JPH0742056B2 - 流体圧エレベータ制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、サブマージ方式の流体圧エレベータの制御
装置に関し、特に速度検出器を用いずに高精度の制御を
可能にした流体圧エレベータ制御装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ 来より、油圧等を用いた流体圧エレベータの速度制御装
置としては、流量制御弁による制御方式、ポンプ制御方
式及び電動機回転数制御方式等の制御方式が適用されて
いる。

このうち、流量制御弁による制御方式は、エレベータの
上昇時においては、圧油送受用の電動機を定回転させて
油圧ポンプから吐出される一定量の圧油タンクに戻して
おき、起動指令が発生したときに、タンクへ戻す圧油量
を流量制御弁で調節してエレベータかごの速度を制御
し、下降時においては、エレベータかごの自重による降
下を流量制御弁で調節して速度を制御するものである。
この制御方式は、上昇時には余分な圧油を循環させ、
又、下降時には位置エネルギを圧油の発熱によって消費
するので、エネルギロスが大きく圧油の温度上昇が大き
くなってしまう。

これに対し、ポンプ制御方式及び電動機回転数制御方式
は、上昇時には必要量の圧油のみを送り、下降時には電
動機を回生制動させることにより上記エネルギロスを抑
制したものである。しかし、このうち、ポンプ制御方式
は、可変容量形ポンプを用いてその吐出量を制御するも
のであり、制御装置及びポンプの構造が複雑となり高価
になってしまう。

一方、電動機回転数制御方式は、可変電圧可変周波数
（VVVF）インバータを用いて誘導電動機を広範囲に回転
数制御するものであり、定吐出形ポンプを用いてその吐
出量を誘導電動機の回転数を変えることによって制御で
きるので、安価で且つ信頼性が高い。

第３図は、例えば特開昭60−248576号公報に記載され
た、電動機回転数制御方式を用いた従来の流体圧エレベ
ータ制御装置を示す構成図である。又、第４図は第３図
内の圧油駆動部即ちエレベータ駆動部を示す側面図、第
５図は第３図内に図示されない運転指令接触器の周辺回
転を示す結線図、第６図は第３図内の速度制御装置の詳
細を示すブロック図、第７図は各パターンを示す波形図
である。

第３図において、昇降路（１）のピットにはシリンダ
（２）が埋設され、シリンダ（２）には圧油（３）が充
填されている。圧油（３）によって支持されたプランジ
ャ（４）の頂部にはかご床（６）を介してエレベータか
ご（５）が設置され、昇降路（１）の側壁には複数の乗
り場床（７）が設置されている。エレベータかご（５）
の側面外壁にはカム（８）が設けられ、昇降路（１）の
内壁にはカム（８）と対向するように複数の減速指令ス
イッチ（９）及び停止指令スイッチ（10）が設けられて
いる。

シリンダ（２）内の圧油（３）は管（11a）を介して電
磁切換弁（11）に通じている。電磁切換弁（11）は、常
時逆止弁として機能し、電磁コイル（11b）が付勢され
たときに逆方向にも導通するようになっている。管（12
a）を介して電磁切換弁（11）に通じている油圧ポンプ
（12）は、三相誘導電動機（13）によって両方向に回転
され、電磁切換弁（11）との間で圧油（３）を送受する
ようになっている。誘導電動機（13）には、例えばフォ
トカプラ等を用いたデジタル式のパルスエンコーダから
なる回転数検出用の速度発電機（14）が設けられてい
る。又、油圧ポンプ（12）には、圧油（３）を収納する
タンク（15）が設けられており、管（15a）を介して圧
油（３）が送受されるようになっている。尚、油圧ポン
プ（12）を含むエレベータ駆動部の周辺構造は第４図に
示した通りであり、油圧ポンプ（12）は誘導電動機（1
3）と共にタンク（15）の外部に配置されている。

誘導電動機（13）の回転数即ち速度をVVVF制御するイン
バータ回路（20）は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを入力と
する整流器（21）と、整流器（21）からの直流電圧を平
滑するコンデンサ（22）と、コンデンサ（22）の両端間
の直流電圧をパルス幅制御してVVVFによる三相交流電圧
を出力するインバータ（23）と、コンデンサ（22）から
の直流電圧を三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔに返還する回生用
インバータ（24）とを備えている。

誘導電動機（13）とインバータ回路（20）との間には、
運転接触器（30）（第５図参照）の常開接点（30a）〜
（30c）が挿入されている。

インバータ（23）を制御するための速度制御装置（25）
は、減速指令スイッチ（９）からの減速指令信号（9a）
と、速度発電機（14）からの速度信号（14a）と、運転
指令時限継電器（30T）（第５図参照）の常開接点（30T
c）を介した運転指令信号と、運転接触器（30）の常開
接点（30d）を介した運転信号とに基づいて、制御信号
（25a）を出力するようになっている。

第５図において、運転指令時限継電器（30T）、運転接
触器（30）、電磁コイル（11b）及び速度制御装置（2
5）は、それぞれ制御電源（＋）及び（−）に対して並
列接続されている。

運転指令時限継電器（30T）には、減速指令信号（9a）
によって開放され且つ呼び信号及び戸閉検出信号等によ
って閉成される起動指令回路（28）が直列接続されてお
り、起動指令回路（28）には、停止指令スイッチ（10）
（第３図参照）の常閉接点（10b）及び運転指令時限継
電器（30T）の常開接点（30Ta）からなる直列回路が並
列接続されている。運転指令時限継電器（30T）及び運
転接触器（30）には、異常検出リレー（図示せず）の常
開接点（29a）及び（29b）が個別に直列接続されてい
る。常開接点（29a）及び（29b）は、通常は異常検出リ
レーが励磁状態にあるため常時閉成されている。

運転接触器（30）には、運転指令時限継電器（30T）の
時限復帰の常開接点（30Tb）が直列接続されている。電
磁コイル（11b）には、運転接触器（30）の常開接点（3
0f）と、運転指令時限継電器（30T）の常開接点（30T
d）と、下降運転期間中のみ閉成される下方向接点（41D
b）とが直列接続されている。

速度制御装置（25）を詳細に示した第６図において、遅
延回路（40）は、運転指令時限継電器（30T）の常開接
点（30Tc）を介した運転指令信号を一定時間遅延して出
力する。上昇走行パターン発生回路（41U）及び下降走
行パターン発生回路（41D）は、遅延回路（40）で遅延
された運転指令信号によりそれぞれ所定の走行パターン
を発生すると共に、減速指令信号（9a）によって走行パ
ターンを低速に切換える。上昇走行パターン発生回路
（41U）の出力端子には、上昇運転期間中のみ閉成され
る上方向接点（41Ua）が接続され、下降走行パターン発
生回路（41D）の出力端子には、下降運転期間中のみ閉
成される下方向接点（41Da）が接続されている。

バイアスパターン発生回路（45）は、運転接触器（30）
の常開接点（30d）を介した運転信号及び常開接点（30T
c）を介した運転指令信号により、そのときの油圧ポン
プ（12）の圧油（３）の漏れ量に相当する回転数で油圧
ポンプ（12）を回転させるためのバイアスパターンを発
生し、常開接点（30d）の開放による停止指令信号によ
ってバイアスパターンを零とする。加算器（46）は、各
走行パターン発生回路（41U）及び（41D）の一方の出力
にバイアスパターンを加算する。

変換回路（47）は、速度信号（14a）のレベルを各走行
パターンのレベルと一致させる。減算器（48）は加算器
（46）の出力と変換回路（47）の出力との差をとり、減
算結果を伝達回路（49）に入力する。加算器（50）は、
伝達回路（49）で増幅された出力に変換回路（47）の出
力を加算し、周波数指令信号ω_０を出力する。関数発生
器（51）は、周波数指令信号ω_０に対して直線状に変化
する電圧指令信号Ｖを発生する。基準正弦波発生回路
（52）は、周波数指令信号ω_０及び電圧指令信号Ｖに基
づいて、インバータ（23）に対する制御信号（25a）を
出力する。この制御信号（25a）により、インバータ（2
3）は正弦波の三相交流電圧を生成するようになってい
る。

各パターン波形を示す第７図において、（ａ）はバイア
スパターン、（ｂ）は下降時の走行パターン、（ｃ）は
誘導電動機（13）の回転数に対応した電動機パターン、
（ｄ）はエレベータかご（５）のかご速度パターン、
（ｅ）は実際の出力に相当する圧油（３）の流量パター
ンである。

次に、第７図の各パターンの波形図を参照しながら、第
３図〜第６図に示した従来の流体圧エレベータ制御装置
の具体的動作について説明する。尚、上昇及び下降の各
走行パターンは極性が異なるのみであるから、ここで
は、下降時の走行パターンについてのみ説明する。

いま、エレベータかご（５）が停止していて、下降方向
に呼びが発生したとすると、エレベータかご（５）に
は、戸閉完了後に起動指令が入力される。このとき、第
５図内の運転指令時限継電器（30T）が励磁され、この
励磁状態が常開接点（30Ta）の閉成により自己保持され
ると共に、常開接点（30Tb）〜（30Td）が閉成される。

常開接点（30Tb）の閉成により、運転接触器（30）が例
示され、第３図内の常開接点（30a）〜（30c）及び（30
d）並びに第５図の（30f）が閉成される。常開接点（30
a）〜（30c）の閉成により、誘導電動機（13）はインバ
ータ（23）に接続されて給電される。又、常開接点（30
Tc）及び（30d）の閉成により、第６図内のバイアスパ
ターン発生回路（45）は、第７図（ａ）にように、時刻
t0からバイアスパターンを発生する。このバイアスパタ
ーンにより、インバータ（23）は低電圧且つ低周波数の
三相交流を出力し、誘導電動機（13）は、油圧ポンプ
（12）の漏れ相当の低い回転数で油圧ポンプ（12）を駆
動する。従って、バイアスパターンによる駆動でエレベ
ータかご（５）が上昇することはなく、エレベータかご
（５）は停止したままである。

又、下降運転中は、常開接点（41Da）及び（41Db）が閉
成されているので、常開接点（30f）、（30Td）及び（4
1Db）の閉成により、電磁コイル（11b）が励磁され、電
磁切換弁（11）は開放されて時刻tpで全開となる。

一方、運転指令時限継電器（30T）の励磁により、常開
接点（30Tc）が閉成されてから一定時間が経過して時刻
t1になると、遅延回路（40）は出力を発生し、下降走行
パターン発生回路（41D）は、第７図（ｂ）のように時
刻t1から立ち上がる走行パターンを発生する。このと
き、加算器（46）により走行パターンはバイアスパター
ンと加算されるので、誘導電動機（13）は、徐々に回転
数を下げ、零回転数より逆転方向へと回転する。これに
より、エレベータかご（５）は、第７図（ｄ）のよう
に、下降方向に走行し、時刻t2で一定速度となる。

エレベータかご（５）が下降して、時刻t3で目的階の手
前所定位置に達すると、カム（８）が減速指令スイッチ
（９）を作動し、減速指令信号（9a）を発生させる。こ
れにより、下降走行パターン発生回路（41D）からのパ
ターン信号が減少し、エレベータかご（５）は時刻t3か
ら減速されて時刻t4で一定低速となり下降を続ける。こ
のとき、起動指令回路（28）は、減速指令信号（9a）に
より開放されている。従って、時刻t5でカム（８）が停
止指令スイッチ（10）を作動させて、常閉接点（10b）
を開放させると、運転指令時限継電器（30T）は消磁さ
れる。これにより、下降走行パターン発生回路（41D）
の出力が零に落ちていくので、走行パターンは更に減少
し、時刻t6でエレベータかご（５）は停止する。このと
き、運転指令時限継電器（30T）が消磁されても、常開
接点（30Tb）が一定時間閉成を保持した後に時限復帰す
るので、運転接触器（30）は励磁状態を保ち、誘導電動
機（13）はバイアスパターンにより回転を続ける。

一方、停止指令スイッチ（10）の作動により、運転指令
時限継電器（30T）が消磁されて、常開接点（30Td）が
開放となるので、電磁コイル（11b）は消磁され、電磁
切換弁（11）は徐々に閉成されて時刻tDで全閉する。こ
の結果、シリンダ（２）からタンク（15）への圧油
（３）の供給は止められ、エレベータかご（５）の停止
状態は保持される。

そして、時刻t7で常開接点（30Tb）が開放されて運転接
触器（30）が消磁されると、常開接点（30a）〜（30f）
は開放される。これにより、誘導電動機（13）は給電を
断たれ、バイアスパターン発生回路（45）はバイアスパ
ターンの出力を停止し、時刻t8で誘導電動機（13）は停
止する。

エレベータかご（５）の上昇時の動作は、誘導電動機
（13）の回転方向が下降時の場合と逆となり、電磁切換
弁（11）が閉成されたままであることを除けば、上述と
ほぼ同様である。このように、インバータ（23）による
制御方式は、流体圧エレベータに対して良好な性能を発
揮する。

しかし、最近では、更に騒音防止や小形化を目的とし
て、第８図に示すように、油圧ポンプ（12）及び誘導電
動機（13）を含むエレベータ駆動部をタンク（15）内に
浸したサブマージ方式が採用され始めている。この場
合、電磁切換弁（11）、油圧ポンプ（12）及び誘導電動
機（13）と共に速度発電機（14）がタンク（15）内の圧
油（３）に浸されており、速度発電機（14）として光学
式のパルスエンコーダ等を使用することができない。

従って、例えば特開昭64−34881号公報に記載されたよ
うに、誘導電動機（13）の回転軸のみをタンク（15）の
外部の突出させ、速度発電機（14）を配置する構成が提
案されている。しかし、実際には、誘導電動機（14）の
回転軸を通して圧油（３）が流出するため、やはり実用
的ではない。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の流体圧エレベータ制御装置は以上のように、誘導
電動機（13）を速度制御するために速度発電機（14）を
用いているため、速度発電機（14）を駆動部に直接配置
する必要があり、サブマージタイプの流体圧エレベータ
制御装置に対して実用性が低く、誘導電動機（13）の回
転数を十分に制御できないという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、速度発電機を使用せずに誘導電動機の回転数
を制御できる流体圧エレベータ制御装置を得ることを目
的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る流体圧エレベータ制御装置は、速度制御
装置としてセンサレス制御回路を用い、誘導電動機の回
転数を電圧及び電流に基づいて演算するようにしたもの
である。

［作用］ この発明においては、速度発電機を用いずに誘導電動機
の回転数を制御するので、サブマージ方式の流体圧エレ
ベータ制御装置に対して、VVVFインバータによる高精度
の速度制御が可能となる。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例の要部を示す機能ブロック図で
あり、（13）、（20）、（30a）〜（30c）は前述と同様
のものである。

第２図は誘導電動機（13）が二極で定数が二相機モデル
とした場合の誘導電動機（13）の等価回路図であり、誘
導電動機（13）は、一次抵抗R1と、一次抵抗R1と直列の
一次漏れインダクタンスl1と、一次漏れインダクタンス
l1と直列の二次漏れインダクタンスl2と、二次漏れイン
ダクタンスl2と直列の二次抵抗R2と、二次漏れインダク
タンスl2及び二次抵抗R2の両端間の励磁インダクタンス
Ｍとからなっている。一次漏れインダクタンスl1及び励
磁インダクタンスＭの和は一次自己インダクタンスL1と
なり、二次漏れインダクタンスl2及び励磁インダクタン
スＭの和は二次自己インダクタンスL2となっている。

第１図において、速度制御装置（25A）は、例えば電気
学会研究資料SPC−88−42〜46に記載されたセンサレス
ベクトル制御回路から構成され、速度指令ωｎ^＊と速度
演算値ωn⁰との差をとる減算器（61）と、減算器（61）
からの速度偏差に応じたトルク電流指令I1q^＊を出力す
る速度制御器（62）と、トルク電流指令I1q^＊と磁束指
令Φ_２ ^＊との除算を行う割算器（63）と、割算器（63）
の除算結果に基づいてすべり各速度ωs⁰を出力するすべ
り演算器（64）と、トルク電流指令I1q^＊とトルク電流
演算値I1q⁰との差をとる減算器（65）と、減算器（65）
からの電流偏差に基づいてPI制御により速度演算値ωn⁰
を出力する周波数制御器（66）と、すべり角速度ωs⁰と
速度演算値ωn⁰との和をとって磁界角速度ωを出力する
加算器（67）と、磁界角速度ωを時間積分してε^ｊθに
変換するVCO（Voltage Controlled Oscillator）と呼ば
れる電圧制御発振器（68）と、磁束指令Φ_２ ^＊と磁束振
幅演算値Φ₂ ⁰との差をとる減算器（70）と、減算器（7
0）からの磁束偏差に基づいて一次電流指令I1d^＊を出力
する磁束制御器（71）と、トルク電流指令I1q^＊及び一
次電流指令I1d^＊に基づいてベクトル演算するベクトル
演算器（72）と、ベクトル演算器（72）からの出力信号
ε^ｊγと電圧制御発振器（68）からの出力信号ε^ｊθと
の和をとる加算器（73）と、ベクトル演算器（72）から
の出力信号（I1q^＊２＋I1d^＊２）^1/2と加算器（73）か
らの出力ε^ｊθ１とに基づいて電流指令値i1^＊を出力す
るベクトル回転器（74）と、誘導電動機（13）の一次電
流i1を検出する変流器（75）と、誘導電動機（13）の一
次端子電圧v₁ ⁰を検出する電圧検出器（76）と、電圧制
御発振器（68）の出力信号と^ｊθ、一次電流i1及び一次
端子電圧v₁ ⁰に基づいて磁束振幅演算値Φ₂ ⁰及びトルク
電流演算値I1q⁰を出力する磁束トルク演算器（77）と、
電流指令値i1^＊と一次電流i1との差をとってインバータ
回路（20）に対する制御信号（25a）を出力する減算器
（78）とを備えている。

ここで、電圧制御発振器（68）の出力信号ε^ｊθ、ベク
トル演算器（72）の出力信号ε^ｊγ、及び、加算器（7
3）の出力ε^ｊθ１に関するθ、γ及びθ_１は、それぞ
れ、 θ＝ωｔ γ＝tan^-1（I1q^＊/I1d^＊） θ_１＝ωｔ＋γ で表わされる。

又、速度制御回路（25A）は、速度検出器を含まない電
子回路であるから、インバータ（20）と共にタンク（1
5）の外部に配置されており、サブマージ方式の流体圧
エレベータ制御装置に適用しても何ら支障はない。

次に、第２図を参照しながら、第１図に示したこの発明
の一実施例の動作について説明する。尚、センサレスベ
クトル制御の詳細については、上記文献に記載されてい
るので、ここでは、この発明に直接関係する内容の概要
を説明する。

一般に、ベクトル制御は、電気的トルクの発生に係る二
次回路鎖交磁束（二次磁束）と二次電流とを互いに干渉
することなく独立に制御して、直流機と等価な制御性を
得ようとするものである。

この理論は、以下の基礎方程式から導かれる。いま、角
速度ωで回転する磁界上の二軸座標（d,q）において、
誘導電動機（13）の電圧及び電流の関係は、 で表わされる。但し、式において、 V1d,V1q:d軸,q軸の一次電圧 I1d,I1q:d軸,q軸の一次電流 I2d,I2q:d軸,q軸の二次電流 ω：磁界角速度 ωs:すべり角速度 P:微分演算子 R1,R2:一次，二次抵抗 M:励磁インダクタンス L1:一次自己インダクタンス L2:二次自己インダクタンス i1:一次漏れインダクタンス i2:二次漏れインダクタンス である。

ここで、二次磁束のd,q成分をそれぞれ、Φ2d,Φ2qと
し、 Φ2d＝Ｍ・I1d＋L2・I2d …… Φ2q＝Ｍ・I1q＋L2・I2q …… と置くと、 ０＝R2・I2d＋ＰΦ2d−ωｓ・Φ2q …… ０＝R2・I2q＋ＰΦ2q−ωｓ・Φ2d …… が成立し、電気的トルクTeは、 Te＝Φ2d・I2q−Φ2q・I2d …… で表わされる。ここで、二次磁束ベクトルの軸を改めて
ｄ軸にとり、 Φ2q＝０ と置くと、式は、 Te＝Φ2d・I2q ＝−M/L2・Φ2d・I1q …… となる。式より、電気的トルクTeは、二次磁束Φ2d及
びこれに直交する二次電流I2d又は一次へのトルク電流
換算値I1qによって表わされることが分かる。

従って、 Φ2q＝０ が実現できれば、電気的トルクTeは二次磁束Φ2d及びト
ルク電流換算値I1qによって制御することができる。

又、二次磁束ベクトルの制御方法即ちベクトル制御の実
現方法としては、すべり周波数制御方法や磁界オリエン
テーション方法などがあるが、ここではトルク成分電流
（トルク電流換算値）の周波数フィードバッウ制御によ
るベクトル制御方法について述べる。

誘導電動機（13）の回転子速度ωｎは、磁界角速度ω及
びすべり角速度ωｓを用いて、 ωｎ＝ω−ωｓ …… で表わされ、これより速度が求められる。

ここで、磁界角速度ωはインバータ回路（20）内の制御
装置から直接求められ、すべり角速度ωｓは、 ωｓ＝−R2・I2q/Φ2d ＝（M/L2）・R2・I1q/Φ2d ＝（1/T2）・I1q/I1d …… で表わされる。又、ベクトル制御の成立により、指令値
と誘導電動機（13）の定数を用いれば、すべり角速度演
算値ωs⁰は、 ωs⁰＝｛（M/L2）・R2・I1q/Φ2d｝＊ ＝｛1/T2）・I1q/I1d｝＊ …… で表わされる。従って、速度演算値ωn⁰は、 ωn⁰＝ω−ωs⁰ …… から、演算により推定することができる。但し、〜
式において、T2は二次回路時定数であり、 T2＝L2/R2 である。又、｛｝＊内は設定値又は指令値を示す。

以上の演算機能は、第１図のシステム構成により実現で
きる。即ち、速度指令ωｎ^＊及び速度演算値ωn⁰の速度
偏差は、速度制御器（62）を介してトルク電流指定I1q
^＊となり、このトルク電流指令I1q^＊は、演算器（65）
を介して、磁束トルク演算器（77）で計算されたトルク
電流演算値I1q⁰との差をとられて電流偏差となる。この
電流偏差は、周波数制御器（66）を介し、加算器（67）
ですべり角速度ωs⁰が加算されて電圧制御発振器（68）
に入力される。これにより、トルク電流演算値I1q⁰がト
ルク電流指令I1q^＊と一致するように磁束角速度ωが制
御され、誘導電動機（13）の実際の定数に合ったすべり
周波数ωs⁰に適合される。又、一次電流指令I1d^＊及び
トルク電流指令I1q^＊はベクトル演算器（72）及びベク
トル回転器（74）を介して交流の電流指令値i1^＊に変換
され、減算器（78）で一次電流i1との差をとられた後、
インバータ回路（20）に入力される。この結果、誘導電
動機（13）の一次電流i1は所望の電流値に制御される。

尚、上記実施例では、速度制御装置（25A）としてセン
サレスベクトル制御回路を用いたが、速度検出器を用い
ないセンサレス制御回路であれば、他の制御回路で構成
してもよい。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、速度制御装置としてセ
ンサレス制御回路を用い、誘導電動機の回転数を誘導電
動機の電圧及び電流に基づいて演算し、速度発電機を用
いずに誘導電動機の回転数を制御するようにしたので、
サブマージ方式に対しても高精度な速度制御が可能な流
体圧エレベータ制御装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す機能ブロック図、第
２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は従来の流体圧
エレベータ制御装置を示す構成図、第４図は第３図内の
エレベータ駆動部の構造を示す側面図、第５図は従来の
運転接触器の周辺回路を示す結線図、第６図は従来の速
度制御装置を示すブロック図、第７図は従来の流体圧エ
レベータ制御装置の動作を説明するためのパターン波形
図、第８図はサブマージ方式のエレベータ駆動部の構造
を示す側面図である。 （13）……誘導電動機、（20）……インバータ回路 （25A）……速度制御装置、i1……一次電流 V1……端子電圧、i1^＊……電流指令値 （25a）……制御信号 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】VVVFにより誘導電動機の回転数を決定する
   インバータ回路と、このインバータ回路を制御する速度
   制御装置とを備えた流体圧エレベータ制御装置におい
   て、前記速度制御装置をセンサレス制御回路で構成し、
   前記誘導電動機の回転数を前記誘導電動機の電圧及び電
   流に基づいて演算するようにしたことを特徴とする流体
   圧エレベータ制御装置。