JPH08149795A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】主回路導体の浮遊インダクタンスを減少でき、
逆変換器のスイッチング素子の動作と主回路導体の浮遊
インダクタンスで生じるサージ過電圧を抑制することに
ある。 【構成】交流電源の交流電力を順変換器により脈動の大
きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大きい直
流電力を平滑用コンデンサ２により直流に変換する平滑
回路部と、平滑回路部で得られた脈動の小さい直流電力
を、複数の半導体スイッチ素子２１〜２６で構成された
逆変換器により交流電力に変換する電力変換装置におい
て、平滑回路部と２１〜２６の間を電気的に接続するも
のであって、各々が波形状に成形され、かつ両者が互い
に所定の絶縁間隔を保つようにほぼ平行に配置された正
極側主回路導体および負極側主回路導体を絶縁コーティ
ング材により一体化してなる主回路導体を備えたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は大電力の高速スイッチン
グする電力用半導体素子を用いてなる電力変換装置に係
り、特に主回路導体の浮遊インダクタンスの低減化を図
った半導体電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力用半導体素子は省エネルギー化の社
会的なニーズから、大容量化、低ロス化、高速化の傾向
にあり、高性能で高効率な電力変換が可能となってき
た。反面高速のスイッチング素子を用い、スイッチング
周波数の高速化と高効率の電力変換装置を実現するに
は、主回路インダクタンスと速い電流変化率（ｄｉ／ｄ
ｔ）によって発生する過大なサージ電圧から電力変換装
置を保護する対策が必要となる。

【０００３】小容量変換器では電流密度が低い関係から
問題にならないが、大容量変換器では、主回路の浮遊イ
ンダクタンスの低減化が必要不可欠となる。一般的に電
圧形変換器でサージ過電圧を抑制する方法あるいは、変
化率の高い電流ほど導体表面に集中して流れる性質等を
勘案して以下の対策がとられる。

【０００４】１）主回路配線長を最短にする。 ２）磁束の変化を相殺する配線構造（又は密着ブス）と
する。 ３）ブスの表面積を大きくし、表皮効果による電流集中
を回避する。

【０００５】４）ｄｉ／ｄｔを小さくする。 ５）スナバ回路で吸収する。 本来高速スイッチング素子はｄｉ／ｄｔが大きく、上記
の４）の対策項目は素子本来の使用目的に反し適当では
なく、また５）の項目の対策は、スナバ回路での損失が
増大し、変換器効率の低下を招くことから得策ではな
い。しかしながら、４）、５）の問題は１）、２）の対
策が実現できれば、必然的に解消される問題である。

【０００６】ここで、図１２ないし図１４により従来の
電圧形変換器において、電源供給導体（正極側電源供給
導体、負極側電源供給導体）の浮遊インダクタンスによ
るサージ過電圧の発生原理を説明する。図１２は従来の
電圧形変換器（図１５の電圧形変換器）の上・下アーム
の一相分のみを主回路構成を示している。図１２に於い
て、１は直流入力電源、２は平滑用コンデンサ、３は平
滑用コンデンサ２と上アーム５のスイッチ素子Ｑ１まで
の正極側主回路導体（正極側電源供給導体）、４は平滑
用コンデンサ２と下アーム６のスイッチ素子Ｑ２まで負
極側主回路導体（負極側電源供給導体）、５は正側スイ
ッチ素子Ｑ１とダイオードＤ１を有する上アーム、６は
負側スイッチ素子Ｑ２とダイオードＤ２を有する下アー
ム、７は上アーム５と下アーム６の接続点から導出され
た交流出力端子である。Ｌsaは正極側主回路導体３の浮
遊インダクタンス、Ｌsbは負極側主回路導体４の浮遊イ
ンダクタンスである。

【０００７】図１２において、サージ過電圧が発生する
のは、以下のときである。すなわち、交流出力端子７に
接続された図示しない誘導負荷の電流ＩD ［図１３
（ロ）］が上アーム５のダイオードＤ１に流れている状
態でＱ２がターンオンすると、Ｑ２のＩc （コレクタ電
流）はｄic／ｄｔの立ち上がり時に増加し［図１３
（イ）］、負荷電流を超過して流れる。この超過電流は
上アーム５のダイオードＤ１のリカバリー電流で、リカ
バリー電流がピークに達した後急激に減少する。この時
のリカバリー電流で、Ｑ１のターンオン時には（１）式
のサージ過電圧ＶONが発生する［図１３（ハ）］。

【０００８】 ＶON＝−Ｌ・ｄir／ｄｔ …（１） 但し、ir：ダイオードＤ１のリカバリー電流 Ｌ：主回路浮遊インダクタンス（Ｌsa＋Ｌsb） また、Ｑ２のターンオフ時はｄic／ｄｔ［図１４
（イ）］で（２）式のサージ過電圧ＶOFF が発生する
［図１４（ロ）］。

【０００９】 ＶOFF ＝−Ｌ・ｄic／ｄｔ …（２） 但し、ic：コレクタ電流 Ｌ：主回路浮遊インダクタンス（Ｌsa＋Ｌsb） （１）式、（２）式からＱ２のターンオン、Ｑ２のター
ンオフ時に発生する何れのサージ過電圧ＶON、ＶOFF
も、主回路の浮遊インダクタンスＬsa、Ｌsbが関与し、
平滑用コンデンサ２からスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に至る
主回路導体３，４の最短化が必要であることが判る。

【００１０】図１５ないし図１９は従来の電力変換装置
に有する主回路導体３、４の構成を説明するための図で
あり、図１５はスイッチ素子にＩＧＢＴ（絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ）を用いた逆変換器の主回路接続
図である。図１６ないし図１７は、従来の第１の電力変
換装置の主回路導体３、４を説明するための図で、図１
６は図１５の逆変換器および主回路導体３、４の平面図
であり、図１７は図１６のＸ−Ｘの矢印方向に見た側面
図である。

【００１１】正極側主回路導体３は断面Ｌ字状導体であ
って、平滑用コンデンサ２の一方の端子とスイッチ素子
８、９、１０のコレクタ端子の上部に載置し、これを固
定ビス１３、１４により密着接続したものである。同様
に、負極側主回路導体４は断面Ｌ字状導体であって、平
滑用コンデンサ２の他方の端子とスイッチ素子１５、１
６、１７のコレクタ端子の上部に載置し、これを固定ビ
ス１８、１９により密着接続したものである。図中、１
１は交流出力端子、１２は冷却器である。

【００１２】このように構成して、各端子（各電極）部
分に接続される正極側主回路導体３、負極側主回路導体
４の表面積を大きくした例である。図１８は従来の第２
の電力変換装置の平滑用コンデンサ２とスイッチ素子８
〜１０間の各電極の主回路導体３、４を表面積の大きな
板状導体で構成した構造例の平面図であり、図１９は図
１８をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図である。１１は交
流出力端子、１２は冷却器である。

【００１３】図１６ないし図１９の変換器構造はいずれ
も、密着して配置し導体に流れる互いに逆電流方向の電
流で発生する、発生磁界の磁束をキャンセルし導体イン
ピーダンスを下げて、サージ過電圧の抑制をはかったも
のである。

【００１４】導体の配置状態とインダクタンスの関係
は、前述したPOWER CONVERSION・JUNE1991 PROCEEDINGS
のｐ１４３に掲載されている。これによると、２つの
導体が互いに平行に配置された状態でにおいて、両導体
の設置間隔をａ、導体幅をｂとした場合の理論限界のイ
ンダクタンスは零にすることができる（ａ／ｂ＝０）と
示されている。

【００１５】しかし、現実にはａ／ｂ＝０にすることは
不可能で、サージ過電圧は発生し図１５の主回路接続図
には記載されていないが、スイッチ素子をサージ過電圧
から保護するため、スイッチ素子８、９、１０及び主回
路導体３、４の接する部分にＤＣスナバが、また各スイ
ッチ素子のコレクタ−エミッタ間にはコンデンサ、抵
抗、ダイオード等から成り立つ別個のスナバが取り付け
られる。

【００１６】一般的に大電力変換器では、スイッチ素子
の形状から主回路導体は必然的に長くなりインダクタン
スが増大し、ｄｉ／ｄｔの高いスイッチ素子でスイッチ
ングすれば、大きなサージ過電圧が生じ、スイッチ素子
の安全動作領域に納まる範囲に、ＤＣスナバ回路や別個
スナバを用いて吸収される。この吸収されるエネルギー
は極めて大きく、現状の装置では熱として放出されてい
る。また当然ながらエネルギーが大きなことからスナバ
構造は大型となる。このようにスナバ回路で生じた発生
熱は、単なる熱の放出の形態で処理されることから、イ
ンバータ効率の低下の原因となっている。

【００１７】主回路導体３、４に起因し生じたスナバ損
失の増大又は、サージ過電圧の発生を抑え変換器効率の
向上あるいは装置の信頼性を向上するには、主回路導体
の確実な低インダクタンス化が必要となる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】前述したように主回路
導体３、４に浮遊インダクタンスが存在する回路で、ｄ
ｉ／ｄｔの高いスイッチ素子でスイッチングした場合、
素子のターン・オン、ターン・オフ時に素子内蔵又は付
設のフライホイール・ダイオードのリカバリ時間に主回
路の浮遊インダクタンスが急峻で極めて大きなサージ過
電圧が発生する。

【００１９】このような急峻な過電圧を、単純な平板の
導体配置構造で浮遊インダクタンスの低減を図るにはお
のずと限界があり難しい。本発明は以上の点に基づきな
されたもので、比較的簡単な構造でありながら、主回路
導体のインダクタンスを低減し、スイッチング素子の高
いｄｉ／ｄｔと主回路導体の浮遊インダクタンスにより
生じるサージ過電圧の発生を抑え、これに伴い生じるス
ナバ損失の低減と小型化を実現して高効率、高性能な半
導体電力変換装置を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、交流電源の交流電力を
順変換器により脈動の大きい直流電力に変換し、この変
換された脈動の大きい直流電力をコンデンサ等で構成さ
れた平滑回路部により小さい直流に変換する平滑回路部
と、前記平滑回路で得られた脈動の小さい直流電力を、
複数の半導体スイッチ素子で構成された逆変換器により
交流電力に変換する電力変換装置において、前記平滑回
路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の間を電気的
に接続するものであって、各々が波形状に成形され、か
つ両者が互いに所定の絶縁間隔を保つようにほぼ平行に
配置された正極側主回路導体および負極側主回路導体を
絶縁コーティング材により一体化してなる主回路導体を
備えた半導体電力変換装置である。

【００２１】前記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、請求項１記載の半導体電力変換装置におい
て、前記主回路導体は、これを取り付ける前記逆変換器
の外側面とほぼ同一の寸法としたことを特徴とする半導
体電力変換装置である。

【００２２】前記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、交流電源の交流電力を順変換器により脈動
の大きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大き
い直流電力をコンデンサ等で構成された平滑回路部によ
り小さい直流に変換する平滑回路部と、前記平滑回路で
得られた脈動の小さい直流電力を、複数の半導体スイッ
チ素子で構成された逆変換器により交流電力に変換する
電力変換装置において、前記平滑回路部と前記逆変換器
の半導体スイッチ素子の間を電気的に接続するものであ
って、各々が複数の断面ほぼ半円状の突起を有し、かつ
両者が互いに所定の絶縁間隔を保つようにほぼ平行に配
置された正極側主回路導体および負極側主回路導体を絶
縁コーティング材により一体化してなる主回路導体を備
えた半導体電力変換装置である。

【００２３】前記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、交流電源の交流電力を順変換器により脈動
の大きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大き
い直流電力をコンデンサ等で構成された平滑回路部によ
り小さい直流に変換する平滑回路部と、前記平滑回路で
得られた脈動の小さい直流電力を、複数の半導体スイッ
チ素子で構成された逆変換器により交流電力に変換する
電力変換装置において、前記平滑回路部と前記逆変換器
の半導体スイッチ素子の間を電気的に接続するものであ
って、各々が複数の波形導板をそれぞれ絶縁コーティン
グ材によりコーティングした主回路導体片を積層してな
る正極側主回路導体および負極側主回路導体を、互いに
ほぼ平行に配置してなる主回路導体を備えた半導体電力
変換装置である。

【００２４】

【作用】請求項１または請求項２に対応する発明によれ
ば、平滑回路部と逆変換器の半導体スイッチ素子の間を
電気的に接続するものであって、各々が波形状に成形さ
れ、かつ両者が互いに所定の絶縁間隔を保つようにほぼ
平行に配置された正極側主回路導体および負極側主回路
導体を絶縁コーティング材により一体化してなる主回路
導体を備えているので、以下のような作用効果が得られ
る。すなわち、正極側主回路導体および負極側主回路導
体にそれぞれ方向の異なる電流が流れることによりこれ
らによって生じる磁束が互いに打ち消されるので、正極
側主回路導体および負極側主回路導体の浮遊インダクタ
ンスが減少し、また波形状の導体で実質的に、導体設置
間隔に対し導体の幅を増大することで、スイッチ素子で
構成された逆変換器のスイッチング動作と正極側主回路
導体および負極側主回路導体の浮遊インダクタンスで生
じるサージ過電圧が抑制できる。

【００２５】請求項３に対応する発明によれば、平滑回
路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の間を電気的
に接続するものであって、各々が複数の断面ほぼ半円状
の突起を有し、かつ両者が互いに所定の絶縁間隔を保つ
ようにほぼ平行に配置された正極側主回路導体および負
極側主回路導体を絶縁コーティング材により一体化して
なる主回路導体を備えているので、請求項１または請求
項２と同様な作用効果が得られる。

【００２６】請求項４に対応する発明によれば、平滑回
路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の間を電気的
に接続するものであって、各々が複数の波形導板をそれ
ぞれ絶縁コーティング材によりコーティングした主回路
導体片を積層してなる正極側主回路導体および負極側主
回路導体を、互いにほぼ平行に配置してなる主回路導体
を備えているので、主回路導体の浮遊インダクタンス
や、スイッチ素子の速いスイッチング動作による高周波
電流で、電流が主回路導体の表面に集中するいわゆる表
皮効果によって、導体抵抗の増加を防止することができ
ると共に低インダクタンス化も合わせて可能となる。

【００２７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面によって説明す
るが、ここでは、半導体電力変換装置の一例としてイン
バータをあげて説明するが、これに限らずなんでもよ
い。 （第１実施例）図１ないし図４は、本発明の第１実施例
を説明するための図であり、図１は半導体電力変換装置
の平面図、図２は図１をＹ−Ｙの矢印方向に見た側面
図、図３は図１の主回路導体を示した平面図、図４は図
３をＹ−Ｙの矢印方向に見た側面図である。尚図１ない
し図４に於いて従来の技術で示した図１２ないし図１９
と同一要素は同一記号で示す。

【００２８】本実施例は、図１５に示す回路において、
平滑用コンデンサ２と逆変換器を構成している半導体ス
イッチ素子８〜１０、１６〜１８の間を電気的に接続す
る正極側主回路導体３および負極側主回路導体４を以下
のような主回路導体３０に構成したものである。すなわ
ち、主回路導体３０は２枚の帯状導体が波形状（蛇腹
状）に成形され、かつ両者が互いに所定の絶縁間隔ａを
保つようにほぼ平行に配置された正極側主回路導体３４
および負極側主回路導体３５を絶縁コーティング材３３
により一体化し、これに後述する端子に電気的に接続
（接触固定）するための取付座３６が複数個互いに所定
間隔を存して固着されている。

【００２９】このような構成の主回路導体３０の一端
は、直流電源１および平滑用コンデンサ２の端子にそれ
ぞれビス３１により取付座３６が固定され、また主回路
導体３０の他端は逆変換器を構成している半導体スイッ
チ素子２１、２２、２３および２４、２５、２６（図１
５の半導体スイッチ素子８〜１０、１６〜１８に相当）
の端子にそれぞれビス３２により取付座３６が固定され
ている。

【００３０】なお、図１ないし図４に於いて、２０はヒ
ートシンク、２７〜２９は負荷出力用の出力導体であ
る。以上述べた第１実施例の主回路導体３０は、従来の
平板の平行導体に比べ、ａ（図４の導体間隔）／ｂ（図
４の導体幅）の商を零あるいは小さくすることができ
る。これは波形状であることから、導体幅ｂの項が大き
くなるからである。

【００３１】この結果、従来の平板の平行導体に比べ導
体の浮遊インダクタンスが減少し、サージ過電圧の発生
を抑えることが可能となる。また密着し配置した導体３
４、３５にそれぞれ流れる電流が互いに逆方向であるた
め、この電流により生ずる磁束変化が打ち消されるた
め、これによっても浮遊インダクタンスの低減方向に作
用する。

【００３２】この浮遊インダクタンスが小さくなり、か
つサージ過電圧が抑制されることから、ＤＣスナバある
いはスイッチ素子の個別スナバの損失が少なくなり、ス
ナバを小容量化が可能となり、装置の小型化を図ること
ができる。また一対の電源供給導体をコーティング材で
一体化することで組立工数が下がる。

【００３３】（第２実施例）図５ないし図６は、第２実
施例を説明するための図で、図５は半導体電力変換装置
の平面図であり、図６は図５をＹ−Ｙの矢印方向に見た
側面図である。

【００３４】前述の第１実施例では主回路導体の全体の
形状を帯状としたが、本実施例は全体の形状を主回路導
体を取り付ける逆変換器の外側面とほぼ同一の寸法の平
板状としたもので、これ以外の点は第１実施例と同一で
ある。

【００３５】主回路導体は、具体的には波形状の正極側
主回路導体３８と波形状の負極側主回路導体３９を互い
に所定間隔を存した状態で絶縁コーティング３７により
コーティングしたものである。

【００３６】このような構成の主回路導体は、負極固定
ビス４０、正極固定ビス４１、正極固定ビス４２、負極
固定ビス４３により、直流電源１および平滑用コンデン
サ２、逆変換器を構成しているスイッチ素子の端子にそ
れぞれ固定されている。なお、４４は冷却器である。

【００３７】以上述べた第２実施例も前述した第１実施
例と同様な作用効果が得られる。 （第３実施例）図７ないし図８は本発明の第３実施例を
示すもので、図７は主回路導体の平面図であり、図８は
図７をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図である。

【００３８】主回路導体は、正極側主回路導体４５、負
極側主回路導体４６、絶縁コーティング３３からなり、
正極側主回路導体４５、負極側主回路導体４６はいずれ
も帯状導体に多数の断面ほぼ半円状の突起５０を形成し
たものであり、両者が互いに所定の絶縁間隔を保つよう
にほぼ平行に配置された状態で正極側主回路導体４５、
負極側主回路導体４６を絶縁コーティング材３３により
一体化したものである。

【００３９】以上述べた第３実施例も前述した第１実施
例と同様な作用効果が得られる。 （第４実施例）図９ないし図１１は本発明の第４実施例
を示すもので、図９は主回路導体の平面図であり、図１
０は図９をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図であり、図１
１は主回路導体の浮遊インダクタンスと浮遊容量を説明
するための図である。

【００４０】主回路導体は、正極側主回路導体４７と、
負極側主回路導体４８と、絶縁コーティング３３からな
り、正極側主回路導体４７は波形の薄板導体を絶縁コー
ティングでコーティングしたものを複数枚積層し、また
負極側主回路導体４８は波形の薄板導体を絶縁コーティ
ング材でコーティングしたものを複数枚積層したものを
使用し、正極側主回路導体４７と負極側主回路導体４８
を所定間隔を存して互いに平行に配置した状態で、全体
を絶縁コーティング材３３でコーティングしたものであ
る。

【００４１】以上述べた第４実施例によれば、主回路導
体４７，４８の浮遊インダクタンスや、スイッチ素子２
１〜２６の速いスイッチング動作による高周波電流で、
電流が主回路導体４７，４８の表面に集中するいわゆる
表皮効果によって、導体抵抗の増加を防止することがで
きると共に低インダクタンス化も合わせて可能となる。

【００４２】又、複数の導体をそれぞれ絶縁コーティン
グしかつこれら積層した構造の主回路導体４７，４８を
さらに全体を絶縁コーティングしたので、前述の低イン
ダクタンスの効果の他に、高速スイッチングあるいはサ
ージ発生時に生じる高周波電流の表皮効果による導体抵
抗の増加現象を防止することができる。さらに、積層し
た導体を使用することで、高速スイッチング等による高
周波電流で導体抵抗の増加を抑えることができ、各相の
出力電流のアンバランスを小さくすることができる。

【００４３】ここで、第４実施例の主回路導体の、平滑
用コンデンサからスイッチ素子の導体の浮遊インダクタ
ンス及び浮遊容量は図１１の様に示すことができる。図
１１に於いて、Ｌp1〜Ｌpnは正極側主回路導体の浮遊イ
ンダクタンス、Ｌn1〜Ｌnnは負極側主回路導体の浮遊イ
ンダクタンス、Ｃs1〜Ｃsnは主回路導体の密着配置によ
って導体間に生じる浮遊容量である。この様な梯子回路
はノイズフィルタと同様で、回路インピーダンスを下げ
サージ過電圧の発生を防止する場合に使用される。

【００４４】

【発明の効果】本発明によれば、比較的簡単な構造であ
りながら、主回路導体のインダクタンスを低減し、スイ
ッチング素子の高いｄｉ／ｄｔと主回路導体の浮遊イン
ダクタンスにより生じるサージ過電圧の発生を抑え、こ
れに伴い生じるスナバ損失の低減と小型化を実現して高
効率、高性能な半導体電力変換装置を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の半導体電力変換装置の第１実施例を示
す平面図。

【図２】図１のＹ−Ｙ矢印方向に見た側面図。

【図３】図１の主回路導体のみを示した平面図。

【図４】図３のＹ−Ｙ矢印方向に見た側面図。

【図５】本発明の半導体電力変換装置の第２実施例を示
す平面図。

【図６】図５をＹ−Ｙの方向に見た側面図。

【図７】本発明の半導体電力変換装置の第３実施例を示
す平面図。

【図８】図７をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図。

【図９】本発明の半導体電力変換装置の第４実施例を示
す平面図。

【図１０】図９をＹ−Ｙの矢印方向に見た側面図。

【図１１】図９の電源供給導体の浮遊インダクタンス及
び浮遊容量を示す概念図。

【図１２】従来の電圧形変換器におけるサージ過電圧発
生原理を示すための上・下アーム構成の主回路接続図。

【図１３】図１２のスイッチ素子のターンオン時のサー
ジ過電圧波形図。

【図１４】図１２のスイッチ素子のターンオフ時のサー
ジ過電圧波形図。

【図１５】従来の半導体電力変換装置の一例を示す主回
路接続図。

【図１６】図１５の半導体電力変換装置の平面図。

【図１７】図１６をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図。

【図１８】従来の半導体電力変換装置の他の例を示す主
回路接続図。

【図１９】図１８をＸ−Ｘの矢印方向に見た側面図。

【符号の説明】

１…直流電源、２…平滑用コンデンサ、３…正極側主回
路導体（正極側電源供給導体）、４…負極側主回路導体
（負極側電源給導体）、５…正側スイッチ素子、６…負
側スイッチ素子、７…交流出力端子、８…Ｕ相スイッチ
素子、９…Ｖ相スイッチ素子、１０…Ｗ相スイッチ素
子、１１…交流出力端子、１２、４４…冷却器、２０…
ヒートシンク、２１〜２６…スイッチ素子、２７〜２９
…出力導体、３０…絶縁コーティング材、３１、３２…
ビス、３３、３７…絶縁コーティング、３４、３９、４
５、４７…正極側主回路導体、３５、３８、４６、４８
…負極側主回路導体、３６、４９…取付座、４０、４３
…負極固定ビス、４１、４２…正極固定ビス、Ｌp1〜Ｌ
pn…正極側主回路導体の浮遊インダクタンス、Ｌn1〜Ｌ
nn…負極側主回路導体の浮遊インダクタンス、Ｃs1〜Ｃ
sn…浮遊容量。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の交流電力を順変換器により脈
   動の大きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大
   きい直流電力をコンデンサ等で構成された平滑回路部に
   より小さい直流に変換する平滑回路部と、前記平滑回路
   で得られた脈動の小さい直流電力を、複数の半導体スイ
   ッチ素子で構成された逆変換器により交流電力に変換す
   る電力変換装置において、 前記平滑回路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の
   間を電気的に接続するものであって、各々が波形状に成
   形され、かつ両者が互いに所定の絶縁間隔を保つように
   ほぼ平行に配置された正極側主回路導体および負極側主
   回路導体を絶縁コーティング材により一体化してなる主
   回路導体を備えた半導体電力変換装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の半導体電力変換装置にお
   いて、前記主回路導体は、これを取り付ける前記逆変換
   器の外側面とほぼ同一の寸法としたことを特徴とする半
   導体電力変換装置。
3. 【請求項３】 交流電源の交流電力を順変換器により脈
   動の大きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大
   きい直流電力をコンデンサ等で構成された平滑回路部に
   より小さい直流に変換する平滑回路部と、前記平滑回路
   で得られた脈動の小さい直流電力を、複数の半導体スイ
   ッチ素子で構成された逆変換器により交流電力に変換す
   る電力変換装置において、 前記平滑回路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の
   間を電気的に接続するものであって、各々が複数の断面
   ほぼ半円状の突起を有し、かつ両者が互いに所定の絶縁
   間隔を保つようにほぼ平行に配置された正極側主回路導
   体および負極側主回路導体を絶縁コーティング材により
   一体化してなる主回路導体を備えた半導体電力変換装
   置。
4. 【請求項４】 交流電源の交流電力を順変換器により脈
   動の大きい直流電力に変換し、この変換された脈動の大
   きい直流電力をコンデンサ等で構成された平滑回路部に
   より小さい直流に変換する平滑回路部と、前記平滑回路
   で得られた脈動の小さい直流電力を、複数の半導体スイ
   ッチ素子で構成された逆変換器により交流電力に変換す
   る電力変換装置において、 前記平滑回路部と前記逆変換器の半導体スイッチ素子の
   間を電気的に接続するものであって、各々が複数の波形
   導板をそれぞれ絶縁コーティング材によりコーティング
   した主回路導体片を積層してなる正極側主回路導体およ
   び負極側主回路導体を、互いにほぼ平行に配置してなる
   主回路導体を備えた半導体電力変換装置。