JPH08340278A - スペクトル拡散信号の受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｓ／Ｎ比が低いばあいに迅速に、かつ高い信
頼性で機能することが可能で、特殊用途集積回路中に搭
載可能な符号捕捉と信号の認識を行う装置を実現する。 【解決手段】 二進符号を有する電気信号の変調によっ
てうることができるスペクトル拡散信号の受信機であっ
て、前記受信機が帯域の制限された信号をサンプリング
するためのサンプリング回路、符号捕捉と信号検出の回
路、および信号復調器を含んでおり、前記符号捕捉と信
号検出の回路が、選択された有効サンプルＺ₁（ｈ）、
・・・、Ｚ_L（ｈ）の代表値である最大値と、サンプル
の平均値（ａｖｅｒ）を固定乗数ファクターとを掛けあ
わせることによって前記平均値から発生される自動適応
性の閾値（ＳＡＴＨ）を比較し、前記最大値が前記自動
適応性の閾値を超えるばあいに信号の存在を示す第１状
態と、前記最大値が前記自動適応性の閾値よりも小さい
ばあいに信号の不在を示す第２状態とを有する信号（Ｓ
Ｐ）を発生することによって、受けとったデータ信号を
認識するために適応される手段を備えていることを特徴
とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散符
号を直接拡散（direct sequence、以下、ＤＳともい
う）に分割することによるマルチアクセスの通信システ
ムに関し、とくに前記通信システムに用いられるスペク
トル拡散信号の受信機に関する。本発明は、さらに具体
的には、前記信号の認識、および伝送された信号の変調
で用いられる符号の捕捉に関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】信号
の認識、および伝送信号の変調で用いられる符号の捕捉
のための迅速でかつ信頼性のある技術は、たとえば、地
上や衛星の無線通信システムなどのような通信システム
の基本特性に対応するために、本質的で、かつ重要な要
素といえる。

【０００３】直接拡散方式における符号分割多元接続
（ＤＳ−ＣＤＭＡ）に基づく移動通信システムにおいて
最も効果的な受信機は、多数の伝播路を通ってアンテナ
に到達する互いに異なるエコーを追跡する複数の受信機
を用いることにより、複数路のチャンネルに固有の時間
の多様性を利用している。このためには、迅速でかつ信
頼性の高い、信号の検出およびシグナチャー符号の同期
化が必要となる。さらに、送信源の動的配置と結合して
構成された、符号分割多元接続のネットワークでは、基
地局は分散したユーザーによる、不確定な方法を介して
伝達された信号パケットを、迅速にかつ高い信頼性でも
って捕捉することに備えなければならない。同様の要求
は、結合によって構成されていないネット、すなわち復
調器による信号パケットの捕捉時間が全体のデータの伝
送に直接影響するようなネットワークにも適用される。

【０００４】これらすべての状況において、古典的な直
列探索のプロセスは、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が低い
ばあいの捕捉時間に関しては低い評価しかうることがで
きなかった。それどころか、これらの公知のプロセス
は、現在までのところ、直接拡散信号の迅速な捕捉にお
ける費用／複雑性比が、並列探索のプロセスに比べて非
常に低いことで特徴づけられている。ただし、現時点で
は、信号の数値処理技術の分野、および超大型集積回路
（ＶＬＳＩ）の技術分野において遂げられた進歩によっ
て、前述の考察は部分的に否定されることになる。

【０００５】本発明の目的は、符号の捕捉と信号の認識
を行う装置であって、Ｓ／Ｎ比が低いばあいに迅速に、
かつ高い信頼性で機能することが可能で、特殊用途集積
回路（application specific IC、ＡＳＩＣ）中に搭載
可能なものを実現することにある。

【０００６】数値符号の迅速な捕捉プロセスはＦＲ−Ａ
−８９１３３６０によって既知である。前記プロセス
は、信号の迅速な並列処理を可能にするが、以下の考慮
を必要とする。すなわち、前記プロセスは相関器から出
た信号の振幅を固定された閾値と比較することを基礎と
しており、５つのパラメータを考慮に入れることが要求
される。結果として、性能を容易には予測できないため
に、比較的複雑で嵩高い装置となる。

【０００７】さらに、前記既知のプロセスは、スペクト
ル拡散を有するシステムのために考案されたものである
が、実際の商用システム（ＴＤＲＳＳ／ＤＲＳ）で用い
られているビットによって同期された拡散用として最適
化されてはいない。結局、相関の過程が引き起こすロス
は、衛星による通信システムでは許されないのである。

【０００８】前記目的を達成するために、本発明は、符
号に適応したフィルタを用いることにより、不干渉性の
並列捕捉過程に基づいて信号認識と符号捕捉を行う装置
を提唱する。

【０００９】符号に適応したフィルタを古典的な相関器
の代わりに用いることは、エー ポリドロス（A. Polyd
oros）、およびシー エル ウェーバ（C. L. Weber）
の「スペクトル拡散符号捕捉の直列探索に対する統一ア
プローチ」、パート２：適応フィルタ受信機、ＩＥＥＥ
通信会報、ＣＯＭ−３２巻、第５号、１９８４年５月、
５５０〜５６０頁）、およびエル ビー ミルスタイン
（L. B. Milstein）、ジェー ジェバルジズ（J. Gevar
giz）、およびピー ケー ダス（P. K. Das）の「並列
の弾性表面波（ＳＡＷ）コンボルバを用いた直接拡散ス
ペクトル拡散通信の迅速な捕捉」、ＩＥＥＥ通信会報、
ＣＯＭ−３３巻、第７号、１９８５年７月、５９３〜６
００頁）によって、確かにすでに提唱されている。しか
し、これらの装置は、Ｓ／Ｎ比が低いばあいには適さな
い。

【００１０】もっと最近の例で、やはり符号に適応した
フィルタを用いた提案が幾つかあるが、いずれのばあい
にも、信号の検出が常にフィルタの出力レベルと固定閾
レベルとの比較に基づいているため、Ｓ／Ｎ比が低いば
あいの動作には適さない。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、前述とは異な
ったアプローチを用いており、二進符号を有する電気信
号の変調によってうることができたスペクトル拡散信号
の受信機を提案しており、前記受信機は、入力する信号
を抽出するためのサンプリング回路、および符号の捕捉
と信号の検出の回路に先行された信号復調器が設けられ
ている。前記符号の捕捉と信号検出の回路は、選択され
た有効サンプルの代表値である最大値を、サンプルの平
均値を固定乗数ファクターと掛けあわせることによって
うることができる自動適応性の閾値と比較し、前記最大
値が前記自動適応性の閾値を超えるばあいに信号の存在
を示す第１状態と、前記最大値が前記自動適応性の閾値
よりも小さいばあいに信号の不在を示す第２状態とを有
する信号を発生することによって、受けとったデータ信
号を認識するために適応される手段を備えている。

【００１２】実施の形態では、符号の捕捉と信号の検出
の回路は、入力信号の相関されたサンプルを供給するた
めに、符号に適応したフィルタを備えている。ある複数
の手段が、サンプルを非干渉的に処理し、連続したサン
プルを供給し、つぎに複数の手段が、サンプルの成分の
平均値を所定の大きさのスライド等化ウインドウ内で評
価し、最後に、複数の手段が、選択された有効サンプル
のグループの最大値を評価する。符号のレプリカの発生
器は予測される符号の位相差の初期値と同期させて、符
号のレプリカを発生させる。

【００１３】本発明にかかわる符号の捕捉と信号の検出
の回路は、パケットごとの複数の復調器とつながってい
るので、データの処理速度が改善される。このばあい、
前記回路は、データをパケットごとの復調器に送る前に
逆拡散する手段を備えている。

【００１４】自動適応性の検出閾値は、検出回路の出力
信号に基づいて、信号振幅の偶発的な変動を直接的に考
慮に入れる自動適応性の信号の認識過程を確保する。前
記自動適応性の閾値のために、検出欠損の確率が最小限
に抑えられ、誤り検出の確率をＳ／Ｎ比の関数において
一定に維持する。さらに、本発明にかかわる符号の捕捉
と信号の検出の装置は、信号の存在フラッグの発生に関
しては、著しく高い精度と信頼性を示す。さらに、前記
装置は小さなロスしか生み出さず、偶発的なアクセスに
よる伝送形態と、パケットによる伝送形態の双方におい
て大きなデータの伝送を可能にする。そして、これを特
殊用途集積回路（application specificIC、ＡＳＩＣ）
技術において実施することが可能であれば、材料的に複
雑になることを有利に低減することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】添付図面を参照しながら、本発明
をさらに詳細に解説する。

【００１６】図１には、本発明に適応した信号受信機が
概念的に示されている。バンドフィルタ（以下、単にフ
ィルタという）１は、ベースバンド入力信号ｒ（ｔ）を
受けとり、前記フィルタからの出力は、予め決められた
リズムを備えたサンプラー２でリズムと同期的にサンプ
リングされる。サンプラー２は２個またはそれ以上のサ
ンプルｒ_kをチップに供給する。フィルタ１は、当業者
の通常の技術知識に基づいて、アナログの形態、または
デジタルの形態で実施可能である。局所的なシグナチャ
ー符号を用いて信号を検出し、固定されている所定の時
間インターバル内での信号の存在（第１状態）を示す信
号フラッグである信号ＳＰを発生する役割をもつ、本発
明に基づく符号の捕捉と信号検出の回路（以下、単に捕
捉検出回路という）（ＳＲ／ＣＡ）３に、サンプルｒ_k
が受けとられる。信号（存在信号）ＳＰが検出されたば
あいは、捕捉検出回路３は、サンプルの流れＳＳと同調
した、符号のレプリカＲＰを発生する。

【００１７】捕捉検出回路３によって発生された信号は
すべて、既知の復調器４に伝送される。復調器４は、既
知の方法において信号のサンプルと符号のレプリカを用
いながら、信号の逆拡散を開始する。

【００１８】信号認識の確認には、通常、捕捉検出回路
３の応答時間よりも長い時間を要するので、信号フラッ
グである信号ＳＰがメッセージの終了を示す（第２状
態）と、接続は直ちに捕捉検出回路３の解放を許す。か
くして、捕捉検出回路３は新たなメッセージを処理する
準備を整える。

【００１９】図２は、本発明にかかわる信号受信機の変
形例であり、これはパケットごとに所定の変調を行う。
捕捉検出回路３は、ある信号の存在を検出すると、信号
の存在を示す信号ＳＰと、符号のレプリカの助けで事前
に逆拡散された入力信号ＤＳとを、パケットごとの複数
の復調器６と接続されているサービスユニット５に供給
する（第１状態）。サービスユニット５は、記号のリズ
ムを備え逆拡散された信号を、パケットごとの復調器の
うち準備の整ったものに供給する。記号のリズムで駆動
する各々の復調器は、周波数、位相、およびフレーミン
グの同調を確保し、パケットの情報ビットを抽出する。
パケットの前置きの所要時間を短縮するために、パケッ
トごとの復調器はデータのサンプルをのちに処理しても
良く、このばあい、１つのパケットのばあいの所要時間
よりも長い処理時間が必要となる。このばあいでも、信
号の存在についての情報を示すフラッグ信号である信号
ＳＰが、メッセージの終了したことを示し次第（第２状
態）、捕捉検出回路３は解放され、これによって前記捕
捉検出回路は新たなメッセージを処理する準備が完全に
整えられる。

【００２０】ここで、本発明の機能に関する概念図であ
る図３を用いて捕捉検出回路のさらに詳細な説明を行
う。サンプルｒ（ｋ）の同位相成分ｒ_p（ｋ）と直角位
相成分ｒ_q（ｋ）が、符号に適応した複数のフィルタ１
１に配分される。前記フィルタ１１は、入力された信号
を、同位相の拡散符号および直角位相の拡散符号と相関
する役割をもっている。２つのフィルタが、信号の各成
分の例として示されている。フィルタ１１から出力され
たサンプルＳp,p、Ｓp,q、Ｓq,p、およびＳq,qは、二乗
器１２で二乗され、加算器１３で合計されて増大する。
加算器１３からうることができた信号ｅ（ｋ）は、デー
タの変調や搬送波の位相差とは独立している（非干渉的
処理）。二乗器１２および加算器１３は、サンプルを非
干渉的に処理し、かつ連続したサンプル（ｅ（ｋ））を
供給する手段である。

【００２１】信号ｅ（ｋ）の連続したサンプルは、受け
とった信号と、拡散符号Ｃ_PおよびＣ_Qの除々に変位され
たバージョンとの相関（コリレーション）である。評価
の問題の解決は、信号ｅ（ｋ）を並列に処理することで
確保されうる。確率関数の最大値は、符号の一定期間
（Ｌ）中に起こす可能性がある符号の全ての位相差につ
いて算出された種々のｅ（ｋ）値を単純に比較すること
でうることができる。直列／並列コンバータ１４が、成
分ｐ₁（ｈ）、・・・、ｐ_L（ｈ）を並列で供給する。出
力は、符号の長さにより規定される１つのリズムに更新
されるので、前記直列／並列コンバータ１４は同じくデ
シメーターの役目も果たす。前記成分の表示に用いられ
ている記号（ｈ）は、進行中の符号の期間の長さを示す
記号である。サンプルの有効平均をうるために、各成分
ｐ（ｈ）はＷの大きさをもったスライド等化ウインドウ
１５を通過する。こうして、有効サンプルＺ（ｈ）のＬ
グループを代表する、Ｌ信号の全体を入手できる。

【００２２】つぎに、有効サンプルＺ（ｈ）は、つぎに
起こる変調のために符号の位相差の一時的な値の記号

【００２３】

【外１】

【００２４】を供給する機能と、有効サンプルのＬグル
ープの最大値を供給する機能を備えた評価回路１６にて
評価される。検出回路１７は、つぎに前記最大値を、乗
算器１８でサンプルの平均値ａｖｅｒを乗数ファクター
Ｌａｍｂｄａと乗ずることによって局所的に発生した自
動適応性の閾値ＳＡＴＨと比較し、前記最大値が閾値Ｓ
ＡＴＨを超えるばあいは信号の存在のフラッグである信
号ＳＰを発生する。符号の位相差の一時的な値δ（ｈ）
は、符号のレプリカ

【００２５】

【外２】

【００２６】を同調させるために、符号発生器１９にお
いて使用される。ばあいによっては、図３に示されるよ
うに、捕捉検出回路には、入力データをうることができ
た符号のレプリカ

【００２７】

【外３】

【００２８】と共に逆拡散するデータの逆拡散回路２０
を設けてもよい。

【００２９】以下に示す機能的な概念図は、１チップに
１サンプルを基本とした処理形態を前提としている。し
かし、当業者が本発明の実施の形態を、１チップに複数
のサンプル、たとえば１チップに２個または、３個のサ
ンプルを基本とした処理に適応することは可能であり、
これによって、パケット処理によるデータの逆拡散のロ
スを最低限に抑えることが可能となる。

【００３０】捕捉検出回路ＳＲ／ＣＡの目的は、ある特
定のユーザーから送られてくる信号を、複数のユーザー
から送られてくる信号の中から認識することである。そ
のために、捕捉検出回路はサンプルに対して、信号不在
と信号存在という二つの異なった仮定の確率比を基本と
した非干渉テストを実行しなければならない。基本的に
は、前記テストは信号の推定レベルと固定された閾値と
を比較することからなる。信号を認識するための計算負
荷を可能な限り低減し、信号振幅の不意の急激な変化の
結果として歩留まりが落ち込む危険性を排除するため、
本発明では、通常行われるように、受けとられた信号ｒ
_kに対してテストを実行する代わりに、当該テストを捕
捉検出回路の出力値Ｚ（ｈ）に対して実行することが考
慮されている。そのため本発明に準じたこの処理手続き
によって、捕捉検出回路自体を再利用することや、信号
振幅の偶発的な変動を直接考慮に入れるシンプルな自動
適応性の過程を実現することが可能になった。

【００３１】前記テストを行うために、サンプルＺ
（ｈ）内で選択された最大値は、平均値ａｖｅｒを予め
決められた乗数ファクターＬａｍｂｄａと乗ずることに
よって局所的に発生した自動適応性の閾値ＳＡＴＨと比
較される。

【００３２】本発明に基づく認識過程においては、回路
の全体的な性能に顕著な影響を与える二つのキーパラメ
ーターは、スライド等化ウインドウのサイズＷと、自動
適応性の検出閾値を固定する乗数ファクターである。

【００３３】自動適応性の検出閾値のために、誤り検出
の確率が、実際のＳ／Ｎ比から独立したものになる。検
出欠損の確率は、Ｓ／Ｎ比の単調な減少関数であり、そ
の値はネイマン−ペアルソン（Neyman-Pearson）基準か
らうることができる最良値よりも低い。この特異性は、
誤り検出、および検出欠損の確率が特定の値よりも低く
なければならないパケットによる処理形態において非常
に有利である。検出欠損は、事実上、データの１パケッ
トをロスすることを意味するからである。回路のパラメ
ーター、Ｌａｍｂｄａ、およびＷは、Ｓ／Ｎ比が最悪で
（低く）、信号検出の待ち時間が最悪である（長い）ば
あいの、検出欠損（ＰＭＤ）、誤り検出（ＰＦＡ）、お
よび誤り位相捕捉（ＰＷＡ）の確率に関する要求を満た
すように選択される。Ｓ／Ｎ比がもっと良いばあいに
は、ＰＭＤとＰＷＡの確率は特定の最大値より大きいこ
とが予測されるが、ＰＷＡの確率と待ち時間は変化しな
いであろう。

【００３４】信号の捕捉と認識の高速性において評価さ
れる性能の高さ以外に、本発明にかかわる回路は特殊用
途集積回路（ＡＳＩＣ）技術において実施されうる利点
を有する。

【００３５】図４は特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）技術
における実施の形態の構造をブロックで示した概念図で
ある。入力信号は、入力フィルタからの出力信号と同位
相である成分の最上位ビットＰ ｉｎと、前記入力フィ
ルタからの出力信号と直角位相である成分の最上位ビッ
トＱ ｉｎである。どのような疑似ノイズ符号（ＰＮ）
にも適用可能な前記実施の形態は、ＱＰＳＫ（四相位相
変調）ＤＳ／ＳＳ ＣＤＭＡタイプの信号を、０．４の
判別力ファクターを備えた、ナイキストの余弦平方根フ
ィルタによって形成されたシーケンスと復調するためと
考えられてきた。

【００３６】開示内容をより明白にするために、つぎの
記載は１チップ当たり１サンプルの処理を考慮してなさ
れているが、回路の実施の例は、マイナーな修正を施す
ことによって、１チップ当たりでもっと大きな数のサン
プル（たとえば、１チップ当たり２個か３個のサンプ
ル）を処理するために用いることを予測して作られてい
る。図４は、図４中の各機能ブロックが構成している部
分集合を表す図５〜図１１によって完全なものとなる。
前述の補足図面である図５〜１１には、内部二進語のた
めに選択された長さ（図４〜１１において、図中矢印の
横に示された数字で、ビット数を示す）が示されてい
る。これらの長さは、回路の複雑さの度合いと受信機と
しての性能の双方において受け入れられる妥協点を確保
することをねらった解析にしたがって選択されている。
図４において、Ｗ ｓｅｌｅｃｔはスライド等化ウイン
ドウの長さＷ（Ｗ＝１６，３２，６４，１２８，２５
６，５１２）の選択信号であり、Ｎｂ ｓａｍｐｌｅは
１チップあたりのサンプルの数（０のときは１チップあ
たり２つのサンプルを示し、１のときは１チップあたり
４つのサンプルを示す）であり、ＳｙｓＣｌｋは入力デ
ータ率の４倍に等しいシステムクロックの信号であり、
Ｒｅｓｅｔ Ｎは一般的なリセット信号であり、Ｓｉｇ
ｎａｌ Ｐｒｅｓｅｎｃｅは信号の存在検出フラッグ信
号であり、ＳａｍｐＣｌｋは入力システムクロックから
Ｆ_SampClk＝Ｆ_SysClk／４で供給されるサンプリングク
ロックの信号であり、ＳｙｍｂＣｌｋは入力システムク
ロックからＦ_SymbClk＝Ｆ_SysClk／（４×Ｌ×Ｎｂ ｓ
ａｍｐｌｅ）で供給される記号クロックであり、Ｐ ｏ
ｕｔは入力信号Ｐ ｉｎの遅延されたレプリカであり、
Ｑ ｏｕｔは入力信号Ｑ ｉｎの遅延されたレプリカで
ある。またＣｔｒｌ ｃｏｅｆｆは乗法定数の制御信号
であり、Ｃｔｒｌ ｄａｔａはデータの制御信号であ
り、Ｃｔｒｌ ｓｕｍ Ｎは和の全体的な制御信号であ
り、Ｃｔｒｌ ｍａｘ Ｎは最大値の全体的な制御信号
であり、ＤｅｃＣｌｋはデータシフトクロックの信号で
あり、ＤｅｔＣｌｋは検出クロックの信号であり、ｓｗ
ｉｎはスライド（等化）ウインドウへの入力信号であ
り、ｓｗ ｏｕｔはスライド（等化）ウインドウからの
出力である。図５〜図１１において、図４中に示される
記号と同一の信号には同一の記号を付している。

【００３７】ブロック２１は、シグナチャーのシーケン
スとして使える特別の位相を備えた２つのゴールド符号
（ｇｏｌｄ ｃｏｄｅ）の助けで、入力信号の成分Ｐ、
およびＱの拡散されたフィルタを実現する。フィルタの
ブロックの単純化された概念図を示す図５では、これら
の符号シグナチャーは

【００３８】

【外４】

【００３９】で表されている。図５において、Ｔ
_SampClkは、サンプリングクロックの間隔（interval）
である。外部信号Ｎｂ ｓａｍｐによって、１チップ当
たり多数のサンプルが固定される。入力データの流れ、
およびシグナチャーのシーケンスに対する妥当な制御に
よって、４個ではなくただ１個のデータ相関器によって
濾過が実現され、１個の複雑な相関器を作るためのゲー
ト数は１０，０００のオーダー（これは、特殊集積回路
の全ゲート数の約四分の一に当たる）であることから、
材料の複雑性が顕著に減少される。この回路は相補ＭＯ
Ｓ（ＣＭＯＳ）技術によって容易に実現可能である。相
関されたサンプルは、加算器３１の出口において、クロ
ックシステムのリズムＦ_sysClkに直列化され、８ビット
で表される（ｓｓｍｆ信号）。

【００４０】相関されたサンプルＳＳＭＦは、二乗化と
加算のブロック２２（実施の概念図が図６に示されてい
る）に導かれる。前記二乗化と加算化をしてデータを重
ねあわせた構成の結果、これらのデータは、二乗器３
２、および適切に指示された累算器３３の助けで、機能
の実行可能な時間内に直列になる。図６において、Ｔ
_SysClkはシステムクロックの間隔である。１５ビットで
表わされたブロック２２の出力は、Ｆ_SampClk＝１／４
Ｆ_SysClkのサンプルリズムを備えたスライド等化ウイン
ドウ（ブロック２３）に向けてｓｗ ｉｎ信号として供
給される。

【００４１】ブロック２３の役割は、前述した処理済み
サンプルの等化を実行することである。図３に図式化さ
れたような等化機能に続いて直列／並列変換を実行する
代わりに、図７に示された実施の形態は、累算器３４と
記憶素子ＲＡＭ３５の助けで等化を実行し、これによっ
て直列／並列変換は不必要となる。ＲＡＭメモリーへの
アクセスは、サンプルのインターバルＴ_Samp＝１／Ｆ
_SampClkのあいだに読みとり操作と書き込み操作の実行
が許されるように、データのリズムの２倍のリズムでな
される。図７において、Ｒ／Ｗは書きこみ／読みとり操
作の制御信号であり、ＡＤＤＷは書きこみ操作のための
蓄積されたサンプルの信号であり、ＡＤＤＲは読みとり
操作のための蓄積されたサンプルの信号である。累算器
の初期化と読みとり／書きこみ操作の命令は、適合した
命令信号によって制御される。Ｌサンプルのグループｓ
ｗ ｏｕｔは、Ｆ_SampClk／（Ｌ×Ｗ）のリズムで供給
されるが、一方、各グループにおいてデータのリズムは
Ｆ_SampClkである。

【００４２】Ｌサンプルのグループｓｗ ｏｕｔは、図
８にアーキテクチャーの概念図が示された評価ブロック
２４に受け入れられる。入力されたデータは、先ず、符
号の既知の位相の情報（この情報は、適当な方法で初期
化されたプログラム可能なコンピューター３６によって
供給される）によってマークされる。つぎに、単一のコ
ンパレータ１７と回帰形態の記憶素子３８の補助によ
り、最大値の評価が実行される。平均値ａｖｅｒの評価
は、残されたＬ−１サンプルを単純に累積することによ
ってなされる。回路の複雑性を減らすために、平均値の
評価は、等化ブロック２３の１５ビットで切られた出力
値に対して行われる。この切断は、積分周期Ｗによって
決まるスライドウインドウの動的開口度を考慮して、３
９で実行される。基本的に、平均値のレベルをうるため
には、累算器（図３）の出力値に１／（Ｌ−１）を乗じ
なければならない。しかし、回路の複雑性を減らすため
に、乗法定数である乗数ファクターＬａｍｂｄａによる
調整と共に、検出ブロック内で標準化ファクターが考慮
される。ブロック２４の出力値は、符号の推定位相ｅｐ
ｏｃｈ、選択されたサンプルのＬグループの最大値ｍａ
ｘ、および選択されたサンプルのＬグループの平均値ａ
ｖｅｒである。これらの出力値はＦ_SampClk／（Ｌ×
Ｗ）のリズムで解放される。

【００４３】信号の最終検出は、図９に実施の形態を示
したブロック２５で実行される。最大値ｍａｘは４０
で、平均値ａｖｅｒの信号と乗法定数である乗数ファク
ターＬａｍｂｄａを掛け合わせることによって４１で発
生した自動適応性の閾値ＳＡＴＨと比較される。ｍａｘ
値が自動適応性の閾値ＳＡＴＨを超えるときは、信号の
存在を示すフラッグＳＰがコンパレータ４０によって生
み出される。８ビットで表された追加出力値（Ｓｏｆｔ
Ｒｅｌｉａ）が、実行された検出の信頼性について指
示を与える。

【００４４】ブロック２６は、シグナチャーのシーケン
スとして用いられるゴールド符号Ｐ（Ｐ ｃｏｄｅ）と
Ｑ（Ｑ ｃｏｄｅ）を発生し、入力信号の逆拡散された
成分を発生する。図１０は符号の発生回路を示す。この
回路は基本的に位相推移レジスタ４１と４２からなり、
符号（信号ｅｐｏｃｈ）と同位相の推定初期値と同期し
た符号Ｐ（Ｐ ｃｏｄｅ）とＱ（Ｑ ｃｏｄｅ）を発生
する。図１１はデータの逆拡散回路のブロック図であ
り、４３はコンパレータを示し、４４はプログラム可能
なコンピュータを示す。この回路は、フィルタ２１の出
力側にあらわれるサンプルで信号ｅｐｏｃｈと同調して
いるもの、言い換えればシグナチャーの符号と同調して
いるものを選択し、逆拡散されたデータの直列／並列変
換を確実にするために設けられている。逆拡散されたデ
ータである成分ＰＰ，ＰＱ，ＱＰ，およびＱＱはコンピ
ュータ４４の制御下で、記号のリズムで解放される。

【００４５】ブロック２７は、回路全体の作用をリズム
づけする全ての命令信号を発生する。このブロックは基
本的に、様々な１チップ当たりサンプル数に対して、ま
た等化ウインドウの様々なサイズ（長さ）Ｗに対してプ
ログラム可能なコンピュータからなる。したがって、こ
の回路は、捕捉検出回路の様々な形に適応可能である。

【００４６】前述の実施の形態は、本発明が許す有利な
可能性を説明するために役立つ例であるが、発明が前述
した特定の実施の形態に限定されないことはいうまでも
ない。他の実施の形態も当業者の通常の能力範囲内で可
能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかわる受信機をブロックで示した概
念図である。

【図２】パケットによる復調器のために作成されている
本発明にかかわる受信機をブロックで示した概念図であ
る。

【図３】本発明にかかわる捕捉検出回路の機能を示す概
念図である。

【図４】本発明にかかわる捕捉検出回路のために集積さ
れた実施の形態の構造を示す図である。

【図５】図４に示された実施の形態を構成する部分集合
をブロックで示した概念図である。

【図６】図４に示された実施の形態を構成する部分集合
をブロックで示した概念図である。

【図７】図４に示された実施の形態を構成する部分集合
をブロックで示した概念図である。

【図８】図４に示された実施の形態を構成する部分集合
をブロックで示した概念図である。

【図９】図４に示された実施の形態を構成する部分集合
をブロックで示した概念図である。

【図１０】図４に示された実施の形態を構成する部分集
合をブロックで示した概念図である。

【図１１】図４に示された実施の形態を構成する部分集
合をブロックで示した概念図である。

【符号の説明】

１２ 二乗器 １３ 加算器 １４ 直列／並列コンバータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フィリッポ ジアネッチ イタリア共和国、56032 ブチ（ピサ）、 ビア パオラ ダ ブチ ７ (72)発明者 マルコ ルイセ イタリア共和国、57125 リボルノ、ビア デレ シエピ 42

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二進符号を有する電気信号の変調によっ
   てうることができるスペクトル拡散信号の受信機であっ
   て、前記受信機が帯域の制限された信号をサンプリング
   するためのサンプリング回路、符号捕捉と信号検出の回
   路、および信号復調器を含んでおり、前記符号捕捉と信
   号検出の回路（３）が、選択された有効サンプル（Ｚ₁
   （ｈ）、・・・、Ｚ_L（ｈ））の代表値である最大値
   （ｍａｘ）と、サンプルの平均値（ａｖｅｒ）を固定乗
   数ファクター（Ｌａｍｂｄａ）とを掛けあわせることに
   よって前記平均値から発生される自動適応性の閾値（Ｓ
   ＡＴＨ）を比較し、前記最大値が前記自動適応性の閾値
   を超えるばあいに信号の存在を示す第１状態と、前記最
   大値が前記自動適応性の閾値よりも小さいばあいに信号
   の不在を示す第２状態とを有する信号（ＳＰ）を発生す
   ることによって、受けとったデータ信号を認識するため
   に適応される手段を備えていることを特徴とする受信
   機。
2. 【請求項２】 前記受信機が入力信号（ｒ_p（ｋ），ｒ_q
   （ｋ））の相関されたサンプル（Ｓ_p,p、・・・、
   Ｓ_q,q）を供給するための、符号に適応したフィルタ
   （１１）、前記サンプルを非干渉的に処理し、かつ、連
   続したサンプル（ｅ（ｋ））を供給する手段（１２、１
   ３）、サンプル（ｅ（ｋ））のｐ_i（ｈ）成分の平均値
   を既定サイズ（Ｗ）のスライド等化ウインドウ内で評価
   する手段（１５）、および選択された有効サンプル（Ｚ
   ₁（ｈ）、・・・、Ｚ_L（ｈ））のグループの最大値（ｍ
   ａｘ）を評価する手段（１６）をさらに備えてなる請求
   項１記載の受信機。
3. 【請求項３】 前記ｐ_i（ｈ）成分を並列に供給する手
   段（１４）を備えてなる請求項２記載の受信機。
4. 【請求項４】 前記受けとったデータ信号を、符号のレ
   プリカを用いて逆拡散する手段をさらに備えてなる請求
   項２または３記載の受信機。
5. 【請求項５】 前記受信機が符号のレプリカの発生器を
   さらに備えてなる請求項４記載の受信機。
6. 【請求項６】 請求項１、２、３、４および５のいずれ
   かによって定義された符号捕捉と信号検出の装置。