定部１５で
あらく推定して、その推定値を用いて、複素ベースバン
ド信号を補正し、これからデータ検出、参照信号の生成
を行い、これらを用いて精パラメータ推定部２３で精度
よくパラメータを推定する構成としているため、遅延検
波を必要とせず、同期検波を行うことができ、あらゆる
形式の直交変調信号のパラメータ測定が可能である。ま
たシンボル点のみの考慮でよいという条件、送信データ
を用いないクロック位相推定が可能であるという条件が
なくても、パラメータを精度よく測定することができ
る。

【００６８】つまりこの発明では入力信号の変調形式に
応じて、粗パラメータ部１５内のデータ検出、仮りの参
照生成データ検出部１８，１９、時間基準抽出部２０、
参照信号生成部２１、必要に応じて受信フィルタ５６，
５７を変更すれば、精パラメータ推定部２３は何れの変
調形式にも適用できる。図１１に示す同期方式を用いる
と、部分系列に分割しない場合より、短時間で同期を成
立させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示すブロック図。

【図２】ＯＰＱＰＳＫ変調信号生成手段の例を示すブロ
ック図。

【図３】図１中の粗パラメータ推定部１５の具体例を示
すブロック図。

【図４】図３中の初期値推定部１０４の具体例を示すブ
ロック図。

【図５】図４中のデータ検出および参照信号生成部１１
４の具体例を示すブロック図。

【図６】図３中の線形回帰計算部１０５の具体例を示す
ブロック図。

【図７】図１中のクロック位相推定および波形補間処理
部２４の具体例を示すブロック図。

【図８】図１中のキャリア位相周波数誤差推定部２５の
具体例を示すブロック図。

【図９】時間アライメント誤差測定のためのシステム構
成を示すブロック図。

【図１０】図１中のＰＮ位相同期部２０の具体例を示す
ブロック図。

【図１１】パイロット信号と、測定信号と、復調データ
と時間アライメント誤差との関係例を示す図。

【図１２】ＰＮ位相の他の測定方法を示すブロック図。

【図１３】図１２中のマッチドフィルタをデジタル信号
に適用可能な構成とした例を示す図。

【図１４】パラメータ測定の一般的構成を示すブロック
図。

【図１５】図１４中のデジタル信号処理部６の一般的構
成を示すブロック図。

【図１６】従来のパラメータ測定装置を示すブロック
図。

【図１７】この発明のパラメータ測定装置の基本構成を
示すブロック図。

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力デジタル直交変調信号を直交検波し
   て複素ベースバンド信号を得る第１手段と、 上記複素ベースバンド信号のパラメータをおおまかに推
   定してその推定値によりその複素ベースバンド信号を補
   正する第２手段と、 その第２手段で補正された複素ベースバンド信号からデ
   ータを検出する第３手段と、 上記検出したデータを用いて、送信信号と対応する参照
   信号を生成する第４手段と、 上記補正された複素ベースバンド信号と上記参照信号と
   を用いて、上記入力デジタル変調信号のパラメータを推
   定する第５手段と、 を有するデジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
2. 【請求項２】 請求項１の測定装置において、 上記第２手段は上記複素ベースバンド信号から、上記第
   ５手段での推定よりも、粗い精度でパラメータを推定す
   る第６手段と、その第６手段で推定したパラメータを用
   いて上記複素ベースバンド信号を補正する第７手段より
   なることを特徴とするデジタル直交変調信号のパラメー
   タ測定装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２の測定装置において、 上記第５手段は上記補正された複素ベースバンド信号と
   上記参照信号とによりクロック位相τ₂ を推定し、上記
   補正された複素ベースバンド信号を、上記の推定クロッ
   ク位相τ₂ をシンボル点とする信号に補間演算する第８
   手段と、その補間演算された複素ベースバンド信号と上
   記参照信号とから上記周波数誤差Ω₂ 、搬送波位相φ₁
   の少くとも一方の推定を行う第９手段とよりなることを
   特徴とするデジタル直交変調信号のパラメータ測定装
   置。
4. 【請求項４】 請求項２又は３の測定装置において、 入力デジタル直交変調信号はデジタルデータに変換され
   たものであって、上記第６手段はサンプル当りの搬送波
   周波数誤差Ω₁ 、搬送波位相φ₁ とクロック位相τ₁ と
   を推定することを特徴とするデジタル直交変調信号のパ
   ラメータ測定装置。
5. 【請求項５】 請求項４の測定装置において、 上記第２手段の補正は、上記周波数誤差Ω₁ 、上記搬送
   波位相φ₁ だけ複素ベースバンド信号のそれらに対する
   補正であり、上記第３手段のデータ検出は上記クロック
   位相τ₁ のタイミングで行うことを特徴とするデジタル
   直交変調信号のパラメータ測定装置。
6. 【請求項６】 請求項５の測定装置において、 上記第６手段は位相をおおまかにずらした複数の局部搬
   送波により上記複素ベースバンド信号をそれぞれ位相シ
   フトし、これら各位相シフトされた信号を、おおまかに
   位相が選定された複数のクロック位相でそれぞれデータ
   を検出し、これら検出データにより仮りの参照信号を作
   り、この各仮りの参照信号と、その作成に用いた上記位
   相シフトされた複素ベースバンド信号との相互相関を求
   め、これら相互相関の最大のものと対応する上記クロッ
   ク位相より上記クロック位相τ₁を求め、かつ上記最大
   のものと対応する上記シフト位相を、複素ベースバンド
   信号の系列に対して、求めて繰返して更新し、これより
   上記搬送波位相φ₁ 及び上記周波数誤差Ω₁ を求める手
   段であることを特徴とするデジタル直交変調信号のパラ
   メータ測定装置。
7. 【請求項７】 請求項３乃至６の何れかの測定装置にお
   いて、 上記第８手段は上記補正された複素ベースバンド信号
   を、位相τの２次関数の３つの係数で表現される係数列
   の３つのフィルタ特性によりフィルタリング処理して、
   位相特性が直線位相、振幅特性が、上記複素ベースバン
   ド信号の通過帯域で平坦でサンプリングによるエリアシ
   ング成分を除去する第１０手段と、これら３つのフィル
   タリング処理した信号と上記参照信号との相互相関をそ
   れぞれ演算する第１１手段と、これら相互相関演算結果
   を上記τの２次関数の３つの係数として、その２次関数
   の極大値となるτを求めて上記クロック位相τ₂ とする
   第１２手段と、上記第１０手段の３つのフィルタリング
   処理結果を上記クロック位相τ₂ の２次関数の３つの係
   数とする２次関数として上記補間演算結果を得る第１３
   手段とよりなることを特徴とするデジタル直交変調信号
   のパラメータ測定装置。
8. 【請求項８】 請求項３乃至７の何れかの測定装置にお
   いて、 上記第９手段は上記補間演算された複素ベースバンド信
   号と上記参照信号と相互相関を演算する第１４手段と、
   その第１４手段の演算結果から上記参照信号に対する上
   記補間演算された複素ベースバンド信号の位相変位を求
   めて上記搬送波位相φ₁ とする第１５手段と、上記補間
   演算された複素ベースバンド信号と、時刻の単位である
   信号サンプル列の順序番号ｋ及びそのｋ² との各積を演
   算する第１６手段と、その第１６手段のｋ及びｋ² との
   各積の結果と上記参照信号との相互相関をそれぞれ演算
   する第１７手段と、第１７手段で得られた２つの相互相
   関演算結果と上記第１４手段で得られた相互相関演算結
   果とその積をそれぞれ演算する第１８手段と、第１８手
   段で得られた二つの積のうち、上記ｋ² の積と対応する
   積の実部で、上記ｋの積と対応する虚部で除算して上記
   周波数誤差Ω₂ を得る第１４手段とよりなることを特徴
   とするデジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
9. 【請求項９】 請求項５乃至８の何れかの測定装置にお
   いて、 上記入力デジタル直交変調信号はＯＱＰＳＫ信号の場合
   に、上記第３手段のデータ検出は、上記補正された複素
   ベースバンド信号の虚数部に対する検出を１／２クロッ
   ク周期だけずらす遅延手段を含み、 上記第３手段で得た検出データに対し、局部第１ＰＮ系
   列と第２ＰＮ系列を同期させ、その同期した局部第１、
   第２ＰＮ系列を検出データとして上記第４手段へわたす
   第２０手段を含むことを特徴とするデジタル直交変調信
   号のパラメータ測定装置。
10. 【請求項１０】 請求項９の測定装置において、 上記第２０手段は上記第３手段で検出された実部データ
    と虚部データとの一方のデータ系列及び直列とされた上
    記局部第１、第２ＰＮ系列をそれぞれ同一長の部分系列
    に分割する分割手段と、先頭の上記データの部分系列
    と、先頭の上記局部ＰＮ系列の部分系列とを取出す先頭
    取出し手段と、取出された両部分系列の相関を計算し、
    その相関値がしきい値を越えたか否かを判定する判定手
    段と、その判定手段がしきい値を越えないと判定すると
    上記局部第１、第２ＰＮ系列の位相を１クロックずらし
    て上記分割手段へ戻るスライド手段と、上記判定手段が
    しきい値を越えたと判定すると次の上記データの部分系
    列を取出して上記判定手段に戻る部分系列更新手段とを
    上記データ部分系列の全てが連続してしきい値を越える
    と同期したと判定する手段よりなることを特徴とするデ
    ジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０の測定装置において、 上記部分系列更新手段は上記判定手段における相関値を
    累積加算する手段を含み、上記データ部分系列の全てが
    連続してしきい値を越えた際に、上記累積加算値が第２
    しきい値を越えた場合に同期と判定し、そうでない場合
    は上記スライド手段に移る手段を有することを特徴とす
    るデジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
12. 【請求項１２】 請求項９乃至１１の測定装置におい
    て、 上記第２０手段の同期化において、上記入力デジタル直
    交変調信号の変調信号に対する上記局部第１、第２ＰＮ
    系列の位相差を検出し、この位相差から時間アライメン
    ト誤差と測定する第２１手段を含むことを特徴とするデ
    ジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
13. 【請求項１３】 請求項１乃至８の何れかの測定装置に
    おいて、 上記複素ベースバンド信号の実部及び虚部をそれぞれ第
    １ＰＮ系列による第１、第２マッチドフィルタ処理を行
    う手段と、上記複素ベースバンド信号の実部及び虚部を
    第２ＰＮ系列による第３、第４マッチドフィルタ処理を
    行う手段と、上記第１マッチドフィルタ処理結果と上記
    第４マッチドフィルタ処理結果とを加算する手段と、上
    記第２マッチドフィルタ処理結果と上記第３マッチドフ
    ィルタ処理結果とを加算する手段と、これら両加算手段
    の加算値の各自乗値又は各絶対値の和を求める手段と、
    この和出力として測定開始から最初にパルスが得られる
    までの時間を求める手段と、この時間から時間アライメ
    ント誤差を求める手段とを含むことを特徴とするデジタ
    ル直交変調信号のパラメータ測定装置。
14. 【請求項１４】 請求項９乃至１３の何れかの測定装置
    において、 上記入力デジタル直交変調信号がＯＱＰＳＫ信号の場合
    に上記第３手段の上記遅延手段を有効とし、上記入力デ
    ジタル直交変調信号がＯＱＰＳＫ信号でない場合に、上
    記第３手段の上記遅延手段を無効とする切替え手段を含
    むことを特徴とするデジタル直交変調信号のパラメータ
    測定装置。
15. 【請求項１５】 請求項１４の測定装置において、 上記第３手段で得た検出データに対する時間基準を抽出
    する第２１手段を含み、上記入力デジタル直交変調信号
    がＯＱＰＳＫ信号の場合に上記第２１手段にかえて上記
    第２０手段を用い、上記入力デジタル直交変調信号がＯ
    ＱＰＳＫ信号でない場合に上記第２０手段にかえて上記
    第２１手段を用いる切替え手段を含むことを特徴とする
    デジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。
16. 【請求項１６】 請求項１４又は１５の測定装置におい
    て、 上記入力デジタル直交変調信号の変調形式に応じたフィ
    ルタ処理手段を上記第２手段と上記第３手段及び上記第
    ５手段との間、また上記第４手段と上記第５手段との間
    にそれぞれ挿脱する切替手段を含むことを特徴とするデ
    ジタル直交変調信号のパラメータ測定装置。