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JPH08213940A - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

信号処理装置および信号処理方法

Info

Publication number
JPH08213940A
JPH08213940A JP7305271A JP30527195A JPH08213940A JP H08213940 A JPH08213940 A JP H08213940A JP 7305271 A JP7305271 A JP 7305271A JP 30527195 A JP30527195 A JP 30527195A JP H08213940 A JPH08213940 A JP H08213940A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
filter
input signal
input
impulse response
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP7305271A
Other languages
English (en)
Inventor
Leon Phillip Louis Ii De
ルイス デ レオン ザ セカンド フィリップ
Dennis R Morgan
アール．モーガン デニス
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
AT&T Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by AT&T Corp filed Critical AT&T Corp
Publication of JPH08213940A publication Critical patent/JPH08213940A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H03H2021/007—Computation saving measures; Accelerating measures
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H03H2021/007—Computation saving measures; Accelerating measures
    • H03H2021/0072—Measures relating to the coefficients
    • H03H2021/0074—Reduction of the update frequency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 適応ＦＩＲフィルタおいて、ＬＭＳアルゴリ
ズムの収束が遅いという問題を解決する。 【解決手段】 第１のデジタル入力信号が、係数計算
器、ＦＩＲフィルタ、および総和計算デバイスとから構
成される適応ＦＩＲフィルタに供給される。この適応Ｆ
ＩＲフィルタは、例えば第１のデジタル入力信号のエコ
ーであるような、第２のデジタル入力信号も受信する。
第１デジタル入力信号および第２デジタル入力信号は、
第１の動作帯域を有している。その後、適応ＦＩＲフィ
ルタはこの２つの入力信号を処理し、システムに対する
出力信号を生成する。しかし、システムは、この出力信
号のうちの第２の動作帯域に入る部分しか利用しない。
第２の動作帯域は、第１の動作帯域よりも狭くしてあ
る。このため、第１の動作帯域のバンドエッジ近傍の周
波数成分は、フィルタリングにより適切に除去される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は適応有限インパルス
応答フィルタに関し、特にこの種のフィルタを利用した
信号処理デバイスに関する。
【０００２】
【従来の技術】全二重のハンドフリー通信が広範に行き
渡るに連れ、スピーカとマイクロフォンとの間のカップ
リングに起因する音響エコーの問題が注目されるように
なってきている。音響エコーキャンセラが、この種の望
ましくない効果を低減する目的で、この種のシステムに
おいて一般的に用いられている。音響エコーキャンセラ
（ＡＥＣ）は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ
を音響カップリング経路の応答をモデル化する調節可能
な、すなわち適応係数とともに利用して、エコーの推定
値を導出する。推定されたエコー信号は、望ましくない
エコー信号から減算され、このことによって実質的にエ
コーがキャンセルされる。
【０００３】同様の技法が、ラインエコー打ち消しに関
しても用いられている。しかしながら、ラインエコー打
ち消しアプリケーションにおいては、クロストークなど
の通信回路の異常によって望ましくないエコー信号が生
成される。
【０００４】これらのエコー打ち消しアプリケーション
の双方において、ＦＩＲフィルタの適応係数は、入力信
号と、そのインプリメンテーションが簡潔であることお
よびその動作が堅固であることから公知の最小平均二乗
法（ＬＭＳ）アルゴリズムの一種を用いて求められたエ
コー信号とから導出される。ＬＭＳアルゴリズムは、誤
差信号、すなわち実際のエコー信号とＦＩＲフィルタに
よって生成されたエコー信号の推定値との間の差、の二
乗を最小化する反復技法を用いている。
【０００５】固定フィルタに対して適応フィルタを用い
ることにより、エコーキャンセラをエコー生成環境の変
化に応答させることが可能になる。ＡＥＣアプリケーシ
ョンにおいて用いられるＦＩＲフィルタを考える。適用
係数を用いない場合には、音響エコー経路のインパルス
応答が推定されてその後に適切なフィルタ係数が固定的
にプログラミングされなければならない。家具の配置、
占有率、あるいはマイクロフォンもしくはスピーカの配
置の変化に起因する部屋の音響の変化のために、ＦＩＲ
フィルタに対して固定的にプログラムされた係数の組
は、必ずしも最良のエコー打ち消しを実現するとは限ら
ない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、適応フ
ィルタもその性能を制限する問題点を有している。公知
の適用ＦＩＲフィルタに係る重大な問題点の一つに、Ｌ
ＭＳアルゴリズムの収束が遅い、ということが挙げられ
る。収束速度は、ＬＭＳアルゴリズムがエコー経路応答
を最もよく表現する係数の組を生成するためにかかった
時間、あるいはサンプルの数によって測定される。ＬＭ
Ｓアルゴリズムが収束するまでは、誤差信号はその最小
値より大きい値をとる。それゆえ、収束が遅いことは、
最小値ではない誤差信号の継続時間を延ばしてしまう。
この収束の遅さの問題点は、米国特許第５，０１４，２
６３号および第５，２６３，０１９号を含むいくつかの
出版物および特許によって指摘されてきている。
【０００７】収束の遅さという問題点に関する従来技術
に関する解決法には、適応フィルタの入力信号のスペク
トルを広げる白色化フィルタの追加が含まれる。スペク
トルを広げた後、適応ＦＩＲフィルタはエコー打ち消し
を実行する。その後、逆白色化フィルタがスペクトルを
広げた効果を除去するために用いられる。しかしなが
ら、この解決法は、初期には収束レートを向上させる
が、誤差が最小値に近づくにつれて収束の遅さを実質的
には緩和しなくなる。
【０００８】誤差信号が最小値に近づくにつれて経験さ
れる収束の遅さは、低速漸近収束と呼称される。従来技
術に係る解決法がＬＭＳアルゴリズムを用いる適応フィ
ルタの低速漸近収束に起因して誤差の低減に成功してい
ない一つの理由は、その原因および性質に関する知識が
不充分であったことである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に従って、低速漸
近収束に起因する誤差を低減する、改良された適応ＦＩ
Ｒフィルタベースの信号処理装置が実現される。ＬＭＳ
アルゴリズムの低速漸近収束が、適応フィルタによって
処理される信号のバンドエッジに近づく周波数における
誤差エネルギーの著しい集中に関連している、というこ
とが、実験的および理論的に見い出された。本発明は、
収束の間の二乗平均誤差へ不釣り合いな程に寄与する周
波数バンドエッジ成分を除去することにより、低速漸近
収束の問題を改善する。
【００１０】本発明の一実施例においては、第１のデジ
タル入力信号が、係数計算器、ＦＩＲフィルタ、および
総和計算デバイスとから構成される適応ＦＩＲフィルタ
に供給される。この適応ＦＩＲフィルタは、例えば第１
のデジタル入力信号のエコーであるような、第２のデジ
タル入力信号も受信する。第１デジタル入力信号および
第２デジタル入力信号は、第１の動作帯域を有してい
る。その後、適応ＦＩＲフィルタはこの２つの入力信号
を処理し、システムに対する出力信号を生成する。しか
しながら、システムは、この出力信号のうちの第２の動
作帯域に入る部分しか利用しない。第２の動作帯域は、
第１の動作帯域よりも狭くしてある。このため、第１の
動作帯域のバンドエッジ近傍の周波数成分は、フィルタ
リングにより適切に除去される。あらゆる場合におい
て、このシステムにおいては、適応フィルタの低速漸近
収束に起因する誤差レベルが低減されることになる。な
ぜなら、誤差の集中している周波数成分が第２動作帯域
外にあるからである。
【００１１】上述されているシステムは、エコー打ち消
しシステム、トーナルフィルタ、あるいは他のシステム
において用いられる適応ＦＩＲフィルタにおけるＬＭＳ
アルゴリズムの低速漸近収束に起因する誤差を低減する
ために用いられるが、これらは当業者には明らかであ
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明に従って動作する
エコー打ち消し装置１０１を用いたシステム１００のブ
ロック図である。エコー打ち消し装置１０１は、全二重
ハンドフリー通信システム１００の一部として示されて
いる。このハンドフリー通信システム１００は、移動体
電話あるいはデスクトップスピーカフォン等である。シ
ステム１００におけるエコー打ち消し装置１０１のイン
プリメンテーションは例示目的のみに提供されているも
のである。装置１０１は、当業者によって、他の音響エ
コー打ち消し環境において容易にインプリメンテーショ
ンされ得る。
【００１３】システム１００は、電話信号入力１０、ラ
ウドスピーカ２０、マイクロフォン３０、電話信号出力
４０、およびエコー打ち消し装置１０１を有している。
装置１０１は、さらに、第１および第２のアンチエイリ
アシングフィルタ５０および５８、第１および第２のア
ナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ５２および６
０、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ６４、再
構成フィルタ６６、および適応ＦＩＲフィルタ５３を有
している。適応フィルタ５３は、さらに、プログラマブ
ルＦＩＲフィルタ５４、適応係数計算器５６、および総
和デバイス６２を有している。
【００１４】一般に、入力１０はラウドスピーカ２０に
対して接続されている。ラウドスピーカ２０およびマイ
クロフォン３０は、ユーザとの間で音声信号をやり取り
する際のインターフェースとして機能する。マイクロフ
ォンは、以下に詳細に記述されているように、エコー打
ち消し装置の一部を介して出力４０へ接続されている。
エコー打ち消し装置１０１は、ラウドスピーカ２０とマ
イクロフォン３０との間の音響結合に起因するエコーを
低減するために用いられている。
【００１５】エコー打ち消し装置１０１は、システム１
００内において以下のようにインプリメントされてい
る。入力１０は第１アンチエイリアシングフィルタ５０
に接続されており、このフィルタ５０はＡ／Ｄコンバー
タ５２に接続されている。フィルタ５０は、考慮してい
る周波数帯のカットオフ周波数よりも望ましくは１０か
ら２５パーセントだけ高い第１周波数においてカットオ
フ周波数を有するローパスフィルタであることが適当で
ある。考慮している周波数帯は、システム１００が、通
常、信号を処理する所定の周波数帯である。この考慮し
ている周波数帯は、ある状況下においては、業界標準に
よって決定される。例えば、電話ネットワークは、考慮
している周波数帯としておよそ３．５ｋＨｚの帯域を有
している。従って、この種のシステムにおいては、フィ
ルタ５０は３．５ｋＨｚより大きいカットオフ周波数、
例えば４．０ｋＨｚを有することになる。フィルタのカ
ットオフ周波数は、通常、フィルタが３ｄＢの減衰を与
える周波数として定義される。
【００１６】Ａ／Ｄコンバータ５２は、Ａ／Ｄコンバー
タ変換に係るエイリアシング誤差を低減する目的で、フ
ィルタ５０のカットオフ周波数の２倍を越えるサンプリ
ングレートを有している。実際には、Ａ／Ｄコンバータ
５２は、フィルタ５０が７０ｄＢの減衰を与える周波数
の少なくとも２倍のサンプリングレートを有しているこ
とが望ましい。サンプリングレートをこのように選択す
ることによって、当業者には公知であるように、エイリ
アシング誤差が実質的に低減される。必要とされるサン
プリングレートは、フィルタ５０の次数を大きくするこ
とによって低減されうることに留意されたい。当業者
は、特定のアプリケーションに関してこの種のエイリア
シング誤差を低減する目的でＡ／Ｄコンバータ５２とフ
ィルタ５０とをマッチングさせることが容易に可能であ
る。
【００１７】Ａ／Ｄコンバータ５２は、さらに、適応Ｆ
ＩＲフィルタ５３の第１入力５３ａを介して、ＦＩＲフ
ィルタ５４と係数計算器５６との双方に接続されてい
る。係数計算器５６は、ＦＩＲフィルタ５４への別の接
続も有している。ＦＩＲフィルタ５４は、総和デバイス
６２の入力に対しても接続されている。総和デバイス６
２の出力は、係数計算器５６に対して接続されている。
適応ＦＩＲフィルタ５３は、以下に図２に関連してより
詳細に記述される。
【００１８】ＡＥＣ装置１０１の他のコンポーネント
は、マイクロフォン３０と出力４０との間に直列に接続
されている。マイクロフォン３０は、第２アンチエイリ
アシングフィルタ５８を介して第２Ａ／Ｄコンバータ６
０に接続されている。第２アンチエイリアシングフィル
タ５８は、第１アンチエイリアシングフィルタ５０と同
一の構造および動作を有していることが望ましい。特
に、第２アンチエイリアシングフィルタ５８が前記第１
周波数にカットオフ周波数を有していることが望まし
い。同様に、第２Ａ／Ｄコンバータ６０も、第１Ａ／Ｄ
コンバータ５２と同一の構造および動作を有している。
コンバータ６０は、適応ＦＩＲフィルタ５３の第２入力
５３ｂを介して総和デバイス６２に接続されている。総
和デバイス６２の出力は、Ｄ／Ａコンバータ６４および
再構成フィルタ６６を介して出力４０に接続されてい
る。フィルタ６６は前記第１周波数より低い第２周波数
においてカットオフ周波数を有しており、システム１０
０で考慮している周波数帯域と大体同等な通過帯域を有
している。
【００１９】一般に、ユーザは図１に示されているシス
テムを電話ネットワーク（図示せず）を介して通信する
ために用いる。詳細に述べれば、ユーザは入力１０にお
いて入力電話音声信号を受信し、それはラウドスピーカ
２０によって可聴信号に変換される。さらに、ユーザは
マイクロフォン３０に向かって話し、マイクロフォン３
０は出力４０に対してアナログ信号を供給し、これが出
力電話音声信号を構成する。
【００２０】通常の、理想的ではない状況下において
は、入力電話音声信号は、ラウドスピーカ２０からマイ
クロフォン３０への経路Ｐeを伝わり、出力電話信号の
一部として送出される。出力電話信号のこの部分が望ま
しくないエコー信号を構成している。エコー打ち消し装
置１０１は、以下に示されているようにして、このエコ
ー信号のうちの実質的な部分を除去する。
【００２１】入力音声信号ｘ（ｔ）がラウドスピーカ２
０に供給されると、それは同時にアンチエイリアシング
フィルタ５０に対しても供給される。アンチエイリアシ
ングフィルタ５０は、アナログ信号の高周波数成分を除
去する。このことを行なわないと、Ａ／Ｄ変換の際にエ
イリアシング誤差を生じてしまう。次いで、濾波された
信号ｘ（ｔ）はＡ／Ｄコンバータ５２によってサンプリ
ングされ、システムの考慮している周波数帯域を越える
第１動作周波数帯域を有する第１デジタル入力信号ｘ
（ｎ）が生成される。ｘ（ｎ）の周波数帯域、すなわち
元のアナログ周波数のうちの信号ｘ（ｎ）によって有意
に表現されている範囲、は、第１アンチエイリアシング
フィルタ５０のカットオフ周波数によって決定される。
その後、第１入力信号ｘ（ｎ）は、適応ＦＩＲフィルタ
５３の第１入力５３ａに対して供給される。
【００２２】第１入力信号ｘ（ｎ）が第１入力５３ａに
よって受信される一方、入力音声信号ｘ（ｔ）は、時間
と共に変化するインパルス応答、Ｈ（ｔ）、を有するフ
ィルタとして機能する経路Ｐeを可聴信号として伝達す
る。ｘ（ｔ）がエコー経路Ｐeを伝播することにより、
マイクロフォン３０のところで信号ｙ（ｔ）が生成され
る。その後、マイクロフォン３０はｙ（ｔ）を第２アン
チエイリアシングフィルタ５８に供給する。第２フィル
タ５８はｙ（ｔ）を濾波し、その結果得られる信号をＡ
／Ｄコンバータ６０に供給する。Ａ／Ｄコンバータ６０
は濾波された信号ｙ（ｔ）をサンプリングし、ｘ（ｎ）
と同一の周波数帯域を有する第２デジタル入力信号ｙ
（ｎ）を生成する。その後、第２入力信号ｙ（ｎ）は、
適応ＦＩＲフィルタ５３の第２入力５３ｂに供給され
る。
【００２３】次いで、適応ＦＩＲフィルタ５３は２つの
デジタル入力信号ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）を処理する。
概説すれば、ＦＩＲフィルタ５４は、デジタル入力信号
ｘ（ｎ）を受信して推定エコー信号η（ｎ）を生成し、
それを総和デバイス６２に供給する。このため、ＦＩＲ
フィルタ５４は、ラウドスピーカ２０とマイクロフォン
３０との間の経路Ｐeの応答をシミュレートするインパ
ルス応答を有している。ＦＩＲフィルタ５４のインパル
ス応答は一連のＰフィルタ係数η（ｎ，ｐ）によって表
現される。ここで、ｐ＝０からＰ−１であり、このη
（ｎ，ｐ）は単にη（ｎ）と呼称される場合もある。Ｆ
ＩＲフィルタ係数、η（ｎ）、は、係数計算器５６によ
って反復法を用いて計算され、ＦＩＲフィルタ５４に対
して供給される。フィルタ係数の使用に関しては、以下
で図２に関連してさらに議論される。
【００２４】総和デバイス６２はｙ（ｎ）からη（ｎ）
を減算し、誤差信号ｅ（ｎ）を生成する。ＦＩＲフィル
タ５４が経路Ｐeのインパルス応答Ｈ（ｔ）を適切に推
定していた場合には、誤差信号は、実質的に除去はされ
ないが、大幅に減衰させられる。その後、誤差信号ｅ
（ｎ）はＤ／Ａコンバータ６４に供給され、アナログ信
号に逆変換される。次いで、再構成すなわちスムージン
グフィルタ６６がＤ／Ａコンバータ変換処理によって生
成された高周波数成分を除去する。
【００２５】さらに、フィルタ６６がアンチエイリアシ
ングフィルタ５０および５８よりも低いカットオフ周波
数を有しているために、この濾波により、入力信号ｘ
（ｎ）およびｙ（ｎ）よりも狭い動作周波数帯域を有す
る出力信号が生成される。その結果、フィルタ６６は、
出力信号のうちのシステム１００において考慮されてい
る周波数帯域を超過する周波数成分の一部あるいは全て
を除去するようにも機能することになる。
【００２６】適応ＦＩＲフィルタ５３は、フィルタ係数
η（ｎ）を調節するためにも誤差信号ｅ（ｎ）を利用す
る。このため、総和デバイス６２は、信号ｅ（ｎ）を係
数計算器５６に対しても供給する。係数計算器５６は、
ｅ（ｎ）を、第１入力信号ｘ（ｎ）と共に、次のサンプ
リング信号ｘ（ｎ＋１）を処理する際に利用される係数
の次の反復値であるη（ｎ＋１）を計算するために利用
する。係数計算器５６は、係数を計算するために公知の
ＬＭＳアルゴリズムを利用する。その後、係数計算器は
η（ｎ＋１）をＦＩＲフィルタ５４に供給する。よっ
て、システム１００は、入力信号ｘ（ｎ）をエコー経路
Ｐeを近似するインパルス応答を有するＦＩＲフィルタ
に供給することによって、エコー信号ｙ（ｎ）を推定す
る。適応ＦＩＲフィルタのインパルス応答係数η（ｎ）
は、ＬＭＳアルゴリズムを用いて反復計算によって生成
される。しかしながら、従来技術に係る適応フィルタに
おいては、ＬＭＳアルゴリズムの低速漸近収束のため
に、ある経過時間量内では、誤差信号ｅ（ｎ）が漸近し
ていく極小値よりも大きいままに留まってしまう。その
結果、フィルタの高速適応能力が実現されていなかっ
た。
【００２７】適応デジタルフィルタにおけるＬＭＳアル
ゴリズムの低速漸近収束がバンドエッジ近傍の周波数に
おける異常な量の誤差エネルギーに関連していること
が、理論的および実験的に決定されてきている。よっ
て、例えば動作周波数帯域３．５ｋＨｚを有する入力デ
ジタル信号においては、誤差エネルギーは３．５ｋＨｚ
の近傍の周波数に集中している。しかしながら、同一の
入力信号が３．５ｋＨｚではなく４．０ｋＨｚの動作周
波数帯域を有している場合には、誤差エネルギーは４．
０ｋＨｚの近傍に集中する。
【００２８】従って、本発明の実施例においては、適応
ＦＩＲフィルタ入力信号の周波数帯域がシステムにおい
て考慮している周波数帯域を越えて延在させられる。こ
のことは、システムにおいて考慮している帯域内の最高
周波数よりも大きいカットオフ周波数を有する第１／第
２アンチエイリアシングフィルタ５０／５８を選択する
ことによって実現される。
【００２９】その結果、低速漸近収束に関連している誤
差エネルギーｅ（ｎ）はデジタル出力信号の引き延ばさ
れたバンドエッジ近傍に集中することになるが、これは
システムにおいて考慮されている周波数帯域の外部に対
応する。その後、出力信号は、誤差エネルギーが集中し
ている不要な周波数成分を削ぎ落とす再構成フィルタ６
６によって濾波される。ここで、過剰な周波数成分を削
ぎ落とすために再構成フィルタ６６を用いることは例示
目的のみであることに留意されたい。この目的のため
に、他の適切なデジタルあるいはアナログローパスフィ
ルタが同一用途で用いられ得る。
【００３０】図２は、前述されているエコー打ち消しシ
ステムにおいてフィルタ５３として用いられ得る適応Ｆ
ＩＲフィルタを示した図である。このフィルタ５３は、
適応ＦＩＲフィルタにおけるＬＭＳアルゴリズムの低速
漸近収束がシステムの性能を制限するような種々の環境
においても利用され得る。
【００３１】フィルタ５３はＰ段から構成されており、
Ｐ個の係数を有している。このフィルタは、直列に接続
されたＰ−１個の遅延素子１１０1から１１０P-1、直列
に接続されたＰ−１個の加算器１１５1から１１５P-1、
およびＰ個の乗算器１２０0から１２０P-1を有してい
る。各々の乗算器１２０Kは、フィルタの第１入力５３
ａに対して接続されている第１乗算器１２０0を除い
て、各々対応する遅延素子１１０Kの出力に接続されて
いる。各々の乗算器１２０Kは、さらに、加算器１１５1
に接続されている第１乗算器１２０0を除いて、対応す
る加算器１１５Kに対して接続されている。総和デバイ
ス６２は、第２入力５３ｂ、最終段加算器１１５P-1、
および係数計算器５６に接続されている。計算器５６
は、加算器１２０0から１２０P-1の各々に対して接続さ
れている。このタイプの適応フィルタは当業者には公知
であり、ディスクリート回路あるいはプログラマブルデ
ジタル信号処理デバイスなどによってインプリメントさ
れうる。
【００３２】概説すれば、フィルタ５３は、第１デジタ
ル入力信号ｘ（ｎ）および第２デジタル入力信号ｙ
（ｎ）とに作用して、それら２つの信号の間の関係を近
似するインパルス応答係数η（ｎ）を生成する。本発明
に従って、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の双方の動作周波数
帯域は、フィルタ５３がインプリメントされるシステム
において考慮されている周波数帯域よりも広い。ｘ
（ｎ）およびｙ（ｎ）の動作周波数帯域は、適応フィル
タ５３の外部に位置するＡ／Ｄ変換処理の間に制御され
得る。特に、入力アナログ信号が濾波されてサンプリン
グされる場合には、濾波およびサンプリングは、図１に
示されたシステムの場合と同様に、考慮している周波数
帯域を越えた周波数において実行されるべきである。そ
の結果、デジタル信号ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）は、考慮
している周波数帯域を越える動作帯域を有することにな
る。
【００３３】信号帯域に関する拘束条件が与えられる
と、適応ＦＩＲフィルタは以下のように動作する。第１
入力信号ｘ（ｎ）が第１入力５３ａへ、第２入力信号ｙ
（ｎ）が第２入力５３ｂへ、それぞれ与えられると、適
応デジタルフィルタ５３は、ｘ（ｎ）を公知のＦＩＲ公
式
【数１】 をインプリメントすることによってｙ（ｎ）の近似へ公
知の方式で変換する。
【００３４】この目的のためには、信号ｘ（ｎ）が入力
５３ａにおいて受信される前に、遅延素子１１０1から
１１０P-1の各々が、遅延素子１１０1がサンプルｘ（ｎ
−１）を保持し、遅延素子１１０2がサンプルｘ（ｎ−
２）を保持する、等々となるように、第１入力信号の直
前のＰ−１個のサンプルの各々を保持していることが必
要である。さらに、乗算器１２０0から１２０P-1は、乗
算器１２０0がη（ｎ−１，０）を保持し、乗算器１２
０1がη（ｎ−１，１）を保持する、等々となるよう
に、それぞれＰ個の係数の組、η（ｎ−１，ｐ）を保持
している。ここで、ｐ＝０からＰ−１である。
【００３５】次のサンプル、ｘ（ｎ）、を処理するため
に、係数計算器５６は、まずｎ番目の係数の組η（ｎ，
ｐ）（ここで、ｐ＝０からＰ−１）、簡潔にη（ｎ）、
を乗算器１２０0から１２０P-1に供給して直前の組η
（ｎ−１）を置換させる。その後、サンプルｘ（ｎ）が
乗算器１２０0に供給される。同時に、遅延素子がｘ
（ｎ−１）からｘ（ｎ−Ｐ＋１）をそれぞれ乗算器１２
０1から１２０P-1に供給する。その後、各々の乗算器１
２０pが積η（ｎ，ｐ）ｘ（ｎ，ｐ）を対応する加算器
１１５pに供給する。直列に接続されている加算器１１
５1から１１５P-1は、加算器１１５P-1が前述されてい
る式によって与えられるη（ｎ）を含むように総和を計
算していく。
【００３６】その後、加算器１１５P-1はη（ｎ）を総
和デバイス６２に供給し、これが第２デジタル入力信号
ｙ（ｎ）から減算されて誤差信号ｅ（ｎ）が生成され
る。その後、係数計算器５６は、ｘ（ｎ）およびｅ
（ｎ）を用いて以下に記述されているように次の係数の
組η（ｎ＋１）を計算する。
【００３７】その後の入力サンプル、すなわちｘ（ｎ＋
１）等々、に対して、前記係数の組、η（ｎ，ｐ）（ｐ
＝０からＰ−１）、は、係数計算器５６によって更新さ
れる。係数計算器５６は、公知のＬＭＳアルゴリズムを
用いて係数を調節する。ＬＭＳアルゴリズムの一例は以
下の式によって与えられるものであり、これは各々の係
数に対して適用される：
【数２】 ここでμはステップ値を表している。ステップ値は、現
在の係数が次の反復によって影響を受ける程度を表して
いる。ステップ値は、定数あるいは適応させられうるも
ののいずれかである。適応ＦＩＲフィルタにおいて用い
られるＬＭＳアルゴリズムに関するステップ値を決定す
るための種々の適した方法、例えば米国特許第５，３７
３，６９５号に記載の方法、が当業者には公知であり、
前記特許は本明細書の参照文献として取り扱われる。Ｌ
ＭＳアルゴリズムに従って、係数シーケンスη（ｎ）は
連続して更新される。各々の更新すなわち反復に関し
て、η（ｎ）はｘ（ｎ）とｙ（ｎ）との間の関係をより
良好に近似するようになっていく。このような場合に
は、収束しつつあると見なされる。
【００３８】フィルタ５３の出力は、そのアプリケーシ
ョンに依存して、ｅ（ｎ）、η（ｎ）あるいはη（ｎ）
のいずれかである。信号ｅ（ｎ）およびη（ｎ）、およ
び係数シーケンスη（ｎ）は、入力信号ｘ（ｎ）および
ｙ（ｎ）に依存した動作周波数帯域を有しており、それ
はシステムにおいて考慮されている周波数帯域を越えて
いる。本発明に従って、システムは、出力信号のうちの
システムにおいて考慮している周波数帯域を越えた周波
数成分は利用しない。このようにして、通常バンドエッ
ジに集中する誤差エネルギーは、適応フィルタ５３がイ
ンプリメントされたシステムの周波数帯域に影響を与え
ない。
【００３９】適応ＦＩＲフィルタが用いられるあらゆる
システムは、本発明に係る技法による利点を享受するこ
とが可能である。例えば、図１に記述されているものと
同様のシステムは、ラインエコーキャンセラを改良する
ために本発明に係る技法を用いることが可能である。ラ
インエコーキャンセラは、エコー信号の信号源を除い
て、通常、音響エコーキャンセラと同一の様式で機能す
る。ＡＥＣにおいては、エコー信号はスピーカ２０とマ
イクロフォン３０との間のカップリングに起因する。ラ
インエコーキャンセラにおいては、エコー信号は、通信
ネットワークにおけるワイヤ間のカップリング、すなわ
ちクロストーク、あるいはネットワークにおける理想的
ではない成分などに起因する。図１に示されたシステム
は、当業者によって、ラインエコー打ち消しを実行する
ように容易に修正され得る。
【００４０】この目的のためには、図１のラウドスピー
カ２０およびマイクロフォン３０が、ラインエコー時間
依存インパルス応答Ｈ（ｔ）を有する通信ネットワーク
によって置換される。それ以外は、ラインエコーキャン
セラは図１に示された音響エコー打ち消し装置１０１と
同一であり、同一の方法によってインプリメントされ
る。
【００４１】図３は、タッチトーンダイアリングトーン
などのトーナル信号を濾波するために適応デジタルＦＩ
Ｒ５３が用いられている、本発明の別の実施例を示した
図である。この実施例は、トーナルフィルタ１０２と呼
称される。トーナルフィルタ１０２は、図１に示された
システムから入力１０、フィルタ５０、Ａ／Ｄコンバー
タ５２、適応フィルタ５３および出力４０が、付加され
た遅延素子２５と共に含まれている。
【００４２】トーナルフィルタ１０２の入力１０は、ア
ンチエイリアシングフィルタ５０に接続されており、フ
ィルタ５０はＡ／Ｄコンバータ５２に接続されている。
Ａ／Ｄコンバータ５２の出力は遅延素子２５と適応ＦＩ
Ｒフィルタ５３の第２入力の双方に対して接続されてい
る。遅延素子２５は、適応ＦＩＲフィルタ５３の第１入
力５３ａに接続されている。出力４０は、適応フィルタ
５３のＦＩＲフィルタ５４に接続されている。
【００４３】トーナルフィルタ５３の目的は、タッチト
ーンダイアリングデバイスから雑音を含んだトーンを受
信してノイズを低減したトーンを生成することである。
トーナルフィルタの出力信号はη（ｎ）であり、これは
この実施例においては後に明らかになる理由からｘ＾
（ｎ）として呼称される。トーナルフィルタ１０２は適
応ラインエンハンサとしても知られている。
【００４４】トーナルフィルタ１０２は、以下のように
動作する。複数個の未知のトーンから構成される入力ア
ナログ信号が入力１０において受信される。このトーン
は、例えば遠隔地にあるタッチトーンダイアラ（図示せ
ず）によって生成されたものである。いかなる場合にお
いても、入力信号ｘ（ｔ）は、ランダムなラインノイズ
の混入を受けている。信号ｘ（ｔ）は、第１アンチエイ
リアシングフィルタ５０に供給され、次いでＡ／Ｄコン
バータ５２に供給される。Ａ／Ｄコンバータ５２はデジ
タル入力信号ｘ（ｎ）を遅延素子２５と適応フィルタ入
力５３ｂの双方に供給する。遅延素子２５は、遅延させ
られた信号ｘ（ｎ−Δ）を適応フィルタ第１入力５３ａ
に供給する。ここで、Δは遅延時間である。ＦＩＲフィ
ルタ５４は、遅延させられた信号ｘ（ｎ−Δ）を用い
て、ｘ（ｎ）を近似するように機能する。この目的のた
めに、他の素子は、図１に関連して既に記述されている
ように、総和デバイス６２が生成する誤差信号ｅ（ｎ）
を最小化するように機能する。
【００４５】しかしながら、トーナルフィルタ１０２の
動作においては、前記遅延は充分に長く、望ましくはア
ンチエイリアシングフィルタ５０の最高通過帯域周波数
の逆数よりも長くなるように選択されており、ＦＩＲ５
４および係数計算器５６がｘ（ｎ−Δ）中のランダム雑
音をｘ（ｎ）に対して相関付けないようになっている。
よって、この遅延のために、ｘ（ｎ）中のランダム雑音
と遅延させられた信号ｘ（ｎ−Δ）中のランダム雑音と
の間には、実質的に何ら相関が存在しない。しかしなが
ら、より長い時間に亘って比較的一定なトーンは、遅延
に拘らず容易に相関付けられる。その結果得られる出力
信号ｘ＾（ｎ）は、ランダム雑音が実質的に除去された
推定トーン信号である。この種のトーナルフィルタリン
グ技法は一般に公知である。
【００４６】本発明は、トーンの周波数帯域内でフィル
タがより高速に収束することを可能にすることによっ
て、従来技術に係るトーナルフィルタを改良するもので
ある。この場合には、システムの考慮している周波数帯
域は、送出される最高周波数を有するトーンによって規
定される。その結果、アンチエイリアシングフィルタ５
０は、最高トーン周波数を、望ましくは１０から２５パ
ーセント越えるカットオフ周波数を有することになる。
【００４７】本発明は、ｘ＾（ｎ）内の誤差が低減され
ることを、フィルタ５３の動作周波数帯域を増大させる
ことによって可能にする。その結果、フィルタのバンド
エッジ近傍に集中している誤差がシステムにおいて用い
られている最高周波数トーンを越えたところになること
になり、システム動作を制限しなくなる。このケースで
は、出力信号の帯域を低減する再構成フィルタは必ずし
も必要ではない。なぜなら、トーンを越える周波数は、
濾波されたトーンを利用するシステムには無関係である
からである。しかしながら、より高い周波数に存在する
雑音を除去するためにはフィルタが望ましい。
【００４８】図４は、適応ＦＩＲフィルタ５３が適応シ
ステム識別（ＡＳＩＤ）装置１０３の一部として用いら
れた場合の、本発明のさらに別の実施例を示した図であ
る。この実施例に係る記述は、図１に示されたシステム
１００を修正することによって実現される。この実施例
においては、スピーカ２０およびマイクロフォン３０
は、未知の時間依存インパルス応答Ｈ（ｔ）を有するサ
ブシステム２５によって置換されている。係数計算器５
６は、さらに離散フーリエ変換デバイス７０に接続され
ている。離散フーリエ変換デバイス７０は、さらに周波
数整形デバイス７２に接続されており、これは逆離散フ
ーリエ変換デバイス７４に接続されている。出力４０
は、逆離散フーリエ変換デバイス７４に接続されてい
る。
【００４９】ＡＳＩＤ装置１０３は、サブシステム２５
のインパルス応答Ｈ（ｔ）の離散時間推定を実現する。
それゆえ、他の実施例とは異なって、適応フィルタ５３
はインパルス応答係数η（ｎ）をその出力として提供す
る。この種のシステム識別技法は従来技術において公知
のものである。しかしながら、従来技術においては、適
応ＦＩＲフィルタにおけるＬＭＳアルゴリズムの低速漸
近収束のために、従来技術に係るシステム識別デバイス
がインパルス応答Ｈ（ｔ）の時間変化に応答するように
機能することが制限されてきた。本発明に係る方法は、
考慮している周波数帯域内でのη（ｎ）のＨ（ｔ）への
より高速な適応を実現する。
【００５０】ＡＳＩＤ装置１０３は、一般的には、図１
に関連して記述されたエコーキャンセラと同様に機能す
る。詳細に述べれば、ＡＳＩＤ装置は、適応ＦＩＲフィ
ルタの入力信号の周波数帯域を引き延ばすためにアンチ
エイリアシングフィルタ５０および５８を利用する。し
かしながら、誤差信号は出力として用いられない。この
場合には、インパルス応答係数η（ｎ，ｐ）（ここで、
ｐ＝０からＰ−１）が出力であり、よって高周波数成分
がそこから除去されて整形されなければならない。
【００５１】この目的のために、時間ドメインの係数で
あるη（ｎ）が、η（ｎ）を周波数ドメインに変換する
離散フーリエ変換デバイス７０ｎ供給される。その後、
周波数整形デバイス７２が、考慮している周波数帯域を
越える周波数成分すなわち係数を単に削除する。整形に
よって周波数帯域に急峻なエッジが生成されないよう
に、ハミング（Ｈａｍｍｉｎｇ）ウィンドウなどのウィ
ンドウを用いることが望ましい。いずれの場合において
も、その後逆離散フーリエ変換デバイス７４が残存して
いる周波数ドメイン係数を時間ドメインに戻すように変
換し、その結果得られる推定インパルス応答が出力４０
に供給される。
【００５２】それゆえ、信号ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の
周波数帯域を引き延ばすことによって、η（ｎ）のゆっ
くりと収束する成分が考慮している周波数帯域を越えた
周波数に押しやられることになる。その後、η（ｎ）の
ゆっくりと収束する成分は、η（ｎ）の最終版がその後
段の回路に対して提供される以前に、周波数ドメインに
おいて切り取られる。
【００５３】本発明が性能を改善しうる、別のタイプの
エコーキャンセラは、サブバンド音響エコーキャンセラ
である。サブバンド音響エコーキャンセラにおいては、
入力音声信号ｘ（ｔ）は複数個のサブバンド信号に分割
される。その後、各々サブバンド信号は、適応ＦＩＲフ
ィルタによってダウンサンプリングされて濾波される。
次いで、サブバンド信号の全てが単一のフルバンド信号
に再構成される。この種のシステムに係る全般的な記述
に関しては、米国特許第５，２７２，６９５号を参照。
サブバンドエコー打ち消しの利点は、各々の適応ＦＩＲ
フィルタが入力音声信号ｘ（ｔ）のうちのダウンサンプ
リングされた部分のみを処理すればよい、ということで
ある。その結果、各々のフィルタは、適応ＦＩＲ計算
を、低減された、すなわちダウンサンプリングされたレ
ートで行なえばよいことになる。
【００５４】図５は、本発明の原理に従って動作するサ
ブバンドエコーキャンセラを用いるシステムを示した図
である。図５に示されたシステムは、入力３１０、ラウ
ドスピーカ３２０、マイクロフォン３３０、出力３４
０、および、第１／第２サブバンドアナライザ３５０／
３６０、サブバンドシンセサイザ３７０および複数個の
適応フィルタ３６２0から３６２M-1を含むサブバンドエ
コーキャンセラを有している。各々のフィルタ３６２K
は、さらに第１入力３６３K、第２入力３６４Kおよび出
力３６６Kを有している。
【００５５】入力３１０は、サブバンドアナライザ３５
０およびラウドスピーカ３２０の双方に対して接続され
ている。サブバンドアナライザ３５０は、以下において
図６に関連してより詳細に記述される。図６において、
サブバンドアナライザ３５０は、Ａ／Ｄコンバータ４２
０に接続されたアンチエイリアシングフィルタ４１０を
有しており、Ａ／Ｄコンバータ４２０はＭ個のバンドパ
スフィルタ４３０0から４３０M-1の各々に対して接続さ
れている。各々のバンドパスフィルタ４３０Kは、ダウ
ンサンプラー４４０Kを介してアナライザ３５０の出力
３５１Kに接続されている。
【００５６】本発明に係るバンドパスフィルタ４３０0
から４３０M-1は、互いにオーバーラップした通過帯域
を有している。通過帯域をオーバーラップさせること
は、一つのバンドパスフィルタのカットオフ周波数が隣
接するフィルタの通過帯域内に位置することを意味して
いる。図８は、オーバーラップした通過帯域を有する４
つのフィルタの全体としての周波数応答を示した図であ
る。周波数応答は、４つのフィルタ４３０0から４３０3
によって生成される４つのサブバンド５１０、５２０、
５３０および５４０という周波数帯域を示している。第
１のサブバンド５１０は、第２のサブバンド５２０の低
周波数側−３ｄＢ周波数よりも高い周波数に、その高周
波数側−３ｄＢポイントを有している。同様に、第２の
サブバンド５２０は、第３のサブバンド５３０の低周波
数側−３ｄＢ周波数よりも高い周波数に、その高周波数
側−３ｄＢポイントを有している。バンドパスフィルタ
は、それらの通過帯域が最大２０パーセントほどオーバ
ーラップしていることが望ましい。
【００５７】これに対して、図９には、オーバーラップ
しない周波数帯域を有するバンドパスフィルタの周波数
応答が示されている。第１のフィルタの周波数応答は、
曲線６１０によって示されているように、その最高周波
数において−３ｄＢ減衰し、その同一周波数が第２のフ
ィルタの周波数応答を示す曲線６２０の低周波数側の−
３ｄＢポイントに相当している。同様に、第２のフィル
タの周波数応答は、曲線６２０によって示されているよ
うに、その最高周波数において−３ｄＢ減衰し、その同
一周波数が第３のフィルタの周波数応答を示す曲線６３
０の低周波数側の−３ｄＢポイントに相当している。
【００５８】従来技術に係るサブバンドアナライザは、
図９に示されているようなオーバーラップしないバンド
パスフィルタを用いている。この種のフィルタによるオ
ーバーラップした周波数帯域の実現のための修正は、当
業者には公知である。
【００５９】図５に戻って、各々のサブバンドアナライ
ザ３５１Kの出力は、対応する適応ＦＩＲフィルタ３６
２Kの入力３６３Kに接続されている。適応ＦＩＲフィル
タ３６２0から３６２M-1は、図２に関して前述されてい
るフィルタ５３と同一のストラクチャおよび機能を有し
ている。しかしながら、適応ＦＩＲフィルタ３６２0か
ら３６２M-1は、動作帯域が低減されているためにより
少ない係数すなわちタップしか利用しない。
【００６０】マイクロフォン３０は、第２のサブバンド
アナライザ３６０に接続されている。第２サブバンドア
ナライザ３６０はＭ個の出力を有しており、これらの出
力は、各々第２適応フィルタの入力３６４0から３６４
M-1に接続されているアナライザ３６０は、第１サブバ
ンドアナライザ３５０と実質的に同一のストラクチャお
よび機能を有していることが望ましい。適応フィルタの
出力３６６0から３６６M-1は、各々サブバンドシンセサ
イザ３７０のＭ個の入力のうちの一つに接続されてい
る。サブバンドシンセサイザ３７０の出力は回路の出力
３４０である。
【００６１】サブバンドシンセサイザは図７により詳細
に示されており、Ｍ個のアップサンプラ４６０0から４
６０M-1、Ｍ個のバンドパスフィルタ４６５0から４６５
M-1、総和デバイス４７０、Ｄ／Ａコンバータコンバー
タ４７５および再構成フィルタ４８０を有している。シ
ンセサイザ３７０のＭ個の入力の各々は、アップサンプ
ラ４６０Kの一つに対して接続されている。各々のアッ
プサンプラ４６０Kは、対応するバンドパスフィルタ４
６５Kに接続されている。バンドパスフィルタ４６５0か
ら４６５M-1の全ては総和デバイス４７０に接続されて
いる。Ｄ／Ａコンバータ４７５は総和デバイス４７０と
再構成フィルタ４８０の間に接続されている。
【００６２】しかしながら、サブバンドシンセサイザ３
７０においては、隣接するフィルタの通過帯域はオーバ
ーラップしていない。その代わり、隣接するバンドパス
フィルタの−３ｄＢポイントが交差する。例えば、図９
に示されているように、周波数応答は、オーバーラップ
しない通過帯域を有する４つのサブバンド合成フィルタ
によて構成されている。適切なアップサンプラおよびバ
ンドパスフィルタは公知である。
【００６３】前述されているコンポーネントは、音響エ
コー打ち消しを実現するために、以下のような方式で動
作する。図１に示されたシステムの場合と同様、アナロ
グ音声入力信号ｘ（ｔ）が入力３１０に供給される。信
号ｘ（ｔ）は、スピーカ３２０からマイクロフォン３３
０へのエコー経路Ｐeを伝播する。エコー経路Ｐeは、時
間変化インパルス応答Ｈ（ｔ）を有するフィルタとして
モデリングされ得る。
【００６４】信号ｘ（ｔ）は、サブバンドアナライザ３
５０に対しても供給される。サブバンドアナライザにお
いては、ｘ（ｔ）はデジタイズされてＭ個のサブバンド
に対して分割される。図６において、信号ｘ（ｔ）はア
ンチエイリアシングフィルタ４１０によってまず濾波さ
れ、次いでアンチエイリアシングフィルタ４１０に適し
たレートでサンプリングされる。先の実施例と同様、ア
ンチエイリアシングフィルタ４１０およびＡ／Ｄコンバ
ータ４２０は、フィルタ４１０が７０ｄＢの減衰を実現
する周波数の少なくとも２倍のサンプリングレートを有
するように適切に選択される。その後、サンプリングさ
れた信号ｘ（ｎ）は各々のバンドパスフィルタ４３０K
によって帯域制限され、Ｍ個のサブバンド信号ｘ
0（ｎ）からｘM- 1（ｎ）が生成される。
【００６５】再び図６において、濾波された信号ｘ
0（ｎ）からｘM-1（ｎ）はダウンサンプラ４４０0から
４４０M-1に対して供給される。ダウンサンプリング回
路４４０Kの各々は、ｊ個おきにサンプル信号を抽出し
て信号ｘK（ｊ）を生成する。ダウンサンプリングファ
クタは、実効サンプリングレートが各々のサブバンドの
高周波数側−７０ｄＢ減衰周波数と低周波数側−７０ｄ
Ｂ減衰周波数との間の帯域である拡張帯域の２倍を越え
るように選択されている。ここで、実効サンプリングレ
ートは、元のサンプリングレートをダウンサンプリング
ファクタで除算したものである。
【００６６】例えば、公称サンプリングレートが８００
０Ｈｚであるようなハンドフリー電話機において用いら
れるエコーキャンセラを考える。フィルタ４３０1が、
低周波数側−７０ｄＢポイントとして４００Ｈｚ、高周
波数側−７０ｄＢポイントとして１６００Ｈｚを有する
サブバンド５２０（図８）を生成する場合には、実効サ
ンプリングレートは、少なくとも１２００の２倍、すな
わち毎秒２４００サンプリングでなければならない。そ
の結果、ダウンサンプリングファクタは８０００／２４
００、すなわち３．３３３未満である。ダウンサンプリ
ングファクタは、スレッショルドを越えない最大の整数
となるように選択されるべきである。従って、この実施
例の場合には、ダウンサンプリングファクタは３と選択
される。
【００６７】ダウンサンプリングされたサブバンド信号
ｘK（ｊ）の各々は、対応するアナライザ出力３５１Kに
供給される。ここで、デジタルバンドパスフィルタが公
知の複合デジタルフィルタから構成されている場合に
は、ダウンサンプリングファクタは、実効サンプリング
レートが各々のサブバンドの拡張帯域以上（拡張帯域の
２倍以上ではない）でなければならないことに留意され
たい。
【００６８】図５に戻って、各々の信号ｘK（ｊ）は、
対応する適応ＦＩＲフィルタ３６２Kに対して供給され
る。
【００６９】入力信号ｘ（ｔ）がサブバンドアナライザ
３５０によって処理されている間、入力信号ｘ（ｔ）
は、インパルス応答Ｈ（ｔ）を有するフィルタとしてモ
デリングされる経路Ｐeを可聴音として伝播し、マイク
ロフォン３３０の位置において信号ｙ（ｔ）を生成す
る。マイクロフォン３３０はｙ（ｔ）を第２サブバンド
アナライザ３６０に供給する。第２サブバンドアナライ
ザ３６０は、ｘ（ｔ）に対して機能する第１サブバンド
アナライザ３５０と同一の操作を信号ｙ（ｔ）に対して
実行し、ダウンサンプリングされたサブバンド信号列ｙ
0（ｊ）からｙM-1（ｊ）を生成する。
【００７０】第２サブバンドアナライザは、各々の信号
ｙK（ｊ）を対応する適応ＦＩＲフィルタ３６２Kの入力
３６４Kに対して供給する。適応ＦＩＲフィルタ３６２K
は、エコー信号ｙK（ｊ）を抑制するように機能し、各
々のサブバンドに対応する誤差信号ｅK（ｊ）を生成す
る。その後、誤差信号ｅK（ｊ）はサブバンドシンセサ
イザ３７０に対して供給される。
【００７１】適応ＦＩＲフィルタ３６２0から３６３M-1
の機能は図１に示されているフィルタ５３と同一であ
る。唯一の違いは、各々の適応ＦＩＲフィルタ３６２K
が、システムにおいて問題にしている帯域の部分におい
てのみ機能するという点である。低減された帯域は、適
応フィルタの相対的な計算レベルを低減する。
【００７２】その後、サブバンドシンセサイザ３７０は
サブバンドアナライザ３５０および３６０とは逆の機能
を実行する。すなわち、サブバンドを単一のフルバンド
信号に組み合わせる。図７を参照すると、各々の信号ｅ
K（ｊ）はアップサンプラ４６０Kによってアップサンプ
リングされ、その後、対応するバンドパスフィルタ４６
５Kに渡される。
【００７３】濾波され、アップサンプリングされた信号
は、フルバンドデジタル誤差信号ｅ（ｎ）を構成する総
和デバイス４７０に供給される。その後、信号ｅ（ｎ）
はＤ／Ａコンバータ４７５および再構成すなわちスムー
ジングフィルタ４８０に供給される。
【００７４】この実施例においては、Ｍ個の適応ＦＩＲ
フィルタの各々は、図１に関連して議論された原理に従
って機能する。本発明に係るこの実施例においては、各
々の適応フィルタに入力される信号の帯域を広げ、その
後、フルバンド信号が再構成される前に拡張された部分
を除去することによって、低速漸近収束に起因する誤差
が低減される。このことは、サブバンドシンセサイザ３
７０における対応するバンドパスフィルタよりもより広
い通過帯域を有するバンドパスフィルタをアナライザ３
５０および３６０において用いることによって実現され
る。従って、ｋ番目のサブバンドに関して、問題として
いる周波数帯域は、サブバンド合成バンドバスフィルタ
４６５Kの通過帯域として考えられる。このシェービン
グ技法によって、バンドエッジに集中している低速収束
成分を除去することができる。オーバーラップ量を増大
させる、すなわち各々のサブバンドの対応する帯域を広
げることによって、収束誤差がより低減される。
【００７５】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【００７６】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、低
速漸近収束に起因する誤差を低減する、改良された適応
ＦＩＲフィルタベースの信号処理装置およびその実現方
法が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従う音響エコー打ち消し装置を含む全
二重ハンドフリー通信システムのブロック図である。
【図２】本発明に従って動作する適応デジタル有限イン
パルス応答フィルタを示す図である。
【図３】本発明に従って動作するトーナルフィルタのブ
ロック図である。
【図４】本発明に従って動作する適応システム識別装置
のブロック図である。
【図５】本発明に従って動作するサブバンド音響エコー
打ち消し装置を含む全二重ハンドフリー通信システムの
ブロック図である。
【図６】図５に示されたフィルタにおいて用いられるサ
ブバンドアナライザを示す図である。
【図７】図５に示されたフィルタにおいて用いられるサ
ブバンドシンセサイザを示す図である。
【図８】オーバーラップした通過帯域を有する４つのサ
ブバンドフィルタからなる組の周波数応答特性を示す図
である。
【図９】オーバーラップしていない通過帯域を有する４
つのサブバンドフィルタからなる組の周波数応答特性を
示す図である。
【符号の説明】
１０ 入力 ２０ ラウドスピーカ ２５ 遅延素子 ２５ サブシステム ３０ マイクロフォン ４０ 出力 ５０ アンチエイリアシングフィルタ ５２ Ａ／Ｄコンバータ ５３ 適応有限インパルス応答フィルタ ５４ 有限インパルス応答フィルタ ５６ 係数計算器 ５８ アンチエイリアシングフィルタ ６０ Ａ／Ｄコンバータ ６２ 総和デバイス ６４ Ｄ／Ａコンバータ ６６ 再構成フィルタ ７０ 離散フーリエ変換 ７２ 周波数シェービング素子 ７４ 逆離散フーリエ変換 １００ 通信システム １０１ エコー打ち消し装置 １１０ 遅延素子 １１５ 加算器 １２０ 乗算器 ３１０ 入力 ３２０ ラウドスピーカ ３３０ マイクロフォン ３４０ 出力 ３５０ サブバンドアナライザ ３６０ 適応有限インパルス応答フィルタ ３７０ サブバンドシンセサイザ ４１０ アンチエイリアシングフィルタ ４２０ Ａ／Ｄコンバータ ４３０ バンドパスフィルタ ４４０ ダウンサンプリング回路 ４６０ アップサンプリング回路 ４６５ バンドパスフィルタ ４７０ 総和デバイス ４８０ 再構成フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デニス アール．モーガン アメリカ合衆国，07960 ニュージャージ ー，モーリスタウン，シカモア レイン ４

Claims (30)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定の周波数帯域を有するシステムに対
    して、当該周波数帯域における誤差を低減した出力信号
    を出力するように機能する信号処理装置において、 （ａ）前記所定の周波数帯域を越える第１動作帯域を有
    する第１入力信号を受信する第１入力と、前記第１動作
    帯域を有する第２入力信号を受信する第２入力と、 （ｂ）前記第１および第２入力に接続された適応有限イ
    ンパルス応答フィルタとからなり、 前記フィルタは、 前記第１入力信号と前記第２入力信号の間の関係を表現
    するインパルス応答を規定する係数を生成する機能と、 前記インパルス応答を用いて前記第１入力信号を処理
    し、推定信号を生成する機能と、 前記推定信号と前記第２入力信号との差を表す誤差信号
    を生成する機能と、 前記第１入力信号に対応する出力信号を生成する機能と
    を有することを特徴とする信号処理装置。
  2. 【請求項２】 前記適応有限インパルス応答フィルタ
    が、さらに、最小平均二乗アルゴリズムを用いて前記イ
    ンパルス応答を規定する係数を生成するように機能する
    ことを特徴とする請求項１の装置。
  3. 【請求項３】 前記信号処理装置が音響エコー打ち消し
    装置において用いられ、前記出力信号が誤差信号を構成
    することを特徴とする請求項１の装置。
  4. 【請求項４】 前記信号処理装置がラインエコー打ち消
    し装置において用いられ、前記出力信号が誤差信号を構
    成することを特徴とする請求項１の装置。
  5. 【請求項５】 前記信号処理装置がトーナルフィルタ装
    置において用いられ、前記出力信号が推定された信号を
    構成することを特徴とする請求項１の装置。
  6. 【請求項６】 前記信号処理装置が適応システム識別装
    置において用いられ、前記出力信号が前記インパルス応
    答を規定する係数を構成することを特徴とする請求項１
    の装置。
  7. 【請求項７】 前記信号処理装置がサブバンドエコー打
    ち消し装置において用いられ、前記出力信号が誤差信号
    を構成することを特徴とする請求項１の装置。
  8. 【請求項８】 前記第１入力信号を前記第１入力へ供給
    するように接続されたＡ／Ｄコンバータと、 前記Ａ／Ｄコンバータに対して濾波されたアナログ音声
    信号を供給するように接続された、前記第１動作帯域に
    対応する通過帯域を有するローパスフィルタとをさらに
    有することを特徴とする請求項１の装置。
  9. 【請求項９】 （ａ）第１動作帯域を有する第１入力信
    号を受信する第１入力と、当該第１動作帯域を有する第
    ２入力信号を受信する第２入力と、 （ｂ）前記第１および第２入力に接続され、前記第１入
    力信号と前記第２入力信号との間の関係を表現するイン
    パルス応答を規定する係数を生成する機能と、 前記インパルス応答を用いて前記第１入力信号を処理
    し、推定信号を生成する機能と、当該推定信号と前記第
    ２入力信号と差を表す誤差信号を生成する機能と、 前記第１入力信号に対応する出力信号を生成する機能と
    を有する適応有限インパルス応答フィルタと、 （ｃ）前記適応有限インパルス応答フィルタからの前記
    出力信号を受信するように接続され、前記第１動作帯域
    よりも狭い第２動作帯域を有する処理済み信号を生成す
    るシェービングデバイスとからなることを特徴とする信
    号処理装置。
  10. 【請求項１０】 前記適応有限インパルス応答フィルタ
    が、さらに、インパルス応答を規定する係数を最小平均
    二乗アルゴリズムを用いて生成するように機能すること
    を特徴とする請求項９の装置。
  11. 【請求項１１】 前記第２入力信号が音響エコー経路に
    従った前記第１入力信号を表現し、前記出力信号が誤差
    信号を構成することを特徴とする請求項９の装置。
  12. 【請求項１２】 前記第２入力信号がラインエコー経路
    に従った前記第１入力信号を表現し、前記出力信号が誤
    差信号を構成することを特徴とする請求項９の装置。
  13. 【請求項１３】 前記第２入力信号が遅延させられた前
    記第１入力信号を表現し、前記出力信号が誤差信号を構
    成することを特徴とする請求項９の装置。
  14. 【請求項１４】 前記第２入力信号が未知の応答を有す
    るサブシステムに従った前記第１入力信号を表現し、前
    記出力信号が前記インパルス応答を規定する係数を構成
    することを特徴とする請求項９の装置。
  15. 【請求項１５】 前記シェービングデバイスがローパス
    フィルタをさらに有することを特徴とする請求項９の装
    置。
  16. 【請求項１６】 前記シェービングデバイスがバンドパ
    スフィルタをさらに有することを特徴とする請求項９の
    装置。
  17. 【請求項１７】 前記シェービングデバイスが、 前記出力信号に対して接続された離散フーリエ変換デバ
    イスと、 前記離散フーリエ変換デバイスに対して接続された係数
    シェービングデバイスと、 前記係数シェービングデバイスに接続された離散逆フー
    リエ変換デバイスとをさらに有することを特徴とする請
    求項９の装置。
  18. 【請求項１８】 前記信号処理装置が、 前記第１入力信号を前記第１入力に供給するように接続
    されたＡ／Ｄコンバータと、 濾波された音声信号を前記Ａ／Ｄコンバータに対して供
    給するように接続され、前記第１帯域と等しい通過帯域
    を有するフィルタとをさらに有することを特徴とする請
    求項９の装置。
  19. 【請求項１９】 （ａ）第１周波数にカットオフを有
    し、第１入力信号を受信する第１ローパスフィルタと （ｂ）前記第１周波数にカットオフを有し、第２入力信
    号を受信する第２ローパスフィルタと、 （ｃ）前記第１ローパスフィルタに接続された第１のＡ
    ／Ｄコンバータと、 （ｄ）前記第２ローパスフィルタに接続された第２のＡ
    ／Ｄコンバータと、 （ｅ）適応有限インパルス応答フィルタ；ここで、当該
    適応有限インパルス応答フィルタは、 前記第１のＡ／Ｄコンバータに接続され、前記第１入力
    信号および誤差信号に応じて、前記第１入力信号と前記
    第２入力信号の間の関係を表現するインパルス応答を規
    定する係数を生成する係数計算器と、 前記第１のＡ／Ｄコンバータに接続され、かつ、前記係
    数計算器からの係数を受信するように接続され、前記イ
    ンパルス応答を用いて前記第１入力信号を生成し、か
    つ、当該第１入力信号からシミュレートされた信号を生
    成するように機能するＦＩＲフィルタと、 前記第２のＡ／Ｄコンバータおよび前記ＦＩＲフィルタ
    に接続され、かつ、前記ＦＩＲフィルタから受信される
    シミュレートされた信号と前記第２のＡ／Ｄコンバータ
    から受信される信号の差を表現する誤差信号を生成し、
    当該誤差信号を前記係数計算器に供給するように接続さ
    れた総和デバイスと、 （ｆ）前記適応有限インパルス応答フィルタから出力信
    号を受信し、処理済み信号を生成するように接続され
    た、前記第１周波数よりも低い第２周波数にカットオフ
    を有するシェービングフィルタとからなることを特徴と
    する信号処理装置。
  20. 【請求項２０】 （ａ）第１入力信号を受信し、互いに
    重畳する周波数帯域を有する複数個の第１サブバンド入
    力信号を生成するように機能する第１サブバンドアナラ
    イザと、 （ｂ）第２入力信号を受信し、互いに重畳する複数個の
    第２サブバンド入力信号を生成するように機能する第２
    サブバンドアナライザと、 （ｃ）それぞれ、前記第１入力および前記第２入力に接
    続され、前記第１入力信号と前記第２入力信号の間の関
    係を表すインパルス応答を規定する係数を生成し、当該
    インパルス応答を用いて前記第１入力信号を処理して推
    定信号を生成し、当該推定信号と前記第２入力信号との
    差を表すサブバンド誤差信号を生成するように機能する
    複数個の適応有限インパルス応答フィルタと、 （ｄ）複数個のサブバンド誤差信号を受信するように接
    続され、前記サブバンド誤差信号の各帯域を低減するよ
    うに機能するフィルタを有するサブバンドシンセサイザ
    とからなることを特徴とする信号処理装置。
  21. 【請求項２１】 所定の周波数帯域を有する通信システ
    ムにおいて用いられる、信号中の誤差を低減する方法に
    おいて、 （ａ）前記所定の周波数帯域を越える動作帯域を有する
    第１入力信号を適応有限インパルス応答フィルタに供給
    するステップと、 （ｂ）前記所定の周波数帯域を越える動作帯域を有する
    第２入力信号を適応有限インパルス応答フィルタに供給
    するステップと、 （ｃ）前記第１入力信号と前記第２入力信号との間の関
    係を近似するように、前記適応有限インパルス応答フィ
    ルタに関連するインパルス応答を反復して生成するステ
    ップと、 （ｄ）前記インパルス応答に基づいて出力信号を生成
    し、前記出力信号を前記システムに供給するステップと
    からなり、 前記システムが前記出力信号のうちの前記所定の周波数
    帯域内に存在する部分のみを使用することを特徴とする
    信号処理方法。
  22. 【請求項２２】 （ｅ）前記出力信号から前記所定の周
    波数帯域を越えるあらゆる周波数成分を除去するステッ
    プをさらに有することを特徴とする請求項２１の方法。
  23. 【請求項２３】 トーナルフィルタリングを実行するス
    テップをさらに有し、前記第１入力信号が前記第２入力
    信号を遅延させたものを有することを特徴とする請求項
    ２１の方法。
  24. 【請求項２４】 音響エコー打ち消しを実行するステッ
    プをさらに有し、前記第２信号がエコー信号であること
    を特徴とする請求項２２の方法。
  25. 【請求項２５】 ラインエコー打ち消しを実行するステ
    ップをさらに有し、前記第２信号がエコー信号であるこ
    とを特徴とする請求項２２の方法。
  26. 【請求項２６】 ステップｃが、前記出力信号を、前記
    所定の周波数帯域と実質的に等しい通過帯域を有するフ
    ィルタに供給するステップを有することを特徴とする請
    求項２２の方法。
  27. 【請求項２７】 ステップａの前に、前記第１入力信号
    を前記所定の周波数帯域を越える通過帯域を有する第１
    フィルタに供給するステップをさらに有することを特徴
    とする請求項２１の方法。
  28. 【請求項２８】 所定の周波数帯域を有するシステムに
    おいて用いられる信号を処理する方法において、 （ａ）第１通過帯域を有する第１フィルタに第１入力信
    号を供給するステップと、 （ｂ）前記第１通過帯域を有する第２フィルタに第２入
    力信号を供給するステップと、 （ｃ）前記第１入力信号と前記第２入力信号の間の関係
    を近似するインパルス応答を有する適応有限インパルス
    応答フィルタに前記第１入力信号を供給するステップ
    と、 （ｄ）前記適応有限インパルス応答フィルタを用いて出
    力信号を生成するステップと、 （ｅ）前記第１通過帯域より狭い第２通過帯域を有する
    シェービングフィルタに前記出力信号を供給するステッ
    プとからなることを特徴とする信号処理方法。
  29. 【請求項２９】 前記第１フィルタによって濾波された
    入力信号を、前記適応有限インパルス応答フィルタに供
    給する前に、デジタル信号に変換するステップをさらに
    有することを特徴とする請求項２８の方法。
  30. 【請求項３０】 前記第１入力信号を、前記適応有限イ
    ンパルス応答フィルタに供給する前に、デジタル信号に
    変換するステップを有することを特徴とする請求項２８
    の方法。
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