JPH0749600Y2 - ２線式伝送器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、圧力、流量、変位、力などの被測定入力量を
ストレンゲージなどのセンサにより抵抗変化に換え、こ
れを電流信号に変換し伝送する２線式電送器に関するも
のである。

〔従来の技術〕

この種の伝送器においては被測定量の下限および上限を
夫々4mA、20mAの電流信号に変換する。また、被測定量
の下限及び上限に対応した出力値を上記の規格値に合わ
せるためゼロ調回路およびスパン（変化幅）調回路を具
備している物がほとんどである。

この様な各調整回路を具備した２線式伝送器の従来例の
回路図を第２図に示す。第２図において、Ｅは２線式伝
送器に電流を供給する受信側直流電源、r_lは負荷抵抗、
Ｄは３端子電圧源でコンモンラインＣ点に対する一定の
電圧v_bを出力するラインｂに供給する。

定電圧電源Ｄの具体的回路についてはオペアンプを利用
したものや専用IC等多数が公知であるので図示は省略す
る。２線式伝送器用としては自己消費電流の小なること
が必要条件である。

ｓは被測定入力量を抵抗変化に変換する１個又は複数個
のセンサ素子を含む３端子センサ回路で、入力端s₁、s₂
が前記ｂ、ｃ間に接続され、出力端s₃がオペアンプOP−
１の負入力端に接続される。

Ｓは回路ｓを抵抗分圧器と考えた場合の分圧比で、回路
の出力電圧を入力電圧で除した値である。

第３図はこのようなセンサ回路ｓの一例で、図中r_s2、r
_s3は半導体ストレンゲージ素子の抵抗値で、被測定入力
量の増加によってr_s2は増加し、r_s3は減少する。r_s1、r
_s4は半導体センサの温度特性（ゼロ、スパンを含む）を
補正する抵抗器の抵抗値である。このような回路におい
て、分圧比Ｓは次式で定義される。

Ｓ＝（r_s3＋r_s4）／ （r_s1＋r_s2＋r_s3＋r_s4） …（１） 又出力端s₃の電位V_sは次式の如くなる。

V_s＝V_b・Ｓ …（２） このセンサ回路では被測定入力量の増加により分圧比Ｓ
は減少方向に変化する。

尚被測定入力量に対応して抵抗値の変化する素子として
はストレンゲージに限ることはなく、磁気抵抗素子、感
温素子、感湿素子等多種類の素子があり、これ等の素子
を１個または複数個使用して３端子センサ回路を構成す
ることもできる。

本伝送器においてはセンサ回路の分圧比Ｓの変化を伝送
器出力電流ｉの変化に変換せんとするものである。

ｐは可変抵抗器VR₁を含む分圧比可変の分圧回路で、
p₁、p₂を入力端、p₃を出力端とする。r_pは入力端p₁，p₂
からみた抵抗値、Ｐは分圧比で、端子p₃、p₂間の抵抗値
をr_pで除した値である。

r_fは一端がコンモンラインｃに接続され、他端ｆに伝送
器の出力電流ｉと関連した帰還電位v_fをうるための帰還
抵抗で、その抵抗値は可変抵抗器VR₂によって調整可能
である。

分圧回路ｐの入力端p₁、p₂はｂ、ｆ間に接続され、出力
端p₃はオペアンプOP−１の正入力端に接続される。

いまセンサ回路の分圧比Ｓが被測定入力量の増加によっ
て減少する方向に変化すると、（２）式によりv_sが低下
し、オペアンプOP−１の出力が増加し、電流変換用トラ
ンジスタT_rの電流i₂を増加させる。電流i₂は伝送器出力
電流ｉの主要部を構成する。

i₂の増加により帰還抵抗r_fに流れる電流i₁も増加し、帰
還電位点ｆの電位が低下し、分圧回路ｐを経てオペアン
プOP−１の正入力電位点ｆの電位が低下し、分圧回路ｐ
を経てオペアンプOP−１の正入力電位が下降し、動作が
平衡する。

ここで帰還電位点ｆの電位v_fは次式でえられる。

v_f＝i₁・r_f …（３） また分圧回路ｐの出力電位v_pは次式の如くなる。

v_p＝v_f＋（v_b−v_f）Ｐ ＝v_bP＋v_f（１−Ｐ） …（４） （但し、Ｐはr_pの分圧比） 差動増幅器の原理により平衡状態では次式の関係が成立
する。

v_s＝v_p …（５） （２）〜（４）式よりi₁を求めると次式が得られる。

また、 i_o≒v_b／r_p …（７） よって出力電流ｉは次式の如くなる。

ここで、分圧比Ｓは被測定量により変化する値であり、
被測定量の下限に対応する値をS_oとすると次式で表わす
ことができる。

Ｓ＝S_o−ΔＳ …（９） 上式のΔＳは被測定入力量の増加分に対応する分圧比の
減少分である。

（８）式のＳを（９）式におき替え整理すると次式が得
られる。

上式によりΔＳに比例して出力電流ｉが変化することが
わかる。

上式の関係において、分圧比Ｐの微調がスパンに及ぼす
影響は比較的わずかであるので、分圧比Ｐを変化させる
可変抵抗器VR₁の調整によりゼロ調を行い、VR₂による帰
還抵抗r_fの調整でスパン調を行うことにより、被測定入
力量の下限と上限に対応する出力電流ｉの値を４〜20mA
に調整することができる。

しかしながらこの調整では、ゼロ、スパンの相互干渉に
より調整に手間がかかることが難点であった。

以下この従来の伝送器のゼロ調整及びスパン調整の過程
を説明する。

第５図は伝送器出力電流ｉと被測定入力量に対応するセ
ンサ回路ｓの分圧比Ｓの変化率ΔS/ΔSmとの関係を示す
特性図である。但し、ΔSmは被測定入力量の最大変化幅
に対応するＳの変化幅である。

通常調整前の入出力特性は、第５図の直線A₁−A₂のよう
に零点も最大点も目標と異なった値を示している。通常
の調整方法としてはまず入力を下限の値において（ΔＳ
＝０）Ｐを調整し出力を4mA（B₁点）とし、次に入力を
上限値（ΔＳ＝ΔSm）とすると出力はB₂となる。

即ち入出力特性は直線B₁−B₂となる。ここでr_fを調整し
て出力を20mA（C₂点）とし、次に入力を下限の値とする
と、出力は4mAからわずかに上昇した点C₁となる。この
原因はr_fの調整によって入−出力特性の傾斜角を変更し
た場合新たな特性の起点はB₁でなく直線B₂−B₁の延長線
が電流i_oと交わる点Ｋとなるからである。

ここで更にゼロ調、スパン調を何回も繰り返し行えば図
中破線で示した様に、入力下限において4mA、入力上限
において20mAの直線B₁−C₂となすことができる。

〔考案が解決しようとする課題〕

以上に述べた通り、従来方式は調整のために何度も被測
定入力量を変更することが必要なため調整に時間がかか
ることが難点であった。

この考案はこの様な課題を解決するためになされたもの
で、零点調整及びスパン調整を相互に関係なく各々独立
して調整できるようにしようと考えた結果得られたもの
である。

〔課題を解決するための手段〕

前項にも触れたように、この課題を解決する手段として
は零点調整とスパン調整の両方を相互に関係しない独立
調整の組み合わせたとして実施する方策を考えることに
よって解決することが可能である筈である。そこでその
具体的手段を回路上で実現するためには、回路の特性を
数式的に解析し、その上で適当な条件を入れた場合解決
策の方策を見出すことができると考え、種々の手段を試
みた結果好ましい解決策に到達することができた。

〔実施例〕

以下、この考案の一実施例を具体的に詳しく説明する。
第１図はこの考案の一実施例を示す回路図で、既に説明
した従来例の第２図と同一記号のものは機能も同一なの
で説明を省略する。第２図と異なる部分は帰還電圧を発
生させる帰還回路Ｈで、コンモンラインＣと端子ｈとの
間に設けられ、出力端子ｆから帰還電位v_fを得ている。

回路Ｈにおいてr₁、r₂は第２図r_fに相当する帰還抵抗
で、本回路Ｈにおいてr_fは次式によって定義される。

r₂は、出力電流の変化に無関係な電圧分を導入するため
の分流回路の全抵抗値で、ゼロ調用可変抵抗器VR₃、ス
パン調用可変抵抗器VR₂等の抵抗値も含めた値である。

回路Ｉは定電流回路で、これにより両端I₁、I₂の電圧値
に依存しない電流i_o1が得られる。図示の回路の他にダ
イオードトランジスタ、オペアンプ等を利用する他の回
路も採用可能である。図示の回路はＮチャンネルFETを
利用した例で、えられる電流i_o1は個々のバラツキはあ
るが大体次式の如くである。

r₂・Ｇは端子I₂とｈ間の抵抗で、Ｇの値は、VR₃により
調整可能となっている。

オペアンプOP−２は端子f_oにえられる電位v_foを増幅
し、且つインピーダンスを下げるため設けられたもの
で、その増幅倍率Ａは次式の通りである。

第１図の回路の動作は基本的には第２図の従来例と略々
同様であるが、v_fの値が（３）式に示した第２図の回路
方式と異なるので次式の様になる。

従来例（第２図）に関する（２）、（４）、（５）、
（９）式は第１図に関しても適用可能であるので、これ
らの式からv_fを求めると次式の様のようになる。

また出力電流ｉは次式で表わすことができる。

ｉ＝i₁＋i_o1＋i_o2 …（16） （14）〜（16）式からｉを求めると次の式が得られる。

ここで被測定入力量を下限の値（ΔＳ＝０）とし、v_fが
ゼロとなるようＰを調整（VR₁により）すると（15）式
から、次式が得られる。

Ｐ＝S_o …（18） （17）式に（18）式を導入すると次式が得られる。

ここで、ΔＳ＝０の時、ｉ＝4mAとする条件（ゼロ調の
条件） および、ΔＳ＝ΔSmの時、ｉ＝20mAとする条件（スパン
調の条件）を夫々ＧおよびＦについて求めると、次式が
得られる。

但し、電流の単位はmA、抵抗の単位はｋΩとする。（2
0）、（21）式において、抵抗比Ｇ、Ｆは相互干渉なく
独立して調整可能であることがわかる。

第１表は、良好な結果の得られた数値例である。

次に具体的な調整過程を第４図について説明する。

まず、Ｇ、Ｆを可変範囲のほぼ中心におき、入力は下限
の値（ΔＳ＝０）においてv_fを測定しながらVR₁を調整
し、v_fを零とする。これによりＰ＝S₀となり、（19）式
の関係が成立する。

この時の入出力特性は第４図A₁−A₂の様であったとす
る。次に、VR₃によりＧを調整して出力電流を4mAとす
る。この時入出力特性は、B₁−B₂となる。次に、入力を
上限値（ΔＳ＝ΔSm）とし、VR₂によってＦを調整し、
出力電流を20mA（C₂）とする。

次に、入力値を下限値に戻すと出力電流ｉは4mA（C₁）
となる等で、入出力特性C₁−C₂は破線で示した目標特性
と一致する筈である。又この時の分圧比Ｇ、Ｆの値は、
（20）、（21）式を満足させている筈である。以上のよ
うに入力の変化は、１回でよく、従来例より調整の手数
を大幅に減らすことができる。

なお、以上の実施例において、定電流i_o1は回路Ｉによ
って得るものとしたが、コンモンラインＣに対する電位
i₁・r_fに比して定電圧v_bが充分大きな値であれば回路Ｉ
を抵抗r_g′で置換してもよく、i_o1＝v_b／r_g′となり、i
_o1は実質的に定電流となるので、支障は生じないことが
確認されている。

又、ゼロ調として、Ｇを可変としたが、r_g又はr_g′を可
変とすることにより、i_o1を可変としても、（20）式の
関係から見て同一の効果が得られることは明らかであ
る。要するに出力電流の変化と無関係でかつ調整可能の
電圧を発生させる手段がv_fを発生する回路Ｈの中に含ま
れていればよいことになる。

又スパン調としてＦの調整の代りに、Ａを調整すること
にしても支障を生じないことは（21）式から見て明らか
である。この場合（13）式から、r₃又はr₄を調整すれば
よいことになる。要するにv_fを一律に調整する手段であ
ればよいことになる。

即ち、（14）式に示すv_fの構成要素において、i₁は出力
電流の変化に比例して変化する成分であり、i_o1は出力
電流の変化に無関係の成分である。この両成分中i_o1に
関する成分のみの調整手段（Ｇまたはi_o1の調整）とv_f
全体の一律調整手段（Ｆ又は、Ａの調整）との両手段を
具備することが、本考案の要点である。

又分圧器ｐの入力抵抗r_pが抵抗値r₂・Ｆを無視できるほ
ど充分大であれば、v_foの増巾を省略し、OP−２、r₃、r
₄が省略可能となる。しかしその場合、OP−１の入力イ
ンピーダンスが充分高い（例えばMOS型トランジスタを
入力とするオペアンプ使用）ことが必要となる。

〔考案の効果〕

この考案による２線式伝送器を使用すれば、零点調整と
スパン調整が相互に干渉し合うことなく各々独立にでき
るので、調整可能が一度で完了し、従来よりも調整の手
間が省略できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一実施例を示す２線式伝送器の回路
図、第２図は従来例を示す回路図、第３図はセンサ回路
の構成を示す回路図、第４図はこの考案の一実施例の２
線式伝送器を使用した場合の調整過程を示す特性図、第
５図は従来の２線式伝送器を使用した場合の調整過程を
示す特性図である。第１図および第２図において、 Ｅ……直流電源 Ｄ……定電圧電源 Ｉ……定電流電源 Ｈ……帰還回路 Ｃ……零電位点（線） D₁……ダイオード T_r……トランジスタ Ｐ……r_pの分圧比 Ｓ……r_sの分圧比 Ｆ……r₂におけるf_o、ｃ間の抵抗比 Ｇ……r₂におけるI₂、ｈ間の抵抗比 OP−１……オペアンプ１ OP−２……オペアンプ２ VR−１……可変抵抗 VR−２……可変抵抗 VR−３……可変抵抗 v_b……点ｂの電位 v_p……点p₃の電位 Ｐ……分圧回路 ｓ……３端子センサ回路 v_s……点s₃の電位 ｉ……出力電流 i₁……r_fに流れる電流 i₂……トランジスタT_rの電流 v_f……点ｆの電位 r_l……負荷抵抗 r_s……被測定抵抗値 ｂ……出力ライン ｃ……コンモンライン

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】被測定入力量に関連して分圧比の変化する
   ３端子のセンサ回路（Ｓ）と、コモンライン（ｃ）に対
   して一定電圧（ｂ）を出力する定電圧電源（Ｄ）とを具
   備し、その出力ライン（ｂ）とコモンライン（ｃ）との
   間に前記センサ回路（Ｓ）の入力端を接続し、前記セン
   サ回路（Ｓ）の出力端をオペアンプ（OP−１）の一つの
   入力端に接続し、更にコモンライン（ｃ）に対して伝送
   器の出力電流（ｉ）に関連した帰還電位（V_f）を有する
   点（ｆ）を設け、定電圧出力ライン（ｂ）と帰還電位点
   （ｆ）との間に分圧比可変の分圧器（Ｐ）の入力端を接
   続し、その出力端をオペアンプ（OP−１）の他の入力端
   に接続し、このオペアンプの出力電圧をトランジスタに
   入力して電流に変換し、この電流をコモンライン（ｃ）
   に流入せしめて伝送器出力電流の主要部となすことによ
   り、被測定の入力量と関連した出力電流をうる２線式伝
   送回路において、 帰還電圧（V_f）をうるためコモンライン（ｃ）と出力端
   （ｈ）間に接続された帰還抵抗（r₁）と並列に分圧比可
   変の分圧器２ケを直列に接続した分流回路を設け、 前記分流回路の分圧器の内、コモンライン側の分圧器
   （VR₂）の出力を増幅器（OP−２）の入力に接続し、こ
   の増幅器（OP−２）の出力を前記帰還電位点（ｆ）に接
   続し、更に前記分流回路の分圧器の内出力端側の分圧器
   （VR₃）の出力端は入力端（I₁）を定電圧出力ライン
   （ｂ）に接続された定電流回路（Ｉ）の出力端（I₂）に
   接続し、 測定入力量の最小点において前記可変分圧器（Ｐ）によ
   り帰還電位点（ｆ）の電位を所定の値に調整することに
   よって出力電流のゼロ点およびスパン点を各々相互干渉
   無く調整可能なことを特徴とする２線式伝送器。