JPH077333A - 歪補償回路 - Google Patents
歪補償回路Info
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- JPH077333A JPH077333A JP5168454A JP16845493A JPH077333A JP H077333 A JPH077333 A JP H077333A JP 5168454 A JP5168454 A JP 5168454A JP 16845493 A JP16845493 A JP 16845493A JP H077333 A JPH077333 A JP H077333A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 主信号経路と歪信号経路との経路差を小さ
くして遅延線を不要とし、広い周波数帯域で効果的な歪
補償が行われるようにすること。 【構成】 歪信号経路１４に歪発生器２１と可変減衰
器４１を設け、主信号経路１３に可変位相器３１を設け
て構成した。
くして遅延線を不要とし、広い周波数帯域で効果的な歪
補償が行われるようにすること。 【構成】 歪信号経路１４に歪発生器２１と可変減衰
器４１を設け、主信号経路１３に可変位相器３１を設け
て構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、小型にして広い周波数
帯域で歪補償量が大きいプリディストーション型歪補償
回路に関するものである。
帯域で歪補償量が大きいプリディストーション型歪補償
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の歪補償回路を備えた高周
波増幅回路の一般的構成を示すブロック図である。入力
端子１１より入力した信号は、分配器１２によって主信
号経路１３と歪信号経路１４とに分岐される。
波増幅回路の一般的構成を示すブロック図である。入力
端子１１より入力した信号は、分配器１２によって主信
号経路１３と歪信号経路１４とに分岐される。
【０００３】歪信号経路１４側の信号は、歪発生器２１
に注入され歪信号を発生させた後、主信号経路１３との
経路差等によって生じる位相ずれが可変遅延伝送路１８
で調節される。
に注入され歪信号を発生させた後、主信号経路１３との
経路差等によって生じる位相ずれが可変遅延伝送路１８
で調節される。
【０００４】一方、歪発生器２１で発生した歪成分が後
段の主増幅器１６で発生する歪信号と等振幅、逆位相に
なるように、主信号経路１３側の信号の位相及びレベル
が可変位相器３１及び可変減衰器４１によって調節され
る。
段の主増幅器１６で発生する歪信号と等振幅、逆位相に
なるように、主信号経路１３側の信号の位相及びレベル
が可変位相器３１及び可変減衰器４１によって調節され
る。
【０００５】そして、合成器１５で歪信号経路１４側の
信号と主信号経路１３側の信号とが合成され、主増幅器
１６により増幅された後に出力端子１７に出力される。
信号と主信号経路１３側の信号とが合成され、主増幅器
１６により増幅された後に出力端子１７に出力される。
【０００６】このように、プリディストーション型歪補
償回路は、主増幅器１６で発生する歪信号と等振幅、逆
位相の歪信号を予め作って注入することで、不要な歪信
号を打ち消すものである。
償回路は、主増幅器１６で発生する歪信号と等振幅、逆
位相の歪信号を予め作って注入することで、不要な歪信
号を打ち消すものである。
【０００７】図４は、このようなプリディストーション
型歪補償回路の一部を具体化した報告例（S.Kumar,“Po
wer Amplifier Linearization Usinig MMICs, ” Micro
waveJournal,April 1992, pp.96-104.) である。
型歪補償回路の一部を具体化した報告例（S.Kumar,“Po
wer Amplifier Linearization Usinig MMICs, ” Micro
waveJournal,April 1992, pp.96-104.) である。
【０００８】ここでは、歪発生器２１を、電界効果トラ
ンジスタ２２とその出力側のドレイン整合回路２９で構
成することにより回路が小型化されており、電界効果ト
ランジスタ２２のゲート電圧制御端子２７に加えるバイ
アスを増減することで、歪発生レベルを制御している。
２３、２４は高周波信号阻止用のチョークソレノイド、
２５、２６はバイパスコンデンサ、２８はドレイン電圧
供給端子である。
ンジスタ２２とその出力側のドレイン整合回路２９で構
成することにより回路が小型化されており、電界効果ト
ランジスタ２２のゲート電圧制御端子２７に加えるバイ
アスを増減することで、歪発生レベルを制御している。
２３、２４は高周波信号阻止用のチョークソレノイド、
２５、２６はバイパスコンデンサ、２８はドレイン電圧
供給端子である。
【０００９】また、可変位相器３１はハイブリッド回路
３２を備え、その分配端子３２２、３２３に可変容量コ
ンデンサ３３、３４やインダクタ３５、３６を接続し、
電圧制御端子３７に印加する電圧により移相量を調整す
るように構成されている。３２１はハイブリッド回路３
２の入力端子、３２４は同回路３２のアイソレーション
端子である。
３２を備え、その分配端子３２２、３２３に可変容量コ
ンデンサ３３、３４やインダクタ３５、３６を接続し、
電圧制御端子３７に印加する電圧により移相量を調整す
るように構成されている。３２１はハイブリッド回路３
２の入力端子、３２４は同回路３２のアイソレーション
端子である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記した歪
補償回路においては、同一の信号経路に可変位相器と可
変減衰器の両方を挿入しているために、主信号経路１３
と歪信号経路１４との経路差が大きくなり、遅延量補正
のための遅延線等を使用した可変遅延伝送路１８が必要
となる。そのため、特に信号が高周波になるとほど可変
遅延伝送路１８の調整が微妙で難しくなり、歪補償可能
な周波数帯域が広くとれないという問題点があった。
補償回路においては、同一の信号経路に可変位相器と可
変減衰器の両方を挿入しているために、主信号経路１３
と歪信号経路１４との経路差が大きくなり、遅延量補正
のための遅延線等を使用した可変遅延伝送路１８が必要
となる。そのため、特に信号が高周波になるとほど可変
遅延伝送路１８の調整が微妙で難しくなり、歪補償可能
な周波数帯域が広くとれないという問題点があった。
【００１１】すなわち、従来の回路は、主信号経路１３
に可変位相器３１と可変減衰器４１の両者を配置してい
たため主信号経路１３と歪信号経路１４との経路差が大
きくなり、これを補償するための可変遅延伝送路１８が
他方の歪信号経路１４に必要となり、しかも信号が高周
波になるほど経路差による遅延量が大きくなるので、補
償のための調整が微妙で難しくなり、歪補償可能な周波
数帯域を広くとることができないという問題点があっ
た。
に可変位相器３１と可変減衰器４１の両者を配置してい
たため主信号経路１３と歪信号経路１４との経路差が大
きくなり、これを補償するための可変遅延伝送路１８が
他方の歪信号経路１４に必要となり、しかも信号が高周
波になるほど経路差による遅延量が大きくなるので、補
償のための調整が微妙で難しくなり、歪補償可能な周波
数帯域を広くとることができないという問題点があっ
た。
【００１２】本発明は、上記した問題点に鑑みてなされ
たものであって、その目的は、主信号経路と歪信号経路
との経路差が小さくなって遅延伝送路が不要となり、広
い周波数帯域で効果的な歪補償が行われるようにした歪
補償回路を提供することである。
たものであって、その目的は、主信号経路と歪信号経路
との経路差が小さくなって遅延伝送路が不要となり、広
い周波数帯域で効果的な歪補償が行われるようにした歪
補償回路を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、入力信号を第１の経路と第２の経路に分配
する分配器と、上記第１の経路に設けられ上記第１の経
路の信号に歪を発生させる歪発生器と、上記両経路のい
ずれか一方に設けられ該一方の経路の信号の振幅を調節
する可変減衰器と、上記両経路のいずれか一方に設けら
れ該一方の経路の信号の位相を調節する可変位相器と、
上記両経路の信号を合成して出力する合成器とを備え、
上記可変減衰器による信号レベル調節及び上記可変位相
器による信号位相調節により上記歪発生器で発生する歪
信号が後段の回路内で発生する不要な歪信号を打ち消す
ようにしたプリディストーション型歪補償回路におい
て、上記可変減衰器又は上記可変位相器のいずれか一方
を上記第１の経路の上記歪発生器の前段又は後段に設
け、他方を上記歪発生器を備えていない第２の経路に設
けて構成した。
に本発明は、入力信号を第１の経路と第２の経路に分配
する分配器と、上記第１の経路に設けられ上記第１の経
路の信号に歪を発生させる歪発生器と、上記両経路のい
ずれか一方に設けられ該一方の経路の信号の振幅を調節
する可変減衰器と、上記両経路のいずれか一方に設けら
れ該一方の経路の信号の位相を調節する可変位相器と、
上記両経路の信号を合成して出力する合成器とを備え、
上記可変減衰器による信号レベル調節及び上記可変位相
器による信号位相調節により上記歪発生器で発生する歪
信号が後段の回路内で発生する不要な歪信号を打ち消す
ようにしたプリディストーション型歪補償回路におい
て、上記可変減衰器又は上記可変位相器のいずれか一方
を上記第１の経路の上記歪発生器の前段又は後段に設
け、他方を上記歪発生器を備えていない第２の経路に設
けて構成した。
【００１４】
【作用】本発明では、歪発生器で発生する歪信号と後段
の回路内で発生する不要な歪信号とを打ち消し合うよう
に信号レベルや位相を調節するための可変減衰器と可変
位相器とが、第１の経路と第２の経路に分かれて挿入さ
れるので、当該第１の経路と第２の経路の経路差が少な
くなる。この結果、遅延線等の可変遅延伝送路を設ける
必要がなくなり、広い周波数帯域にわたって効果的な歪
補償を実現することができる。
の回路内で発生する不要な歪信号とを打ち消し合うよう
に信号レベルや位相を調節するための可変減衰器と可変
位相器とが、第１の経路と第２の経路に分かれて挿入さ
れるので、当該第１の経路と第２の経路の経路差が少な
くなる。この結果、遅延線等の可変遅延伝送路を設ける
必要がなくなり、広い周波数帯域にわたって効果的な歪
補償を実現することができる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
１はその一実施例の高周波増幅回路のブロック図であ
る。前述した図３、図４におけるものと同一のものには
同一の符号を付した。
１はその一実施例の高周波増幅回路のブロック図であ
る。前述した図３、図４におけるものと同一のものには
同一の符号を付した。
【００１６】本実施例では、歪発生器２１を、電界効果
トランジスタ２２の１個のみ、つまり従来回路のドレイ
ン整合回路２９を削除して構成し、この電界効果トラン
ジスタ２２に対する動作点として、ドレイン・ソース間
電流がほとんど流れないピンチオフ付近までゲート電圧
制御端子２７に印加する電圧を調節してゲート・ソース
間電位差を逆バイアスする。
トランジスタ２２の１個のみ、つまり従来回路のドレイ
ン整合回路２９を削除して構成し、この電界効果トラン
ジスタ２２に対する動作点として、ドレイン・ソース間
電流がほとんど流れないピンチオフ付近までゲート電圧
制御端子２７に印加する電圧を調節してゲート・ソース
間電位差を逆バイアスする。
【００１７】かかる構成で、分配器１２により分岐され
た信号を当該トランジスタ２２のゲート端子に入力する
と、ゲート・ソース間電位差の変化に対してドレイン・
ソース間電流変化の非線形性が強く、電流値が少ないの
で、主信号の増幅度が小さく、歪成分が十分大きな出力
信号を得ることができる。従って、歪発生器２１として
は、小型で歪発生量が大きく、広い周波数帯域まで歪成
分を発生することができる。
た信号を当該トランジスタ２２のゲート端子に入力する
と、ゲート・ソース間電位差の変化に対してドレイン・
ソース間電流変化の非線形性が強く、電流値が少ないの
で、主信号の増幅度が小さく、歪成分が十分大きな出力
信号を得ることができる。従って、歪発生器２１として
は、小型で歪発生量が大きく、広い周波数帯域まで歪成
分を発生することができる。
【００１８】更に、この実施例では、可変減衰器４１を
歪信号経路１４側の歪発生器２１の後段に配置し、可変
位相器３１は主信号経路１３側に配置している。このよ
うに可変減衰器４１と可変位相器３１を歪信号経路１４
と主信号経路１３の各々に配置するので、歪発生器２１
が小型なことと合わせて、主信号経路１３と歪信号経路
１４との経路差が減少する。
歪信号経路１４側の歪発生器２１の後段に配置し、可変
位相器３１は主信号経路１３側に配置している。このよ
うに可変減衰器４１と可変位相器３１を歪信号経路１４
と主信号経路１３の各々に配置するので、歪発生器２１
が小型なことと合わせて、主信号経路１３と歪信号経路
１４との経路差が減少する。
【００１９】このため、経路差によって生じていた異な
る周波数に対する位相差量の変化が少なくなり、伝送路
の調整が不要になる。結果として、広い周波数帯域にわ
たって歪補償が可能となる。
る周波数に対する位相差量の変化が少なくなり、伝送路
の調整が不要になる。結果として、広い周波数帯域にわ
たって歪補償が可能となる。
【００２０】従って、本実施例の構成によれば、回路構
成が簡易で歪補償回路全体を小型化することができ、歪
補償の周波数帯域を広帯域化することが可能となる。
成が簡易で歪補償回路全体を小型化することができ、歪
補償の周波数帯域を広帯域化することが可能となる。
【００２１】なお、この実施例の可変減衰器４１と可変
位相器３１の配置を互いに入れ換え、又は可変減衰器４
１と歪発生器２１の配置を入れ換えても、同様に歪補償
回路全体の小型化を図ることができ、歪補償の周波数帯
域を広帯域化することが可能となる。
位相器３１の配置を互いに入れ換え、又は可変減衰器４
１と歪発生器２１の配置を入れ換えても、同様に歪補償
回路全体の小型化を図ることができ、歪補償の周波数帯
域を広帯域化することが可能となる。
【００２２】図２は別の実施例の高周波増幅回路のブロ
ック図である。ここでは、歪発生器２１の後段に配置さ
れる可変減衰器４１を、ハイブリッド回路４２と、その
ハイブリッド回路４２の入力端子４２１に対する分配端
子４２２、４２３に可変抵抗４３、４４を接続しただけ
の構成とし、そのハイブリッド回路４２の入力端子４２
１を歪発生回路２１に、またアイソレーション４２４を
合成器１５に接続している。
ック図である。ここでは、歪発生器２１の後段に配置さ
れる可変減衰器４１を、ハイブリッド回路４２と、その
ハイブリッド回路４２の入力端子４２１に対する分配端
子４２２、４２３に可変抵抗４３、４４を接続しただけ
の構成とし、そのハイブリッド回路４２の入力端子４２
１を歪発生回路２１に、またアイソレーション４２４を
合成器１５に接続している。
【００２３】また、主信号経路１３に配置される可変位
相器３１を、ハイブリッド回路３２と、そのハイブリッ
ド回路３２の入力端子３２１に対する分配端子３２２、
３２３に可変容量コンデンサ３３、３４を接続しただけ
の構成としている。
相器３１を、ハイブリッド回路３２と、そのハイブリッ
ド回路３２の入力端子３２１に対する分配端子３２２、
３２３に可変容量コンデンサ３３、３４を接続しただけ
の構成としている。
【００２４】このため、この図２の実施例は、構成が簡
易で小型化が可能であり、しかも可変減衰器４１と可変
位相器３１に同じハイブリッド回路を用いており、歪発
生器２１が小型なことと合わせて、主信号経路１３と歪
信号経路１４との線路差が小さいので、広い周波数帯域
にわたって経路差が少なく、つまり対称性が良く、遅延
線等の遅延伝送路が不要となる。
易で小型化が可能であり、しかも可変減衰器４１と可変
位相器３１に同じハイブリッド回路を用いており、歪発
生器２１が小型なことと合わせて、主信号経路１３と歪
信号経路１４との線路差が小さいので、広い周波数帯域
にわたって経路差が少なく、つまり対称性が良く、遅延
線等の遅延伝送路が不要となる。
【００２５】また、可変減衰器４１及び可変位相器３１
の周波数特性が、ハイブリッド回路４２、３２と、可変
抵抗４３、４４、可変容量コンデンサ３３、３４の周波
数特性のみで決るので、広帯域で特性を平坦にすること
が可能となり、結果として広帯域にわたって大きな歪補
償量が得られる。
の周波数特性が、ハイブリッド回路４２、３２と、可変
抵抗４３、４４、可変容量コンデンサ３３、３４の周波
数特性のみで決るので、広帯域で特性を平坦にすること
が可能となり、結果として広帯域にわたって大きな歪補
償量が得られる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
主信号経路と歪信号経路との線路差が少なくなるので、
遅延線等の遅延伝送路が必要なくなり、回路構成が簡易
となる。よって、歪補償回路全体にわたって小型化が可
能となり、広い周波数帯域にわたって大きな歪補償量を
得ることができるという優れた利点がある。
主信号経路と歪信号経路との線路差が少なくなるので、
遅延線等の遅延伝送路が必要なくなり、回路構成が簡易
となる。よって、歪補償回路全体にわたって小型化が可
能となり、広い周波数帯域にわたって大きな歪補償量を
得ることができるという優れた利点がある。
【図１】 本発明の一実施例の歪補償回路を具備する高
周波増幅器回路のブロック図である。
周波増幅器回路のブロック図である。
【図２】 本発明の別の実施例の同高周波増幅回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】 従来の歪補償回路を具備する高周波増幅回路
のブロック図である。
のブロック図である。
【図４】 従来の歪補償回路を具備する別の例の高周波
増幅回路のブロック図である。
増幅回路のブロック図である。
【符号の説明】 １１：入力端子、１２：分配器、１３：主信号経路、１
４：歪信号経路、１５：合成器、１６：主増幅器、１
７：出力端子、１８：可変遅延伝送路、２１：歪発生
器、２２：電界効果トランジスタ、２３、２４：チョー
クソレノイド、２５、２６：バイパスコンデンサ、２
７、２８：電圧制御端子、２９：ドレイン整合回路、３
１：可変位相器、３２：ハイブリッド回路、３２１：入
力端子、３２２、３２３：分配端子、３２４：アイソレ
ーション端子、３３、３４：可変容量コンデンサ、３
５、３６：インダクタ、３７：電圧制御端子、４１：可
変減衰器、４２：ハイブリッド回路、４２１：入力端
子、４２２、４２３：分配端子、４２４：アイソレーシ
ョン端子、４３、４４：可変抵抗。
４：歪信号経路、１５：合成器、１６：主増幅器、１
７：出力端子、１８：可変遅延伝送路、２１：歪発生
器、２２：電界効果トランジスタ、２３、２４：チョー
クソレノイド、２５、２６：バイパスコンデンサ、２
７、２８：電圧制御端子、２９：ドレイン整合回路、３
１：可変位相器、３２：ハイブリッド回路、３２１：入
力端子、３２２、３２３：分配端子、３２４：アイソレ
ーション端子、３３、３４：可変容量コンデンサ、３
５、３６：インダクタ、３７：電圧制御端子、４１：可
変減衰器、４２：ハイブリッド回路、４２１：入力端
子、４２２、４２３：分配端子、４２４：アイソレーシ
ョン端子、４３、４４：可変抵抗。
Claims (3)
- 【請求項１】入力信号を第１の経路と第２の経路に分配
する分配器と、上記第１の経路に設けられ上記第１の経
路の信号に歪を発生させる歪発生器と、上記両経路のい
ずれか一方に設けられ該一方の経路の信号の振幅を調節
する可変減衰器と、上記両経路のいずれか一方に設けら
れ該一方の経路の信号の位相を調節する可変位相器と、
上記両経路の信号を合成して出力する合成器とを備え、
上記可変減衰器による信号レベル調節及び上記可変位相
器による信号位相調節により上記歪発生器で発生する歪
信号が後段の回路内で発生する不要な歪信号を打ち消す
ようにしたプリディストーション型歪補償回路におい
て、 上記可変減衰器又は上記可変位相器のいずれか一方を上
記第１の経路の上記歪発生器の前段又は後段に設け、他
方を上記歪発生器を備えていない第２の経路に設けたこ
とを特徴とする歪補償回路。 - 【請求項２】上記歪発生器をトランジスタ単体で構成し
たことを特徴とする請求項１に記載の歪補償回路。 - 【請求項３】上記可変減衰器をハイブリッド回路の分配
端子に可変抵抗を接続した回路で構成し、且つ上記可変
位相器をハイブリッド回路の分配端子に可変容量を接続
した回路で構成したことを特徴とする請求項１又は２項
に記載の歪補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5168454A JPH077333A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5168454A JPH077333A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 歪補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077333A true JPH077333A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15868413
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5168454A Withdrawn JPH077333A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077333A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19616803A1 (de) * | 1995-04-28 | 1996-10-31 | Mitsubishi Electric Corp | Verzerrungskompensationsschaltung |
| JPH11346122A (ja) * | 1998-01-06 | 1999-12-14 | Alcatel Cit | 無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。 |
| US7170342B2 (en) | 2002-12-10 | 2007-01-30 | Ntt Docomo, Inc. | Linear power amplification method and linear power amplifier |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP5168454A patent/JPH077333A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19616803A1 (de) * | 1995-04-28 | 1996-10-31 | Mitsubishi Electric Corp | Verzerrungskompensationsschaltung |
| US5815038A (en) * | 1995-04-28 | 1998-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Distortion compensation circuit |
| JPH11346122A (ja) * | 1998-01-06 | 1999-12-14 | Alcatel Cit | 無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御装置及び、少なくとも一つのこのような装置を備えたプリエンファシスリニアライザ、ならびに無線周波信号の振幅及び位相のデジタル制御方法。 |
| US7170342B2 (en) | 2002-12-10 | 2007-01-30 | Ntt Docomo, Inc. | Linear power amplification method and linear power amplifier |
| EP2157692A2 (en) | 2002-12-10 | 2010-02-24 | NTT DoCoMo, Inc. | Linear power amplifier |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000905 |