JPH09172799A - チョッパ定電流駆動方法，その回路，レンズ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 目標に対する追従性の向上を図ることによ
り、レンズ移動時の騒音や振動の増大を良好に抑制す
る。 【解決手段】 電流検出手段５００によって検出された
駆動コイル５０８の電流値は、誤差検出手段５０２によ
って目標電流値と比較され、両者の誤差が検出される。
検出された誤差は、ゲート制御手段５０４に供給され
る。ゲート制御手段５０４では、入力された誤差に対応
して電流方向と誤差の程度に応じて、電流が増加する第
一の状態，電流が減少する第二の状態，電流が急減少す
る第三の状態が組み合わせられてゲート手段５０６が制
御され、駆動コイル５０８に対する電流制御が行われ
る。目標電流増大時は、第一と第二の状態が誤差の程度
に応じた割合で繰り返される。目標電流減少時は、第二
と第三の状態が誤差の程度に応じた割合で繰り返され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ステップモータ
を駆動制御するチョッパ定電流駆動方法，その回路，レ
ンズ駆動装置にかかり、更に具体的には、ビデオカメラ
などに装備される撮像レンズの移動用ステップモータを
駆動制御するレンズ駆動に好適なチョッパ定電流駆動方
法，その回路，レンズ駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】レンズ駆動装置としては、例えば特開平
６−１３８３５８号，特開平６−３０８３６４号，実開
平５−２３７９９号，特開平４−１０２８１３号，特開
平３−２１７８０５号，特開平３−１６９１６９号に開
示されたものがある。以下、一例を説明する。

【０００３】図１７には、従来のレンズ駆動装置の機械
的部分の一例が示されており、駆動対象のレンズ１を保
持するレンズ枠２がガイドシャフト３によって、矢印方
向に平行移動可能となるよう保持されている。そして、
このレンズ枠２に設けたねじ受け部４とステップモータ
５の回転軸に設けた送りねじ６とが接合するように配置
されており、これによりステップモータ５の回転に伴っ
てレンズ１がガイドシャフト３と平行に移動する。

【０００４】このようなレンズ移動機構に用いられる駆
動方法としては、マイクロステップ定電流チョッパ駆動
方式が知られている。この手法は、二相バイポーラ駆動
ステップモータの回転時の振動及び騒音を減らして回転
させる技術として、二相ステップモータのＡ相及びＢ相
の駆動コイル電流を各々９０度位相のずれた正弦波と
し、ステップモータの発生するトルクを平坦にすること
によって滑らかな回転動作を実現する技術である。

【０００５】このような、レンズを移動させるステップ
モータを振動及び騒音を減らして回転させるためのマイ
クロステップ定電流チョッパ駆動装置としては、例えば
図２に示すものが用いられている。同図において、ＣＰ
Ｕ７は、移動方向信号８と移動パルス９を駆動電流設定
回路１０に供給し、駆動電流設定回路１０は、Ａ相階段
状目標電流信号１１とＡ相電流方向信号１２，及びＢ相
階段状目標電流信号１３とＢ相電流方向信号１４とをそ
れぞれ発生出力する。移動方向信号８がＬレベル論理の
ときはステップモータ５（図１７参照）はＣＷ（時計）
方向に回転し、Ｈレベル論理のときはステップモータ５
はＣＣＷ（反時計）方向に回転する。

【０００６】移動方向信号８がＬレベル論理のときのＡ
相階段状目標電流信号１１，Ａ相電流方向信号１２，Ｂ
相階段状目標電流信号１３，Ｂ相電流方向信号１４は、
それぞれ図３（B）〜（E）に示すような波形である。ま
た、移動方向信号８がＨレベル論理のときのＡ相階段状
目標電流信号１１，Ａ相電流方向信号１２，Ｂ相階段状
目標電流信号１３，Ｂ相電流方向信号１４は、それぞれ
図４（B）〜（E）に示すような波形である。なお、図
３，図４の（A）は移動パルス９である。

【０００７】Ａ相階段状目標電流信号１１の電圧は移動
パルス９が入力されるたびに正弦波形の負の部分を折り
返した階段状近似で変化する信号であり、Ａ相電流方向
信号１２はＡ相階段状目標電流信号１１が零になるとき
に反転する信号である。また、Ｂ相階段状目標電流信号
１３及びＢ相電流方向信号１４は、Ａ相側の信号に対し
て９０度位相のずれた信号である。なお、図３，図４で
は、正弦波の一周期を３２分割した階段状波形とした
が、分割数を増やす程より正弦波に近い波形が得られ
る。

【０００８】今、ＣＰＵ７からの移動方向信号８がＬレ
ベル論理（ＣＷ方向）であって、図３で移動パルス９が
Ｆ＝０の状態であるとする。移動パルス９が順に入力さ
れると、駆動電流設定回路１０は、Ｆ＝１，２，３，…
…の順に（B）〜（E）の信号をそれぞれ出力する。ま
た、ＣＰＵ７からの移動方向信号８がＨレベル論理（Ｃ
ＣＷ方向）であって、図４で移動パルス９がＲ＝０であ
るとする。移動パルス９が順に入力されると、駆動電流
設定回路１０は、Ｒ＝１，２，３，……の順に（B）〜
（E）の信号をそれぞれ出力する。

【０００９】次に、図２に戻って、以上のようにして駆
動電流設定回路１０で発生出力されたＡ相階段状目標電
流信号１１，Ａ相電流方向信号１２は、Ａ相チョッパ定
電流駆動回路１５に送られる。Ａ相チョッパ定電流駆動
回路１５は、Ａ相駆動コイル１６に流す電流の大きさを
Ａ相階段状目標電流信号１１によって決めるとともに、
電流の方向をＡ相電流方向信号１２によって決め、Ａ相
駆動コイル電流を制御する。同様に、駆動電流設定回路
１０で発生出力されたＢ相階段状目標電流信号１３，Ｂ
相電流方向信号１４は、Ｂ相チョッパ定電流駆動回路１
７に送られる。Ｂ相チョッパ定電流駆動回路１７は、Ｂ
相駆動コイル１８に流す電流の大きさをＢ相階段状目標
電流信号１３によって決めるとともに、電流の方向をＢ
相電流方向信号１４によって決め、Ｂ相駆動コイル電流
を制御する。

【００１０】次に、Ａ相チョッパ定電流回路１５及びＢ
相チョッパ定電流回路１７について、図５〜図８を参照
しながら説明する。なお、両回路は同一の構成であるた
め、以下Ａ，Ｂを区別することなく説明する。図５にお
いて、Ａ相又はＢ相の階段状目標電流信号１９は第一の
平滑回路２０に送られ、ここでなだらかな波形となり、
目標電流信号２１として誤差アンプ２２に供給される。
また、駆動コイル５０に流れる電流を検出する電流検出
抵抗２３を流れる電流に比例した電圧が、第二の平滑回
路２４で平滑された後、電流検出アンプ２５で所定電圧
に増幅され、検出電流信号２６として誤差アンプ２２に
供給される。誤差アンプ２２では、前記目標電流信号２
１と検出電流信号２６との誤差が検出されて増幅され、
誤差信号２７としてコンパレータ２８へ供給される。

【００１１】このコンパレータ２８の他方の入力側であ
る鋸波発生回路２９では、図６に示すようなＰＷＭ周期
で繰り返し波形となる鋸波信号３０（同図（B）参照）
とタイミング信号３１（同図（A）参照）が発生出力さ
れている。これらのうち、鋸波信号３０はコンパレータ
２８に供給され、タイミング信号３１はゲート制御回路
３２に供給される。コンパレータ２８では、前記誤差信
号２７と鋸波信号３０が比較され、誤差信号２７が鋸波
信号３０より大なるときはＬレベルの論理信号となるＰ
ＷＭ信号３３が、また誤差信号２７が鋸波信号３０より
小なるときはＨレベルの論理信号となるＰＷＭ信号３３
が、それぞれゲート制御回路３２に供給される。すなわ
ち、誤差信号の大きさにパルス幅が比例するような信号
がゲート制御回路３２に供給される。

【００１２】ゲート制御回路３２では、Ｄフリップフロ
ップ回路３４のＤ入力側に前記電流方向信号３５が入力
され、クロック入力側に前記タイミング信号３１が入力
されており、これらによって、電流方向信号３５がタイ
ミング信号３１の立ち上がりエッジでラッチされる。す
なわち、電流方向信号３５がＬレベル論理状態であり、
タイミング信号３１の立ち上がりエッジが到来すると、
Ｄフリップフロップ回路３４のＱ出力はＬレベル，Ｑ反
転出力はＨレベルとなる。また、電流方向信号３５がＨ
レベル論理状態であり、タイミング信号３１の立ち上が
りエッジが到来すると、Ｄフリップフロップ回路３４の
Ｑ出力はＨレベル，Ｑ反転出力はＬレベルとなる。な
お、タイミング信号３１の立ち上がりエッジが到来しな
いときは、Ｄフリップフロップ回路３４のＱ出力及びＱ
反転出力は以前の状態を保持する。このＤフリップフロ
ップ回路３４の出力は、Ｈブリッジ回路３６，ＯＲゲー
ト３９，４１に対して行われる。

【００１３】Ｈブリッジ回路３６は、ＰチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴである第一及び第二のＦＥＴ４２及び４０，Ｎ
チャンネルＭＯＳＦＥＴである第三及び第四のＦＥＴ３
８及び３７，第一〜第六のダイオード４３〜４８，電流
検出抵抗２３で構成されている。そして、第一，第二の
ＦＥＴ４２，４０は、ゲートがＬレベル論理のときにド
レイン・ソース間がＯＮ状態となり、ゲートがＨレベル
論理のときにドレイン・ソース間がＯＦＦ状態となる。
また、第三及び第四のＦＥＴ３８，３７は、ゲートがＨ
レベル論理の時にドレインとソース間がＯＮ状態と成
り、ゲートがＬレベル論理の時にドレインとソース間が
ＯＦＦ状態となる。

【００１４】このようなＤフリップフロップ回路３４の
出力のうち、Ｑ出力はＨブリッジ回路３６の第四のＦＥ
Ｔ３７のゲートを制御し、Ｑ反転出力は第三のＦＥＴ３
８のゲートを制御する。また、Ｄフリップフロップ回路
３４のＱ出力信号と前記ＰＷＭ信号３３を入力とする第
一のＯＲゲート３９の出力は、第二のＦＥＴ４０のゲー
トを制御する。また、Ｄフリップフロップ回路３４のＱ
反転出力信号とＰＷＭ信号３３を入力とする第二のＯＲ
ゲート４１の出力は、第一のＦＥＴ４２のゲートを制御
する。

【００１５】従って、Ｈブリッジ回路３６の各ＦＥＴ３
７，３８，４０，４２のＯＮ，ＯＦＦとしては、電流方
向信号３５とＰＷＭ信号３３の状態によって、次の表１
に示す４つの状態が存在することになる。

【表１】

【００１６】今、電流方向信号３５がＬレベル論理状態
（ＣＷ方向）であるとすると、表１より、第一のＦＥＴ
４２はＯＦＦ状態，第三のＦＥＴ３８はＯＮ状態，第四
のＦＥＴ３７はＯＦＦ状態となる。また、第二のＦＥＴ
４０はＰＷＭ信号３３の出力に従うため、ＰＷＭ信号３
３がＬレベル論理のときはＯＮ状態，Ｈレベル論理のと
きはＯＦＦ状態となる。このときの駆動電流の流れを図
７に示す。第二のＦＥＴ４０がＯＮ状態の駆動コイル電
流は、図７（A）のように、モータ電源４９→第二のＦ
ＥＴ４０→駆動コイル５０→第三のＦＥＴ３８→電流検
出抵抗２３→ＧＮＤの経路で増加する。第二のＦＥＴ４
０がＯＦＦ状態の駆動コイル電流は、図７（B）のよう
に、駆動コイル５０→第三のＦＥＴ３８→電流検出抵抗
２３→ＧＮＤ→第六のダイオード４８→駆動コイル５０
の経路で減少する。

【００１７】このように、ＣＷ方向に回転するときは、
第二のＦＥＴ４０がＯＮ又はＯＦＦ状態を繰り返すこと
により、駆動コイル電流は増加・減少を繰り返し、第二
のＦＥＴ４０のＯＮ時間とＯＦＦ時間との比によって平
均的な駆動コイル電流が制御される。

【００１８】これに対し、電流方向信号３５がＨレベル
論理状態（ＣＣＷ方向）であるとすると、表１より、第
二のＦＥＴ４０はＯＦＦ状態，第三のＦＥＴ３８はＯＦ
Ｆ状態，第四のＦＥＴ３７はＯＮ状態となる。また、第
一のＦＥＴ４２はＰＷＭ信号３３の出力に従うため、Ｐ
ＷＭ信号３３がＬレベル論理のときはＯＮ状態，Ｈレベ
ル論理のときはＯＦＦ状態となる。このときの駆動電流
の流れを図８に示す。第一のＦＥＴ４２がＯＮ状態の駆
動コイル電流は、図８（A）のように、モータ電源４９
→第一のＦＥＴ４２→駆動コイル５０→第四のＦＥＴ３
７→電流検出抵抗２３→ＧＮＤの経路で増加する。第一
のＦＥＴ４２がＯＦＦ状態の駆動コイル電流は、図８
（B）のように、駆動コイル５０→第四のＦＥＴ３７→
電流検出抵抗２３→ＧＮＤ→第五のダイオード４７→駆
動コイル５０の経路で減少する。

【００１９】このように、ＣＣＷ方向に回転するとき
は、第一のＦＥＴ４２がＯＮ又はＯＦＦ状態を繰り返す
ことにより、駆動コイル電流は増加・減少を繰り返し、
第一のＦＥＴ４２のＯＮ時間とＯＦＦ時間との比によっ
て平均的な駆動コイル電流が制御される。

【００２０】次に、階段状目標電流信号１９（図３，図
４の（B），（D）参照）の変化によって駆動コイル電流
を制御する動作について、図５を参照しながら説明す
る。今、階段状目標電流信号１９の電圧が階段状に増加
したとすると、第一の平滑回路２０によって、目標電流
信号２１の電圧はなだらかに増加する。目標電流信号２
１の電圧が増加すると誤差アンプ２２の非反転入力端子
電圧が上がり、誤差アンプ２２の出力電圧である誤差信
号２７の電圧が増加する。すると、コンパレータ２８の
反転入力端子電圧が上がるようになり、コンパレータ出
力信号であるＰＷＭ信号３３のＬレベル論理期間が長く
なってＨレベル論理期間が短くなる。このため、表１に
沿って説明した通り、平均的な駆動コイル電流は増加す
る。

【００２１】この駆動コイル電流は、Ｈブリッジ回路３
６の電流検出抵抗２３を流れるため、その両端には駆動
コイル電流に比例した電圧が生じるが、この電圧は、Ｆ
ＥＴ４０又は４２によるＯＮ／ＯＦＦの繰返しによるコ
イル電流の増減の繰返しのため、リップル成分を含んで
いる。しかし、第二の平滑回路２４によってリップル成
分が除かれ、駆動コイル電流の平均電流に比例した電圧
となる。従って、平均的な駆動コイル電流が増加する
と、第二の平滑回路出力電圧は増加することとなる。第
二の平滑回路２４の出力が増加すると、電流検出アンプ
２５の非反転端子電圧が上がるため、電流検出アンプ出
力電圧である検出電流信号２６の電圧が増加する。これ
が抵抗を介して誤差アンプ２２の反転入力端子に供給さ
れているため、反転入力側の電圧が上がり、目標電流信
号２１の電圧増加に対する誤差を縮めるように作用す
る。このような動作を繰り返すことにより、目標電流信
号２１に追従するよう駆動コイル電流が制御される。

【００２２】

【従来技術と発明が解決しようとする課題】しかしなが
ら、以上のような背景技術には、次のような不都合があ
る。まず、第一の問題点は、ステップモータ５を連続回
転させるために移動パルス９が連続的に与えられたとき
の目標電流信号２１の変化に対する駆動コイル電流の追
従性の悪化である。鋸波信号３０の振幅は、図６（B）
に示す通り、「０」と「Ｖ+」の間を振れる。このた
め、誤差アンプ２２に入力される検出電流信号２６に比
べて目標電流信号２１が十分大きいときは、誤差信号２
７が「Ｖ+」より大きくなり、コンパレータ２８の出力
であるＰＷＭ信号３３が常にＬレベル論理状態となる。
逆に、誤差アンプ２２に入力される検出電流信号２６に
比べて目標電流信号２１が十分小さいときは、誤差信号
２７が「０」より小さくなり、コンパレータ２８の出力
であるＰＷＭ信号３３が常にＨレベル論理状態となる。
なお、誤差信号２７が「０」と「Ｖ+」の間にあるとき
は、コンパレータ２８の出力であるＰＷＭ信号３３はＰ
ＷＭ周期でＬレベル論理とＨレベル論理を繰り返す。

【００２３】従って、目標電流信号２１が増加するとき
は、ＰＷＭ信号３３が常にＬレベル論理であれば駆動コ
イル電流の増加が最大となり、目標電流信号２１が減少
するときは、ＰＷＭ信号３３が常にＨレベル論理であれ
ば駆動コイル電流の減少が最小となる。

【００２４】このような駆動コイル電流の増加が最大で
あるＰＷＭ信号３３が常にＬレベル論理の場合と、駆動
コイル電流の減少が最大であるＰＷＭ信号３３が常にＨ
レベル論理の場合について、電流方向信号３５がＬレベ
ル論理状態のときを例として更に説明する。この状態で
は、前記表１に示したように、第一のＦＥＴ４２はＯＦ
Ｆ状態，第三のＦＥＴ３８はＯＮ状態，第四のＦＥＴ３
７はＯＦＦ状態となり、第二のＦＥＴ４０はＰＷＭ信号
３３の出力に従ってＯＮ，ＯＦＦとなる。

【００２５】このため、誤差信号２７が「Ｖ+」より大
きくＰＷＭ信号３３が常にＬレベル論理のときは、第二
のＦＥＴ４０が常にＯＮとなる。また、誤差信号２７が
「０」より小さくＰＷＭ信号３３が常にＨレベル論理の
ときは、第二のＦＥＴ４０が常にＯＦＦとなる。

【００２６】第二のＦＥＴ４０のＯＮ時及びＯＦＦ時の
等価回路は、図９（A）に示すように、駆動コイル５０
が抵抗５０Ｒとインダクタンス５０Ｌの直列回路とな
り、ＦＥＴ４０はＯＮ抵抗４０Ｒとスイッチ４０Ｓによ
って表わされる。なお、第三のＦＥＴ３８はＯＮである
ので、ＯＮ抵抗３８Ｒで表わされる。

【００２７】このような図９（A）の等価回路において
第二のＦＥＴ４０をＯＮ／ＯＦＦ，つまりスイッチ４０
ＳをＯＮ／ＯＦＦしたときの電流波形は、図９（B）の
ようになる。駆動コイル電流が「０」の状態から増加す
る第二のＦＥＴ４０がＯＮの領域においては、電流が増
加する傾斜は零近辺が急であり、電流が増加するにつれ
傾斜はなだらかになる。他方、駆動コイル電流が減少す
る第二のＦＥＴ４０がＯＦＦの領域においては、電流の
減少する傾斜は減少開始付近が急であり、電流が零に近
付くほど傾斜はなだらかになる。

【００２８】これに対し、階段状目標電流信号１９の変
化は、正弦波の近似階段状波形であるから、図３に示す
ように電流の増加する領域及び電流の減少する領域共
に、電流が零付近での変化量が最も大きく、最大電流付
近での変化量が最も少ない。このため、両者の変化が最
も乖離する領域，すなわち駆動コイル電流が減少する領
域の零電流の手前において、目標電流信号２１に対する
駆動コイル電流の追従性が悪化するという問題がある。

【００２９】次に、第二の問題点は、電流方向信号が切
り替わるときに生ずる急激なトルク変化に伴う騒音振動
の増大である。Ａ相の電流方向信号３５がＬレベルから
Ｈレベルに切り替わるＦ＝１５からＦ＝１６に状態が移
る場合（図３参照）を例として説明する。今、Ｆ＝１５
では電流方向信号３５がＬレベルであるから、前記表１
より第一のＦＥＴ４２はＯＦＦ状態，第三のＦＥＴ３８
はＯＮ状態，第四のＦＥＴ３７はＯＦＦ状態となり、第
二のＦＥＴ４０がＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことで駆動コ
イル電流が制御されている。このときの駆動コイル電流
の流れは、第二のＦＥＴ４０のＯＮ時は図７（A）であ
り、第二のＦＥＴ４０のＯＦＦ時は図７（B）である。
また、このＦ＝１５の状態においては、第一の問題点で
述べたで通り、目標電流信号２１の減少に対して駆動コ
イル電流の追従が遅れている状態にある。

【００３０】この状態から、次の移動パルス９であるＦ
＝１６が入力されると、駆動電流設定回路１０（図２参
照）は、階段状目標電流信号１９を零にすると共に、電
流方向信号３５をＨレベルに切り替える。電流方向信号
３５がＨレベルになると、前記表１より、第二のＦＥＴ
４０はＯＦＦ状態，第三のＦＥＴ３８はＯＦＦ状態，第
四のＦＥＴ３７はＯＮ状態となり、第一のＦＥＴ４２は
ＰＷＭ信号３３の出力に従う。すなわち、ＰＷＭ信号３
３がＬレベル論理のときは第一のＦＥＴ４２はＯＮ状態
となり、ＰＷＭ信号３３がＨレベル論理のときは第一の
ＦＥＴ４２はＯＦＦ状態となるという動作が繰り返され
る。

【００３１】しかしながら、各ＦＥＴが切り替わる瞬間
において、駆動コイル５０の両端には、そのインダクタ
ンス成分５０Ｌ（図９（A）参照）の効果で現在流れて
いる電流による磁界エネルギを放出しようとして電源電
圧より高い電圧が発生する。このときの駆動コイル電流
の流れを示すと、第一のＦＥＴ４２がＯＮのときは、図
１０（A）のように、ＧＮＤ→電流検出抵抗２３→第四
のＦＥＴ３７→駆動コイル５０→第一のＦＥＴ４２→モ
ータ電源４９の経路となる。また、第一のＦＥＴ４２が
ＯＦＦのときは、図１０（B）のように、ＧＮＤ→電流
検出抵抗２３→第四のＦＥＴ３７→駆動コイル５０→第
一のダイオード４３→モータ電源４９の経路となる。い
ずれにしても、第一のＦＥＴ４２のＯＮ／ＯＦＦにかか
わらず、駆動コイル電流は急激に減少する。このような
急激な駆動コイル電流変化をステップモータに与えるこ
とは、急激なトルク変化をもたらし、騒音振動の増大を
招くことになる。

【００３２】図１１には、以上のような第一及び第二の
問題点による目標電流信号２１の変化に対する駆動コイ
ル電流の追従性が示されている。同図は、図３のＡ相に
おける移動パルス９がＦ＝１４，Ｆ＝１５，Ｆ＝１６の
場合の主要信号波形であり、同図（A）は階段状目標電
流信号１９，同図（B）は目標電流信号２１，同図（C）
は駆動コイル電流の波形である。同図（A）の階段状目
標電流信号１９の波形は、第一の平滑回路２０（図５参
照）によって、同図（B）に示すなだらかな目標電流信
号２１の波形となる。

【００３３】次に、同図（C）に示す駆動コイル電流波
形に着目すると、Ｆ＝１４，Ｆ＝１５においては、前記
第一の問題点により、目標電流信号２１である同図
（B）に対して追従が遅れている。また、Ｆ＝１６にお
いては、前記第二の問題点により、急激に「０」になっ
ている。このように、目標電流に対する追従性の悪化に
より、レンズ移動時の騒音や振動が増大する。レンズの
移動速度を速めようとするほど目標電流である近似階段
状正弦波周波数が高くなるため、かかる現象はより顕著
に現れるようになり、レンズの高速移動時には特に問題
となる。

【００３４】この発明は、以上の点に着目したもので、
目標に対する追従性の向上を図ることにより、レンズ移
動時の騒音や振動の増大を良好に抑制することができる
チョッパ定電流駆動方法，その回路，レンズ駆動装置を
提供することを、その目的とするものである。

【００３５】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、この発明では、ステップモータの駆動コイル電流
が増加する第一の状態，駆動コイル電流が減少する第
二の状態，前記第二の状態より駆動コイル電流の減少
が大きい第三の状態，が設けられている。そして、これ
ら３つの状態を組み合わせて制御することで、追従性が
向上し、騒音や振動が低減される。

【００３６】本発明の基本構成は、例えば図１に示すよ
うになる。電流検出手段５００によって検出された駆動
コイル５０８の電流値は、誤差検出手段５０２によって
目標電流値と比較され、両者の誤差が検出される。検出
された誤差は、ゲート制御手段５０４に供給される。ゲ
ート制御手段５０４では、入力された誤差に対応してゲ
ート手段５０６が制御され、駆動コイル５０８に対する
電流制御が行われる。

【００３７】この場合において、ゲート制御手段５０４
では、電流方向と誤差の程度に応じて、前記第一，第
二，第三の状態が組み合わせられ、駆動コイル電流が制
御される。目標電流増大時は、第一と第二の状態が誤差
の程度に応じた割合で繰り返される。目標電流減少時
は、第二と第三の状態が誤差の程度に応じた割合で繰り
返される。

【００３８】本発明の主要な態様には、次のようなもの
もある。 （1）前記ゲート手段を、スイッチング素子を利用した
Ｈブリッジで構成する。 （2）前記電流検出手段は、検出値を単一方向化する手
段を含む。 （3）前記ゲート制御手段は、誤差信号に対応するＰＷ
Ｍ信号を生成する手段と、誤差信号の極性判別を行う手
段を含む。

【００３９】（4）ビデオカメラの撮像レンズを移動さ
せるステップモータをチョッパ定電流駆動によって駆動
するレンズ駆動装置において、駆動コイル電流が増加す
る第一の状態と駆動コイル電流が減少する第二の状態と
前記第二の状態より駆動コイル電流の減少が大きい第三
の状態を持ち、目標とする駆動コイル電流に対し、現在
の駆動コイル電流が小さいか等しい、又は設定範囲内で
大きいときは、前記第一の状態と前記第二の状態を繰り
返すことによって、前記目標とする駆動コイル電流に、
駆動コイル電流を近付けるよう制御し、前記目標とする
駆動コイル電流に対し、現在の駆動コイル電流が前記設
定以上に大きいときは、前記第二の状態と前記第三の状
態を繰り返すことによって、前記目標とする駆動コイル
電流に、駆動コイル電流を近付けるよう制御することを
特徴とするレンズ駆動装置。

【００４０】この発明の前記及び他の目的，特徴，利点
は、以下の詳細な説明及び添付図面から明瞭になろう。

【００４１】

【発明の実施の形態】以下、発明の実施の形態につい
て、実施例を参照しながら詳細に説明する。図１２に
は、本実施例にかかるステップモータ駆動回路の回路構
成が示されている。同図のように、基本的なブロックの
接続は、上述した背景技術と同様である。しかし、本実
施例の駆動電流設定回路１００では、出力信号波形が図
１３，図１４のようになる。すなわち、移動方向信号８
がＬレベル論理のときのＡ相階段状目標電流信号１１，
Ａ相電流方向信号１０２，Ｂ相階段状目標電流信号１
３，Ｂ相電流方向信号１０４は、図１３（B）〜（E）に
それぞれ示すような波形である。また、移動方向信号８
がＨレベル論理のときのＡ相階段状目標電流信号１１，
Ａ相電流方向信号１０２，Ｂ相階段状目標電流信号１
３，Ｂ相電流方向信号１０４は、図１４（B）〜（E）に
それぞれ示すような波形である。

【００４２】上述した背景技術と比較して、階段状目標
電流信号と電流方向信号の位相が１移動パルス分シフト
している点で異なる。すなわち、Ａ相階段状目標電流信
号１１の電圧は、移動パルス９が入力される度に正弦波
形の負の部分を折り返した階段状近似で変化し、Ａ相電
流方向信号１０２はＡ相階段状目標電流信号１１が零に
なって次の移動パルスが入力された時点で反転する信号
である。Ｂ相階段状目標電流信号１３，Ｂ相電流方向信
号１０４は、Ａ相側の信号に対して９０度位相のずれた
信号である。その他の点は、背景技術と同様である。図
１３（A），図１４（A）は移動パルス波形である。

【００４３】図１２に戻って、駆動電流設定回路１００
で発生出力されるＡ相階段状目標電流信号１１，Ａ相電
流方向信号１０２は、Ａ相チョッパ定電流駆動回路１０
５に送られる。Ａ相チョッパ定電流駆動回路１０５は、
Ａ相駆動コイル１６に流す電流の大きさをＡ相階段状目
標電流信号１１によって決めるとともに、電流の方向を
Ａ相電流方向信号１０２によって決め、Ａ相駆動コイル
電流を制御する。同様に、駆動電流設定回路１００で発
生出力されるＢ相階段状目標電流信号１３，Ｂ相電流方
向信号１０４は、Ｂ相チョッパ定電流駆動回路１０７に
送られる。Ｂ相チョッパ定電流駆動回路１０７は、Ｂ相
駆動コイル１８に流す電流の大きさをＢ相階段状目標電
流信号１３によって決めるとともに、電流の方向をＢ相
電流方向信号１０４によって決め、Ｂ相駆動コイル電流
を制御する。

【００４４】次に、前記Ａ相チョッパ定電流駆動回路１
０５及びＢ相チョッパ定電流駆動回路１０７は、いずれ
も図１５に示すような構成となっている。なお、Ａ相側
とＢ相側は同一の構成であるので、以下Ａ，Ｂを区別す
ることなく図１５，図１６を参照して説明する。また、
上述した背景技術に対応する構成要素には同一の符号を
用いることとする。

【００４５】図１５において、Ａ相又はＢ相の階段状目
標電流信号１９は第一の平滑回路２０に送られ、ここで
なだらかな波形となり、目標電流信号２１として誤差ア
ンプ２２に供給される。また、電流検出抵抗２３を流れ
る駆動コイル電流に比例した電圧は、アナログマルチプ
レクサ５１の入力端子５２及び第一の反転アンプ５３に
それぞれ供給されており、第一の反転アンプ５３の出力
はアナログマルチプレクサ５１の他の入力端子５４に供
給されている。アナログマルチプレクサ５１は、制御端
子５５がＬレベル論理のときに入力端子５２のアナログ
信号を出力端子５６に出力し、制御端子５５がＨレベル
論理のときに他の入力端子５４のアナログ信号を出力端
子５６に出力する。

【００４６】アナログマルチプレクサ５１の出力端子５
６から出力された信号は、第二の平滑回路２４で平滑さ
れた後、電流検出アンプ２５で所定の電圧に増幅され、
検出電流信号２６として誤差アンプ２２に供給される。
誤差アンプ２２は、前記目標電流信号２１と検出電流信
号２６との間の誤差を検出して増幅し、誤差信号２７と
して出力する。この誤差信号２７は、第一のコンパレー
タ５７，第三のコンパレータ５８の反転入力端子にそれ
ぞれ供給されるとともに、第二の反転アンプ５９で極性
反転の後、第二のコンパレータ６０の反転入力端子に供
給される。

【００４７】他方、鋸波発生回路２９は、図６に示した
ようなＰＷＭ周期で繰返し波形となる鋸波信号３０とタ
イミング信号３１を発生出力する。これらのうち、鋸波
信号３０は、第一のコンパレータ５７，第二のコンパレ
ータ６０の非反転入力端子にそれぞれ供給される。ま
た、タイミング信号３１はゲート制御回路３２に供給さ
れる。

【００４８】第一のコンパレータ５７は、前記誤差信号
２７と鋸波信号３０を比較し、誤差信号２７が鋸波信号
３０より大なるときはＬレベル論理信号となり、誤差信
号２７が鋸波信号３０より小なるときはＨレベル論理信
号となる第一のＰＷＭ信号６２を生成し、これをゲート
制御回路３２に供給する。

【００４９】第二のコンパレータ６０は、前記誤差信号
２７の反転アンプ５９による極性反転信号と鋸波信号３
０を比較し、極性反転信号が鋸波信号３０より大なると
きはＬレベル論理信号となり、極性反転信号が鋸波信号
３０より小なるときはＨレベル論理信号となる第二のＰ
ＷＭ信号６３を生成し、これをゲート制御回路３２に供
給する。

【００５０】第三のコンパレータ５８は、誤差信号２７
をＧＮＤレベルと比較し、誤差信号２７が正ならばＬレ
ベル論理信号となり、誤差信号２７が負ならばＨレベル
論理信号となる誤差極性信号６１を生成し、これをゲー
ト制御回路３２に供給する。

【００５１】鋸波信号３０の振幅は、図６に示したよう
に「０」と「Ｖ+」の間を振れる信号である。このた
め、誤差信号２７が正で０とＶ+の範囲にあるときは、
誤差極性信号６１がＬレベル論理、第一のＰＷＭ信号６
２がＨレベル論理とＬレベル論理を繰り返し、第二のＰ
ＷＭ信号６３はＨレベル論理となる。また、誤差信号２
７が負で反転アンプ５９による極性反転信号が０とＶ+
の範囲にあるときは、誤差極性信号６１がＨレベル論理
で、第二のＰＷＭ信号６３がＨレベル論理とＬレベル論
理を繰り返し、第一のＰＷＭ信号６２はＨレベル論理と
なる。

【００５２】次に、ゲート制御回路３２の第一のＤフリ
ップフロップ回路６４のＤ入力側に前記電流方向信号３
０５が供給されており、クロック入力側に前記タイミン
グ信号３１が入力されている。これにより、電流方向信
号３０５がタイミング信号３１の立ち上がりエッジでラ
ッチされる。電流方向信号３０５がＬレベル論理状態で
タイミング信号３１の立ち上がりエッジが到来すると、
第一のＤフリップフロップ回路６４のＱ出力はＬレベ
ル，反転Ｑ出力はＨレベルとなる。また、電流方向信号
３０５がＨレベル論理状態でタイミング信号３１の立ち
上がりエッジが到来すると、第一のＤフリップフロップ
回路６４のＱ出力はＨレベル，反転Ｑ出力はＬレベルと
なる。なお、タイミング信号３１の立ち上がりエッジが
到来しないときは、第一のフリップフロップ回路６４の
Ｑ出力及び反転Ｑ出力は、いずれも以前の論理状態を保
持する。

【００５３】ゲート制御回路３２の第二のＤフリップフ
ロップ回路６５のＤ入力側に前記誤差極性信号６１が供
給されており、クロック入力側に前記タイミング信号３
１が入力されている。これにより、誤差極性信号６１が
タイミング信号３１の立ち上がりエッジでラッチされ
る。誤差極性信号６１がＬレベル論理状態でタイミング
信号３１の立ち上がりエッジが到来すると、第二のＤフ
リップフロップ回路６５のＱ出力はＬレベル，反転Ｑ出
力はＨレベルとなる。また、誤差極性信号６１がＨレベ
ル論理状態でタイミング信号３１の立ち上がりエッジが
到来すると、第二のＤフリップフロップ回路６５のＱ出
力はＨレベル，反転Ｑ出力はＬレベルとなる。なお、タ
イミング信号３１の立ち上がりエッジが到来しないとき
は、第二のＤフリップフロップ回路６５のＱ出力及び反
転Ｑ出力は、いずれも以前の論理状態を保持する。

【００５４】Ｈブリッジ回路３６は、上述した背景技術
と同様に、ＦＥＴ３７，３８，４０，４２，ダイオード
４３〜４８，及び電流検出抵抗２３によって構成されて
いる。各ゲートの論理状態とＯＮ・ＯＦＦの関係は、上
述した通りである。

【００５５】第一のＦＥＴ４２のゲートの論理値は、電
流方向信号３０５と誤差極性信号６１と第一のＰＷＭ信
号６２の論理レベルによって決まるから、第一のＦＥＴ
４２のドレイン・ソース間の論理状態は、次の表２に示
すようになる。

【表２】

【００５６】この表２より、第一のＦＥＴ４２は、電流
方向信号３０５がＨレベルで誤差極性信号６１がＬレベ
ルの場合にのみ第一のＰＷＭ信号６２によってＯＮ／Ｏ
ＦＦされる。

【００５７】第二のＦＥＴ４０のゲートの論理値は、電
流方向信号３０５，誤差極性信号６１，及び第一のＰＷ
Ｍ信号６２の論理レベルによって決まるから、第二のＦ
ＥＴ４０のドレイン・ソース間の論理状態は、次の表３
に示すようになる。

【表３】

【００５８】この表３より、第二のＦＥＴ４０は、電流
方向信号３０５がＬレベルで誤差極性信号６１がＬレベ
ルの場合にのみ第一のＰＷＭ信号６２によってＯＮ／Ｏ
ＦＦされる。

【００５９】第三のＦＥＴ３８のゲートの論理値は、電
流方向信号３０５，誤差極性信号６１，及び第二のＰＷ
Ｍ信号６３の論理レベルによって決まるから、第三のＦ
ＥＴ３８のドレイン・ソースの間の論理状態は、次の表
４に示すようになる。

【表４】

【００６０】この表４より、第三のＦＥＴ３８は、誤差
極性信号６１がＬのときは、第二のＰＷＭ信号６３の論
理値によらず電流方向信号３０５がＬレベルのときはＯ
Ｎ，電流方向信号３０５がＨレベルのときはＯＦＦとな
る。また、誤差極性信号６１がＨレベルのときは、第二
のＰＷＭ信号６３によってＯＮ／ＯＦＦし、電流方向信
号３０５がＬレベルのときは、第二のＰＷＭ信号６３が
ＬレベルでＯＦＦ，ＨレベルでＯＮである。しかし、電
流方向信号３０５がＨレベルのときは、逆に第二のＰＷ
Ｍ信号６３がＬレベルでＯＮ，ＨレベルでＯＦＦとな
る。

【００６１】第四のＦＥＴ３７のゲートの論理値は、電
流方向信号３０５，誤差極性信号６１，及び第二のＰＷ
Ｍ信号６３の論理レベルによって決まるから、第四のＦ
ＥＴ３７のドレイン・ソース間の論理状態は、次の表５
に示すようになる。

【表５】

【００６２】この表５より、第四のＦＥＴ３７は、誤差
極性信号６１がＬのときは、第二のＰＷＭ信号６３の論
理値によらず電流方向信号３０５がＬレベルのときはＯ
ＦＦ，電流方向信号３０５がＨレベルのときはＯＮとな
る。また、誤差極性信号６１がＨレベルのときは、第二
のＰＷＭ信号６３によってＯＮ／ＯＦＦし、電流方向信
号３０５がＬレベルのときは、第二のＰＷＭ信号６３が
ＬレベルでＯＮ，ＨレベルでＯＦＦとなる。しかし、電
流方向信号３０５がＨレベルのときは、逆に第二のＰＷ
Ｍ信号６３がＬレベルでＯＦＦ，ＨレベルでＯＮとな
る。

【００６３】次に、アナログマルチプレクサ５１を制御
する制御端子５５は、誤差極性信号６１と第二のＰＷＭ
信号６３の論理レベルによって決まるから、アナログマ
ルチプレクサ５１の出力選択状態は、次の表６に示すよ
うになる。

【表６】

【００６４】この表６より、アナログマルチプレクサ５
１は、誤差極性信号６１がＬレベルのときは、第二のＰ
ＷＭ信号６３の論理値によらず入力端子５２を選択す
る。また、誤差極性信号６１がＨレベルのときは、第二
のＰＷＭ信号６３の論理値によってアナログマルチプレ
クサ５１の出力選択は変化し、第二のＰＷＭ信号６３が
Ｌレベルのときは入力端子５４を選択し、第二のＰＷＭ
信号６３がＨレベルのときは入力端子５２を選択する。
このようなアナログマルチプレクサ５１の動作によっ
て、電流検出アンプ２５の出力である検出電流信号２６
が単方向化される。

【００６５】次に、階段状目標電流信号１９と電流方向
信号３０５による駆動コイル電流の制御動作について、
図７，図１３，図１５，図１６を参照しながら説明す
る。なお、図１３に示したＣＷ方向に回転する場合と図
１４に示したＣＣＷ方向に回転する場合とでは、回転方
向，すなわちＡ相とＢ相に対する位相が逆転するのみで
基本的な動作は同様であるので、以下、図１３の場合を
例として説明する。また、Ａ相とＢ相の動作は同様であ
るので、Ａ相について説明する。

【００６６】（1）階段状目標電流信号が増大する場合 今、図１３のＡ相においてＦ＝０の状態からＦ＝１の移
動パルスが入力されたとすると（図１３（A）参照）、
電流方向信号３０５がＬレベルとなるとともに（同図
（C）参照）、階段状目標電流信号１９がＦ＝１の状態
の電圧レベルに増加する。この階段状目標電流信号１９
は、図１５の第一の平滑回路２０で平滑されて目標電流
信号２１となり、これが誤差アンプ２２の非反転入力端
子に供給される。このため、誤差アンプ２２では、非反
転入力端子電圧が上がって出力電圧である誤差信号２７
の電圧が増加することとなる。

【００６７】この増加した誤差信号２７が第三のコンパ
レータ５８の反転入力端子に供給されると、誤差極性信
号６１がＬレベルとなる。このため、電流方向信号３０
５及び誤差極性信号６１がいずれもＬレベルとなって、
前記表２〜表５より第一のＦＥＴ４２はＯＦＦ，第三の
ＦＥＴ３８はＯＮ，第四のＦＥＴ３７はＯＦＦとなる。
更に、第二のＦＥＴ４０は、第一のＰＷＭ信号６２に従
うため、第一のＰＷＭ信号６２がＬレベル論理のときは
ＯＮ状態，Ｈレベル論理のときはＯＦＦ状態となる。

【００６８】このときの駆動電流の流れは、上述した図
７のようになる。第二のＦＥＴ４０がＯＮ状態のときの
駆動コイル電流は、図７（A）のように、モータ電源４
９→第二のＦＥＴ４０→駆動コイル５０→第三のＦＥＴ
３８→電流検出抵抗２３→ＧＮＤの経路で増加する。ま
た、第二のＦＥＴ４０がＯＦＦ状態のときの駆動コイル
電流は、図７（B）のように、駆動コイル５０→第三の
ＦＥＴ３８→電流検出抵抗２３→ＧＮＤ→第六のダイオ
ード４８→駆動コイル５０の経路で減少する。

【００６９】他方、誤差信号２７の電圧が増加すると、
第一のコンパレータ５７の反転入力端子の電圧が上が
り、第一のコンパレータ５７の出力信号であるの第一の
ＰＷＭ信号６２のＬレベル論理期間が長くなり、Ｈレベ
ル論理期間が短くなる。すると、前述の通り、平均的な
駆動コイル電流は増加することとなる。

【００７０】駆動コイル電流は、第二のＦＥＴ４０のＯ
Ｎ／ＯＦＦにかかわらず、電流検出抵抗２３をＧＮＤに
向かって流れる（図７（A），（B）参照）。このため、
電流検出抵抗２３の両端には、駆動コイル電流に比例し
た電圧が生じる。前記表６より、アナログマルチプレク
サ５１では入力端子５２側が選択されるため、この電流
検出抵抗２３の両端電圧が第二の平滑回路２４に送られ
る。前述の通り、第二のＦＥＴ４０がＯＮ／ＯＦＦを繰
り返すことにより、駆動コイル電流が増減を繰り返すた
めリップル成分を含んでいるが、この第二の平滑回路２
４を通過後はリップル成分は除かれて駆動コイル電流の
平均電流に比例した電圧となる。このため、平均的な駆
動コイル電流が増加すると、第二の平滑回路２４の出力
電圧も増加する。

【００７１】この第二の平滑回路２４の出力電圧が増加
すると、電流検出アンプ２５の非反転端子側の電圧が上
がるため、その出力である検出電流信号２６の電圧が増
加する。検出電流信号電圧が増加すると、誤差アンプ２
２の反転入力端子側の電圧も上がり、目標電流信号２１
の電圧増加に対する誤差を縮めるように作用する。これ
により、目標電流信号２１に追従するように駆動コイル
電流が制御される。階段状目標電流信号１９が増加する
Ｆ＝１からＦ＝８（図１３参照）までは、誤差アンプ２
２の非反転入力端子に供給されている平滑後の階段状目
標電流信号１９の電圧が上昇を続けるため、誤差信号２
７の電圧も増加する。この誤差信号２７は正電圧である
から、誤差極性信号６１はＬレベルのままであり、上述
の動作が繰り返し行われて駆動コイル電流が制御され
る。

【００７２】（2）階段状目標電流信号が減少する場合 次に、移動パルス９が更に入力され、Ｆ＝９からＦ＝１
６となる領域においては、階段状目標電流信号１９は減
少する（図１３参照）。しかし、一移動パルス当りの階
段状目標電流信号１９の減少量が少ないＦ＝９近辺で
は、誤差信号２７の電圧は減少するものの、まだ正の範
囲にある。このため、誤差極性信号６１はＬレベルのま
まであり、第一のＰＷＭ信号６２のＬレベル論理期間が
短くなるとともにＨレベル論理期間が長くなることで、
平均的な駆動コイル電流は減少し、駆動コイル電流が制
御される。

【００７３】次に、Ｆ＝１６に近づくに従って、階段状
目標電流信号１９の一移動パルス当りの減少量が大きく
なる。このため、目標電流信号２１と検出電流信号２６
との誤差が大きくなり、誤差信号２７が負になる領域が
現れる。誤差信号２７が負になると、誤差極性信号６１
がＨレベル論理になる。電流方向信号は、図１３（C）
のようにＬレベルである。このため、上述した表２，表
３，表４，表５より、第一のＦＥＴ４２はＯＦＦ，第二
のＦＥＴ４０はＯＦＦとなる。また、第三のＦＥＴ３８
及び第四のＦＥＴ３７は、いずれも第二のＰＷＭ信号６
３の論理値に従う。このため、第二のＰＷＭ信号６３が
Ｌレベルのとき、第三のＦＥＴ３８はＯＦＦ，第四のＦ
ＥＴ３７でＯＮとなる。また、第二のＰＷＭ信号６３が
Ｈレベルのとき、第三のＦＥＴ３８はＯＮ，第四のＦＥ
Ｔ３７はＯＦＦとなる。

【００７４】このときの駆動電流の流れは、図１６に示
すようになる。まず、第二のＰＷＭ信号６３がＬレベル
のときの駆動コイル電流は、駆動コイル５０の両端に電
源４９の電圧以上の電圧が発生するため、図１６（A）
のように、ＧＮＤ→電流検出抵抗２３→第四のＦＥＴ３
７→駆動コイル５０→第一のダイオード４３→モータ電
源４９の経路で急激に減少する。また、第二のＰＷＭ信
号６３がＨレベルのときの駆動コイル電流は、図１６
（B）のように、駆動コイル５０→第三のＦＥＴ３８→
電流検出抵抗２３→ＧＮＤ→第六のダイオード４８→駆
動コイル５０の経路で、なだらかに減少する。このよう
に、駆動コイル電流を急激に減少させる動作となだらか
に減少させる動作が、第二のＰＷＭ信号６３の論理値に
よって制御される。なお、図１６（B）は、前記図７
（B）と同様の動作である。

【００７５】この図１６において、第二のＰＷＭ信号６
３がＬレベルのときの駆動コイル電流の流れである同図
（A）と、第二のＰＷＭ信号６３がＨレベルのときの駆
動コイル電流の流れである同図（B）とでは、駆動コイ
ル電流の流れは同じであるが、電流検出抵抗２３を流れ
る電流は逆になっている。

【００７６】上述したように、アナログマルチプレクサ
５１は、検出電流信号２６を単方向化するためのもので
ある。表６より、誤差極性信号６１がＨレベルで第二の
ＰＷＭ信号６３がＬレベルのときは、アナログマルチプ
レクサ５１は入力端子５４を選択出力する。このため、
図１６（A）でＧＮＤから電流検出抵抗２３に向かって
流れる電流による電流検出抵抗２３の両端電圧は、第一
の反転アンプ５３で極性反転されてアナログマルチプレ
クサ５１の出力端子５６に現れる。また、表６より、誤
差極性信号６１がＨレベルで第二のＰＷＭ信号６３がＨ
レベルのときは、アナログマルチプレクサ５１は入力端
子５２を選択出力するから、図１６（ｂ）で電流検出抵
抗２３からＧＮＤに向かって流れる電流による抵抗両端
電圧がそのままアナログマルチプレクサ５１の出力端子
５６に現れる。この出力端子５６の信号は、第二の平滑
回路２４に送られ、これによってリップル成分が除か
れ、更には電流検出アンプ２５で増幅されて検出電流信
号２６となる。

【００７７】次に、移動パルスがＦ＝１６に近づくと、
階段状目標電流信号１９の一移動パルス当たりの減少量
が大きくなる（図１３参照）。このため、目標電流信号
２１と検出電流信号２６との誤差が大きくなり、誤差信
号２７は負で絶対値が大きくなる。従って、誤差信号２
７を第二の反転アンプ５９で極性反転した信号は、正で
絶対値が大きくなる。極性反転後の信号は第二のコンパ
レータ６０の反転入力端子に供給される。この第二のコ
ンパレータ６０の出力信号である第二のＰＷＭ信号６３
は、Ｌレベル論理期間が長くなり、Ｈレベル論理期間が
短くなる。

【００７８】すると、前述の通り、ＰＷＭ周期に占める
駆動コイル電流を急激に減少させる動作である図１６
（A）の期間が増え、なだらかに減少させる動作である
図１６（B）の期間が減ることになる。これにより、平
均的な駆動コイル電流は減少を速めることとなる。平均
的な駆動コイル電流が減少すると、検出電流信号２６の
減少となり、誤差アンプ２２の反転入力端子電圧が下が
って目標電流信号２１の電圧減少に対する誤差を縮める
ように作用する。このようにして、目標電流信号２１に
追従するように駆動コイル電流が制御される。

【００７９】このように、本実施例によれば、急激に電
流を減少させる動作（図１６（A））と、なだらかに電
流を減少させる動作（図１６（B））を、第二のＰＷＭ
信号６３の論理値によって繰り返すことで、目標電流信
号２１と駆動コイル電流との誤差を速く縮めることがで
きる。従って、目標電流の一移動パルス当たりの階段状
目標電流信号の減少量が大きい場合においても、駆動コ
イル電流を良好に目標電流に追従して減少させることが
可能となる。

【００８０】なお、移動パルスが更に入力され、図１３
に示すＦ＝１７からＦ＝０となる領域においても、駆動
コイル電流に流れる方向が前述と反転するものの、同様
の動作が行われる。

【００８１】以上説明したように、本実施例のレンズ駆
動装置によれば、ステップモータの駆動コイル電流が
増加する第一の状態，駆動コイル電流が減少する第二
の状態，前記第二の状態より駆動コイル電流の減少が
大きい第三の状態，が設けられている。

【００８２】そして、目標とする駆動コイル電流値に対
し、現在の駆動コイル電流が小さいか等しい，又は設定
範囲内で大きいときは（Ｆ＝９付近の動作に対応）、前
記第一の状態と前記第二の状態を繰り返すことによっ
て、前記目標値に現在値を近付けるように制御が行われ
る。前記目標とする駆動コイル電流値に対し、現在の駆
動コイル電流が前記設定範囲以上に大きいときは、前記
第二の状態と前記第三の状態を繰り返すことによって、
前記目標値に現在値を近付けるように制御が行われる。

【００８３】従って、例えば図１１のＦ＝１４，Ｆ＝１
５においては、上述した背景技術によれば追従性が悪化
する。しかし、本実施例によれば、前記第二の状態及び
第三の状態を繰り返す制御が行われるため、良好な追従
性が得られるようになる。また、Ｆ＝１６においては、
上述した背景技術によれば急激に電流が減少している。
しかし、本実施例によれば、前記第二の状態及び第三の
状態を繰り返す制御が行われるため、急激な電流変化が
防止されるようになる。このように、目標に対する追従
性が向上するため、駆動コイル電流波形が目標電流波形
により近付いて、レンズ移動時の騒音や振動が大幅に低
減される。

【００８４】

【他の実施例】この発明には数多くの実施の形態があ
り、以上の開示に基づいて多様に改変することが可能で
ある。例えば、次のようなものも含まれる。 （1）前記実施例では、例えば第一のＦＥＴ４２及び第
二のＦＥＴ４０がいずれもＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで
あるとしたが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ又はＰＮＰト
ランジスタなどのスイッチング素子であってもよい。ま
た、第三のＦＥＴ３８及び第四のＦＥＴ３７についても
ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるとして説明したが、Ｎ
ＰＮトランジスタなどのスイッチング素子であってもよ
い。その他のゲート制御用論理回路なども同様の作用を
奏するように各種構成可能である。マイクロプロセッサ
を利用して実行するようにしてもよい。

【００８５】（2）前記実施例は、本発明を二相バイポ
ーラ駆動ステップモータの回転制御に適用したものであ
るが、チョッパ定電流駆動一般に適用可能である。その
他、モータが一方向にしか回転しないような場合や三相
以上の場合などにも適用可能である。

【００８６】（3）本発明の好適な適用対象は、上述し
たようにビデオカメラのレンズ駆動であるが、もちろん
これに限定されるものではなく、ステップモータを利用
した各種機器に適用可能である。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ステップモータの駆動コイルに流れる電流を、増加，減
少，急減少の３つの状態を組み合わせて制御することと
したので、目標に対する追従性が向上し、騒音や振動の
発生が良好に低減されるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成の一例を示すブロック図であ
る。

【図２】背景技術のマイクロステップ定電流チョッパ駆
動装置の一例を示すブロック図である。

【図３】背景技術の駆動電流設定回路におけるＣＷ方向
の場合の出力信号を示す波形図である。

【図４】背景技術の駆動電流設定回路におけるＣＣＷ方
向の場合の出力信号を示す波形図である。

【図５】背景技術のチョッパ定電流駆動回路の一例を示
す回路図である。

【図６】図５の鋸歯発生回路の出力信号を示す波形図で
ある。

【図７】前記背景技術のＣＷ方向回転時における駆動コ
イル電流の流れを説明する図である。

【図８】前記背景技術のＣＣＷ方向回転時における駆動
コイル電流の流れを説明する図である。

【図９】前記背景技術における主要部の等価回路と駆動
コイル電流波形を示す図である。

【図１０】前記背景技術の電流方向切替時における駆動
コイル電流の流れを説明する図である。

【図１１】背景技術における階段状目標電流信号，目標
電流信号，及び実際の駆動コイル電流を示す波形図であ
る。

【図１２】本実施例におけるマイクロステップ定電流チ
ョッパ駆動装置の一例を示すブロック図である。

【図１３】本実施例のＣＷ方向回転時における駆動電流
設定回路の出力信号を示す波形図である。

【図１４】本実施例のＣＣＷ方向回転時における駆動電
流設定回路の出力信号を示す波形図である。

【図１５】本実施例におけるチョッパ定電流駆動回路の
一例を示す回路図である。

【図１６】本実施例における駆動コイル電流の流れを示
す図である。

【図１７】レンズ送り機構の一例を示す構成図である。

【符号の説明】

１…レンズ ２…レンズ枠 ３…ガイドシャフト ４…ねじ受け部 ５…ステップモータ ６…送りねじ ７…ＣＰＵ ８…移動方向信号 ９…移動パルス １０，１００…駆動電流設定回路 １１，１３，１９…階段状目標電流信号 １２，１４，３５，１０２，１０４，３０５…電流方向
信号 １５，１７，１０５，１０７…チョッパ定電流駆動回路 １６，１８，５０…駆動コイル ２０，２４…平滑回路 ２１…目標電流信号 ２２…誤差アンプ ２３…電流検出抵抗 ２５…電流検出アンプ ２６…検出電流信号 ２７…誤差信号 ２８，５７，５８，６０…コンパレータ ２９…鋸波発生回路 ３０…鋸波信号 ３１…タイミング信号 ３２…ゲート制御回路 ３３，６２，６３…ＰＷＭ信号 ３４，６４，６５…Ｄフリップフロップ回路 ３６…Ｈブリッジ回路 ３７，３８，４０，４２…ＦＥＴ ３９，４１…ＯＲゲート ４３，４４，４５，４６，４７，４８…ダイオード ４９…モータ電源 ５１…アナログマルチプレクサ ５２，５４…入力端子 ５３，５９…反転アンプ ５５…制御端子 ５６…出力端子 ６１…誤差極性信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 8/12

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 目標電流と電流方向に基づいてステップ
   モータの駆動コイル電流を定電流制御し、ステップモー
   タをチョッパ駆動するチョッパ定電流駆動方法におい
   て、 前記駆動コイル電流を検出するステップ；これによって
   検出された駆動コイル電流と前記目標電流とを比較して
   誤差を検出するステップ；これによって検出された誤差
   に対応して、駆動コイル電流を増加する第一の状態，減
   少する第二の状態，急減少する第三の状態を組み合わ
   せ、目標電流増加時は第一の状態と第二の状態を繰り返
   し、目標電流減少時は第二の状態と第三の状態を繰り返
   して、前記駆動コイル電流を制御するステップ；を備え
   たことを特徴とするチョッパ定電流駆動方法。
2. 【請求項２】 目標電流と電流方向に基づいてステップ
   モータの駆動コイル電流を定電流制御し、ステップモー
   タをチョッパ駆動するチョッパ定電流駆動回路におい
   て、 前記駆動コイル電流を検出する電流検出手段；これによ
   って検出された駆動コイル電流と前記目標電流とを比較
   して誤差を検出する誤差検出手段；前記ステップモータ
   の駆動コイルに対する通電を行うためのゲート手段；前
   記誤差検出手段によって検出された誤差及び前記電流方
   向に対応して、駆動コイル電流を増加する第一の状態，
   減少する第二の状態，急減少する第三の状態を組み合わ
   せ、目標電流増加時は第一の状態と第二の状態を繰り返
   し、目標電流減少時は第二の状態と第三の状態を繰り返
   すように、前記ゲート手段を制御するゲート制御手段；
   を備えたことを特徴とするチョッパ定電流駆動回路。
3. 【請求項３】 目標電流と電流方向に基づいてステップ
   モータの駆動コイル電流を定電流制御し、ステップモー
   タをチョッパ駆動するチョッパ定電流駆動回路におい
   て、 前記駆動コイル電流を単一方向で検出する電流検出手
   段；これによって検出された駆動コイル電流と前記目標
   電流とを比較して誤差を検出する誤差検出手段；これに
   よって検出された誤差に対応するＰＷＭ信号を生成する
   ＰＷＭ手段；前記誤差検出手段によって検出された誤差
   の極性を判別する極性判別手段；前記ステップモータの
   駆動コイルに対する通電を行うためのゲート手段；前記
   ＰＷＭ手段で生成されたＰＷＭ信号，極性判別手段で判
   別された誤差極性及び前記電流方向に対応して、駆動コ
   イル電流を増加する第一の状態，減少する第二の状態，
   急減少する第三の状態を組み合わせ、目標電流増加時は
   第一の状態と第二の状態を繰り返し、目標電流減少時は
   第二の状態と第三の状態を繰り返すように、前記ゲート
   手段を制御するゲート制御手段；を備えたことを特徴と
   するチョッパ定電流駆動回路。
4. 【請求項４】 レンズの移動方向及び移動パルスを出力
   する駆動指示手段；これから入力されたレンズの移動方
   向及び移動パルスに基づいて、階段状目標電流及び電流
   方向を出力する駆動設定手段；これから入力された階段
   状目標電流及び電流方向に基づいてステップモータの駆
   動コイル電流を制御する請求項２又は３記載のチョッパ
   定電流駆動回路；を備えたことを特徴とするレンズ駆動
   装置。