JPH0740676B2 - デイジタル伝送信号の再生装置 - Google Patents
デイジタル伝送信号の再生装置Info
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- JPH0740676B2 JPH0740676B2 JP58049584A JP4958483A JPH0740676B2 JP H0740676 B2 JPH0740676 B2 JP H0740676B2 JP 58049584 A JP58049584 A JP 58049584A JP 4958483 A JP4958483 A JP 4958483A JP H0740676 B2 JPH0740676 B2 JP H0740676B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデイジタル伝送信号の再生装置に関する。
背景技術とその問題点 PCM信号等のデイジタル信号を伝送（記録／再生も含ま
れる）する場合、受信側（再生側）においては、符号間
干渉を補正するために、受信信号（再生信号）は波形等
化器を介してデイジタル信号検出器に入力される。波形
等化器としては、通常、トランスバーサル型フイルタが
用いられる。このトランスバーサル型フイルタは、伝送
路を通過することにより波形歪が生じた受信デイジタル
信号を標本化し、複数の遅延素子でもつて標本値を順次
遅延し、各遅延出力に所定の係数を掛けてから加算して
等化出力を得るように構成されている。等化出力はデイ
ジタルデータ検出器に供給されて、矩形波のデイジタル
信号の変換されるが、正確な検出を行うためには、検出
器に入力される符化出力のS/Nは少なくとも20dB必要で
ある。
れる）する場合、受信側（再生側）においては、符号間
干渉を補正するために、受信信号（再生信号）は波形等
化器を介してデイジタル信号検出器に入力される。波形
等化器としては、通常、トランスバーサル型フイルタが
用いられる。このトランスバーサル型フイルタは、伝送
路を通過することにより波形歪が生じた受信デイジタル
信号を標本化し、複数の遅延素子でもつて標本値を順次
遅延し、各遅延出力に所定の係数を掛けてから加算して
等化出力を得るように構成されている。等化出力はデイ
ジタルデータ検出器に供給されて、矩形波のデイジタル
信号の変換されるが、正確な検出を行うためには、検出
器に入力される符化出力のS/Nは少なくとも20dB必要で
ある。
一方、伝送路（特に磁気記録再生系）は帯域通過特性及
び非線形性を有しているので、伝送信号の周波数に応じ
て等化器に入力される受信（再生）デイジタル信号の振
巾値は変動する。このため振巾のピークと伝送信号の最
高繰り返し周波数における振巾との比として定義される
受信信号のダイナミツクレンジは、通常20〜30dB程度で
ある。
び非線形性を有しているので、伝送信号の周波数に応じ
て等化器に入力される受信（再生）デイジタル信号の振
巾値は変動する。このため振巾のピークと伝送信号の最
高繰り返し周波数における振巾との比として定義される
受信信号のダイナミツクレンジは、通常20〜30dB程度で
ある。
従つて等化器に要求されるダイナミツクレンジは、全体
として40〜50dBとなり、等化器内部で処理される信号の
標本化レベル数（または量子化ビツト数）は７〜８ビツ
ト必要となる。等化器が、伝送信号を標本化及び符号化
するA/D変換器、その出力の並列Ｍビツト信号を遅延す
る並列Ｍビツトの複数のシフトレジスタ、このシフトレ
ジスタの出力に所定の係数を掛ける乗算器及びこの乗算
器出力を加算する加算器でもつて構成されている場合、
量子化ビツト数Ｍが大きいと、回路が大規模で複雑化す
る。また等化器が、CCD或いはBBD等の遅延素子列及び各
遅延出力に係数を掛けて加算するアナログの係数加算器
で構成されている場合、CCD或いはBBDの伝送ダイナミツ
クレンジに制限があるために、一定以上のS/Nの等化出
力を得ることができずに、符号誤りが増大する問題があ
る。
として40〜50dBとなり、等化器内部で処理される信号の
標本化レベル数（または量子化ビツト数）は７〜８ビツ
ト必要となる。等化器が、伝送信号を標本化及び符号化
するA/D変換器、その出力の並列Ｍビツト信号を遅延す
る並列Ｍビツトの複数のシフトレジスタ、このシフトレ
ジスタの出力に所定の係数を掛ける乗算器及びこの乗算
器出力を加算する加算器でもつて構成されている場合、
量子化ビツト数Ｍが大きいと、回路が大規模で複雑化す
る。また等化器が、CCD或いはBBD等の遅延素子列及び各
遅延出力に係数を掛けて加算するアナログの係数加算器
で構成されている場合、CCD或いはBBDの伝送ダイナミツ
クレンジに制限があるために、一定以上のS/Nの等化出
力を得ることができずに、符号誤りが増大する問題があ
る。
発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、等化器が扱う信号のダ
イナミツクレンジを圧縮して、回路構成の簡略化を図
り、また伝送ダイナミツクレンジに制限がある等化器で
も、高品質の信号処理ができるようにすることを目的と
する。
イナミツクレンジを圧縮して、回路構成の簡略化を図
り、また伝送ダイナミツクレンジに制限がある等化器で
も、高品質の信号処理ができるようにすることを目的と
する。
発明の概要 本発明によるデイジタル伝送信号の再生装置は、伝送さ
れたデイジタル信号の周波数−振巾特性に応じた振巾圧
縮特性を有し、高振巾帯域部分を抑圧する振巾圧縮手段
と、振巾圧縮されたデイジタル信号の波形を等化して符
号間干渉を減じる等化器と、上記振巾圧縮手段の逆特性
でもつて等化器出力の振巾を補正する振巾補正手段とを
具備し、上記振巾補正手段の出力に基いてデイジタル信
号を再生するように構成されている。このように構成す
ることにより、等化器回路の簡略化または高品質の波形
等化処理を行うことができるようにしている。
れたデイジタル信号の周波数−振巾特性に応じた振巾圧
縮特性を有し、高振巾帯域部分を抑圧する振巾圧縮手段
と、振巾圧縮されたデイジタル信号の波形を等化して符
号間干渉を減じる等化器と、上記振巾圧縮手段の逆特性
でもつて等化器出力の振巾を補正する振巾補正手段とを
具備し、上記振巾補正手段の出力に基いてデイジタル信
号を再生するように構成されている。このように構成す
ることにより、等化器回路の簡略化または高品質の波形
等化処理を行うことができるようにしている。
実施例 以下本発明を実施例の図面に沿つて説明する。
第１図は本発明が適用される固定ヘツド形多チヤンネル
PCM録音再生機の要部ブロツク図で、端子（６）（７）
に与えられる左チヤンネル音声信号Ｌ及び右チヤンネル
音声信号Ｒは、夫々A/D変換器（８）（９）でデイジタ
ル信号に変換され、PCM回路（10）で誤り訂正符号の付
加、データ・インタリーブ等の処理を受けてから、変調
器（11）を経てマルチプレクサ（12）に与えられる。マ
ルチプレクサ（12）では、変調器（11）の出力のシリア
ルデイジタル信号がＮチヤンネルに順次分配され、記録
アンプ（13−１）〜（13−Ｎ）を経てＮチヤンネルの記
録ヘツド（14−１）〜（14−Ｎ）でもつてテープ（１）
上のＮ本のトラツクに記録される。各トラツクにおいて
信号は同時に記録されることはなく、マルチプレクサ
（12）が矢印Ｓのようにその出力を走査することによ
り、時分割（トラツク順次）でもつて記録される。従つ
て磁気テープ（１）のＡ面記録領域（4A）においては、
Ｎ本のトラツクがテープ中央から側縁に無かつて順に１
〜Ｎと番号付けされた状態で形成される。
PCM録音再生機の要部ブロツク図で、端子（６）（７）
に与えられる左チヤンネル音声信号Ｌ及び右チヤンネル
音声信号Ｒは、夫々A/D変換器（８）（９）でデイジタ
ル信号に変換され、PCM回路（10）で誤り訂正符号の付
加、データ・インタリーブ等の処理を受けてから、変調
器（11）を経てマルチプレクサ（12）に与えられる。マ
ルチプレクサ（12）では、変調器（11）の出力のシリア
ルデイジタル信号がＮチヤンネルに順次分配され、記録
アンプ（13−１）〜（13−Ｎ）を経てＮチヤンネルの記
録ヘツド（14−１）〜（14−Ｎ）でもつてテープ（１）
上のＮ本のトラツクに記録される。各トラツクにおいて
信号は同時に記録されることはなく、マルチプレクサ
（12）が矢印Ｓのようにその出力を走査することによ
り、時分割（トラツク順次）でもつて記録される。従つ
て磁気テープ（１）のＡ面記録領域（4A）においては、
Ｎ本のトラツクがテープ中央から側縁に無かつて順に１
〜Ｎと番号付けされた状態で形成される。
またカセツトテープを裏返しにして記録すると、Ｂ面記
録領域（4B）にＡ面記録領域（4A）と同様にテープ中央
から側縁に向かつて順に１〜Ｎと番号付けされた状態で
トラツクが形成される。
録領域（4B）にＡ面記録領域（4A）と同様にテープ中央
から側縁に向かつて順に１〜Ｎと番号付けされた状態で
トラツクが形成される。
再生時には、第１図に示すように、再生ヘツド（14′−
１）〜（14′−Ｎ）によつて再生された信号が再生アン
プ（15−１）〜（15−Ｎ）を経てマルチプレクサ（16）
に供給される。なお記録ヘツド（14−１）〜（14−Ｎ）
と再生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）とは同一のも
のであつてよい。
１）〜（14′−Ｎ）によつて再生された信号が再生アン
プ（15−１）〜（15−Ｎ）を経てマルチプレクサ（16）
に供給される。なお記録ヘツド（14−１）〜（14−Ｎ）
と再生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）とは同一のも
のであつてよい。
マルチプレクサ（16）はＮ本のトラツクから得られる再
生信号をシリアル信号に変えて再生イコライザ回路（1
7）に送出する。マルチプレクサ（16）の走査は矢印
Ｓ′で示す方向に行われ、これによつて正しい順序のデ
ータ１、２…………Ｎが取り出される。イコライザ回路
（17）の出力は、デイジタル信号の検出及び復調回路
（18）を経てPCM処理回路（19）に与えられ、ここで誤
り訂正、データ・デインターリーブ等の処理が行われて
から、左チヤンネル及び右チヤンネルの信号に分離さ
れ、D/A変換器（20）（21）を介して再生音声信号とし
て導出される。
生信号をシリアル信号に変えて再生イコライザ回路（1
7）に送出する。マルチプレクサ（16）の走査は矢印
Ｓ′で示す方向に行われ、これによつて正しい順序のデ
ータ１、２…………Ｎが取り出される。イコライザ回路
（17）の出力は、デイジタル信号の検出及び復調回路
（18）を経てPCM処理回路（19）に与えられ、ここで誤
り訂正、データ・デインターリーブ等の処理が行われて
から、左チヤンネル及び右チヤンネルの信号に分離さ
れ、D/A変換器（20）（21）を介して再生音声信号とし
て導出される。
第２図Ａは本発明の基本構成を示す第１図のイコライザ
回路（17）のブロツク図で、第２図Ｂ〜Ｄは各部の周波
数特性を示すグラフである。また第３図は第２図のイコ
ライザで処理される再生デイジタル信号の周波数スペク
トラムを示すグラフである。
回路（17）のブロツク図で、第２図Ｂ〜Ｄは各部の周波
数特性を示すグラフである。また第３図は第２図のイコ
ライザで処理される再生デイジタル信号の周波数スペク
トラムを示すグラフである。
第１図の記録再生系では20トラツクを用いて2Mビツト/s
ecのレートで伝送が行われるとすると、１トラツク当り
の伝送レートは100Kビツト/secであり、また第１図の変
調器（11）において８ビツト→10ビツトNRZ変調を行つ
ているとすると、伝送信号の最高繰り返し周波数（……
……10101……………の場合）は50KHzである。そして再
生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）としてホール素子
や磁気抵抗効果素子を用いた磁束応等型のヘツドを用い
て積分検出する場合、再生信号の周波数スペクトラム
は、第３図の実線S1で示すように低域（15KHz）にピー
クがあり、高域側で次第に減衰する特性を示す。
ecのレートで伝送が行われるとすると、１トラツク当り
の伝送レートは100Kビツト/secであり、また第１図の変
調器（11）において８ビツト→10ビツトNRZ変調を行つ
ているとすると、伝送信号の最高繰り返し周波数（……
……10101……………の場合）は50KHzである。そして再
生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）としてホール素子
や磁気抵抗効果素子を用いた磁束応等型のヘツドを用い
て積分検出する場合、再生信号の周波数スペクトラム
は、第３図の実線S1で示すように低域（15KHz）にピー
クがあり、高域側で次第に減衰する特性を示す。
このスペクトラムのピークレベルと最高繰り返し周波数
における再生レベルとの間のレベル差は第３図に示すよ
うに約29dBである。そして第２図のイコライザ（17）の
等化出力は、次段の検出・復調器（18）におけるエラー
を極力少なくするために、最高繰り返し周波数50KHzに
おいて約20dBのS/Nを有していなければならない。従つ
てイコライザ（17）は約50dBの解像度またはダイナミツ
クレンジで信号を処理する能力を持たなければならな
い。イコライザをデイジタル回路で構成すると、その量
子化ビツト数Ｍは処理信号のダイナミツクレンジＤで定
まり、Ｄ＝6M＋1.76dBより、Ｍ＝７〜８ビツト必要とな
る。このためイコライザのハードウエアが大規模とな
り、コスト面で大きな制約を受けることになる。
における再生レベルとの間のレベル差は第３図に示すよ
うに約29dBである。そして第２図のイコライザ（17）の
等化出力は、次段の検出・復調器（18）におけるエラー
を極力少なくするために、最高繰り返し周波数50KHzに
おいて約20dBのS/Nを有していなければならない。従つ
てイコライザ（17）は約50dBの解像度またはダイナミツ
クレンジで信号を処理する能力を持たなければならな
い。イコライザをデイジタル回路で構成すると、その量
子化ビツト数Ｍは処理信号のダイナミツクレンジＤで定
まり、Ｄ＝6M＋1.76dBより、Ｍ＝７〜８ビツト必要とな
る。このためイコライザのハードウエアが大規模とな
り、コスト面で大きな制約を受けることになる。
このため本実施例では第２図に示すように低域抑圧回路
（23）でもつて再生信号の低域ピークを抑圧してから等
化器（24）において波形等化を行つている。低域抑圧回
路（23）は例えば第２図（Ｂ）に示すような特性の１次
ハイパスフイルタで構成できる。このハイパスフイルタ
の低域カツトオフ周波数f0を48KHzとした場合、低域抑
圧回路（23）の出力信号の周波数スペクトルは、第３図
の点線S2に示すようにその低域ピークが19dBに圧縮され
る。この結果、次段の等化器（24）で扱う信号のダイナ
ミツクレンジ（ノイズレベルと最大ピークレベルとの
比）は39dBとなり、量子化ビツト数が６ビツトのデイジ
タルフイルタでもつて等化処理が可能となる。等化器
（24）の周波数特性は第２図Ｃに示すような従来と同様
なバンドパス特性であつてよい。
（23）でもつて再生信号の低域ピークを抑圧してから等
化器（24）において波形等化を行つている。低域抑圧回
路（23）は例えば第２図（Ｂ）に示すような特性の１次
ハイパスフイルタで構成できる。このハイパスフイルタ
の低域カツトオフ周波数f0を48KHzとした場合、低域抑
圧回路（23）の出力信号の周波数スペクトルは、第３図
の点線S2に示すようにその低域ピークが19dBに圧縮され
る。この結果、次段の等化器（24）で扱う信号のダイナ
ミツクレンジ（ノイズレベルと最大ピークレベルとの
比）は39dBとなり、量子化ビツト数が６ビツトのデイジ
タルフイルタでもつて等化処理が可能となる。等化器
（24）の周波数特性は第２図Ｃに示すような従来と同様
なバンドパス特性であつてよい。
等化器（24）の出力は低域補正回路（25）を通つてデイ
ジタルデータの検出・復調回路（18）に与えられる。低
域補正回路（25）は低域抑圧回路（23）で抑圧された低
域成分を復元して符号間干渉の無い正しい等化波形を得
る回路であつて、例えば第２図Ｄに示すような低域抑圧
回路（23）とは逆特性を示すローパスフイルタでもつて
構成できる。
ジタルデータの検出・復調回路（18）に与えられる。低
域補正回路（25）は低域抑圧回路（23）で抑圧された低
域成分を復元して符号間干渉の無い正しい等化波形を得
る回路であつて、例えば第２図Ｄに示すような低域抑圧
回路（23）とは逆特性を示すローパスフイルタでもつて
構成できる。
第４図は第２図に示した本発明のイコライザの基本構成
のより具体的な実施例を示すブロツク図である。第２図
の低域抑圧回路（23）は、第４図に示すようにハイパス
フイルタ特性を持つアンプ（27）で構成されている。ア
ンプ（27）によつて低域抑圧された再生信号は６ビツト
A/D変換器（28）で標本化及び符号化される。再生信号
の帯域は第３図に示すように０〜約100KHz（伝送レート
100Kビツト/secの場合）であるから、標本化周波数は20
0KHzである。
のより具体的な実施例を示すブロツク図である。第２図
の低域抑圧回路（23）は、第４図に示すようにハイパス
フイルタ特性を持つアンプ（27）で構成されている。ア
ンプ（27）によつて低域抑圧された再生信号は６ビツト
A/D変換器（28）で標本化及び符号化される。再生信号
の帯域は第３図に示すように０〜約100KHz（伝送レート
100Kビツト/secの場合）であるから、標本化周波数は20
0KHzである。
A/D変換器（28）の６ビツト並列信号は６ビツト並列シ
フトレジスタ（29−１）〜（29−ｎ）の直列回路に与え
られ、伝送信号のビツト周期で順次遅延される。このシ
フトレジスタ直列回路の各遅延出力及び入力信号は、乗
算器（30−０）〜（30−ｎ）によつて係数a0〜anが掛け
られてから、加算器（31）で加算される。これらのシフ
トレジスタ、乗算器及び加算器はトランスバーサル型デ
イジタルフイルタ（32）を構成し、乗算器の係数a0〜an
は、このデイジタルフイルタ（32）が第２図Ｃの波形等
化フイルタ特性を示すように定められている。
フトレジスタ（29−１）〜（29−ｎ）の直列回路に与え
られ、伝送信号のビツト周期で順次遅延される。このシ
フトレジスタ直列回路の各遅延出力及び入力信号は、乗
算器（30−０）〜（30−ｎ）によつて係数a0〜anが掛け
られてから、加算器（31）で加算される。これらのシフ
トレジスタ、乗算器及び加算器はトランスバーサル型デ
イジタルフイルタ（32）を構成し、乗算器の係数a0〜an
は、このデイジタルフイルタ（32）が第２図Ｃの波形等
化フイルタ特性を示すように定められている。
加算器（31）の出力は、第２図の低域補正回路（25）と
して動作するデイジタル積分器（33）に与えられ、ここ
で低域成分の補正が行われてから検出・復調回路（18）
に導出される。
して動作するデイジタル積分器（33）に与えられ、ここ
で低域成分の補正が行われてから検出・復調回路（18）
に導出される。
上述のようにデイジタルフイルタ（32）が扱う符号信号
のビツト数は８ビツトから６ビツトに減少するので、シ
フトレジスタ（29−１）〜（29−ｎ）、乗算器（30−
０）〜（30−ｎ）及び加算器（38）のハードウエア量は
3/4に減少し、１チツプでLSI化することも可能になる。
のビツト数は８ビツトから６ビツトに減少するので、シ
フトレジスタ（29−１）〜（29−ｎ）、乗算器（30−
０）〜（30−ｎ）及び加算器（38）のハードウエア量は
3/4に減少し、１チツプでLSI化することも可能になる。
第５図は再生イコライザ回路の別の実施例を示すブロツ
ク図で、第４図と同じ部分には同一の符号が付されてい
る。第５図において、再生信号はフイルタ特性を持たな
いアンプ（27）を経てA/D変換器（28）に与えられ、第
４図と同様に量子化される。A/D変換器（28）の出力は
差分器（34）に与えられ、隣接標本値間の差分が第４図
と同様なデイジタル等化器（32）に導出される。差分器
（34）はA/D変換器（28）の出力の量子化ビツト数を削
減してデイジタル等化器（32）に与える機能を有し、こ
れによつてデイジタル等化器（32）が扱うデイジタル信
号の１標本値当りのビツト数を少なくすることができ
る。なお差分器（34）は微分機能を有するから、低域成
分を抑圧するハイパスフイルタの作用を行つていると考
えることができ、従つて、差分器（34）が第２図の基本
構成における低域抑圧回路（23）に相当する。
ク図で、第４図と同じ部分には同一の符号が付されてい
る。第５図において、再生信号はフイルタ特性を持たな
いアンプ（27）を経てA/D変換器（28）に与えられ、第
４図と同様に量子化される。A/D変換器（28）の出力は
差分器（34）に与えられ、隣接標本値間の差分が第４図
と同様なデイジタル等化器（32）に導出される。差分器
（34）はA/D変換器（28）の出力の量子化ビツト数を削
減してデイジタル等化器（32）に与える機能を有し、こ
れによつてデイジタル等化器（32）が扱うデイジタル信
号の１標本値当りのビツト数を少なくすることができ
る。なお差分器（34）は微分機能を有するから、低域成
分を抑圧するハイパスフイルタの作用を行つていると考
えることができ、従つて、差分器（34）が第２図の基本
構成における低域抑圧回路（23）に相当する。
差分器（34）の出力はデイジタル等化器（32）で等化さ
れ、等化出力はデイジタル積分器（33）で低域補正され
てから検出・復調回路（18）に導出される。
れ、等化出力はデイジタル積分器（33）で低域補正され
てから検出・復調回路（18）に導出される。
第６図は更に別の実施例を示すイコライザ回路のブロツ
ク図である。この実施例では、入力信号のアナログ標本
化及び伝送を行うCCD或いはBBD等の遅延素子列を用いて
トランスバーサル型等化フイルタを構成している。第６
図において、再生信号は第４図と同様なハイパスフイル
タ・アンプ（27）で低域抑圧されてから、CCD或いはBBD
等の電荷転送素子列（36）に与えられ、再生信号のビツ
ト周期で標本化及び転送（遅延）が行われる。電荷転送
素子列（36）の入力及び各遅延出力は、係数乗算器（37
−０）〜（37−ｎ）で係数a0〜anが掛けられてから加算
器（38）で加算され、等化出力として取り出される。等
化出力はアナログ積分器（39）で低域補正されてから検
出・復調回路（18）に導出される。
ク図である。この実施例では、入力信号のアナログ標本
化及び伝送を行うCCD或いはBBD等の遅延素子列を用いて
トランスバーサル型等化フイルタを構成している。第６
図において、再生信号は第４図と同様なハイパスフイル
タ・アンプ（27）で低域抑圧されてから、CCD或いはBBD
等の電荷転送素子列（36）に与えられ、再生信号のビツ
ト周期で標本化及び転送（遅延）が行われる。電荷転送
素子列（36）の入力及び各遅延出力は、係数乗算器（37
−０）〜（37−ｎ）で係数a0〜anが掛けられてから加算
器（38）で加算され、等化出力として取り出される。等
化出力はアナログ積分器（39）で低域補正されてから検
出・復調回路（18）に導出される。
第６図の実施例においては、波形等化される再生信号の
低域ピークがハイパスフイルタアンプ（27）で抑圧され
てから、電荷転送素子列（36）に与えられるので、電荷
転送素子列が取り扱える信号のダイナミツクレンジに制
限があつても、見かけ上はこの制限を越える再生信号に
対して波形等化処理を行うことができ、従つて、より高
精度でエラーの少ない再生デイジタル信号を得ることが
できる。
低域ピークがハイパスフイルタアンプ（27）で抑圧され
てから、電荷転送素子列（36）に与えられるので、電荷
転送素子列が取り扱える信号のダイナミツクレンジに制
限があつても、見かけ上はこの制限を越える再生信号に
対して波形等化処理を行うことができ、従つて、より高
精度でエラーの少ない再生デイジタル信号を得ることが
できる。
以上本発明を好ましい実施例に基いて説明したが、実施
例に限定されることなく種々の態様で実施することがで
きる。
例に限定されることなく種々の態様で実施することがで
きる。
例えば、第１図の変調器（11）における変調方式や伝送
レートによつて第３図に示す伝送信号の周波数スペクト
ラムが変化するので、変調方式や伝送レートに応じた周
波数スペクトラムパターンに合わせて伝送信号のダイナ
ミツクレンジを圧縮するのが好ましい。また第１図の再
生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）を速度応答型にし
て微分検出を行う場合には、高域上りの周波数スペクト
ラムを示すので、この場合には高域を圧縮してから波形
等化処理を行うことにより、実施例と同等な効果を得る
ことができる。
レートによつて第３図に示す伝送信号の周波数スペクト
ラムが変化するので、変調方式や伝送レートに応じた周
波数スペクトラムパターンに合わせて伝送信号のダイナ
ミツクレンジを圧縮するのが好ましい。また第１図の再
生ヘツド（14′−１）〜（14′−Ｎ）を速度応答型にし
て微分検出を行う場合には、高域上りの周波数スペクト
ラムを示すので、この場合には高域を圧縮してから波形
等化処理を行うことにより、実施例と同等な効果を得る
ことができる。
また第４図に示した実施例のイコライザにおいてA/D変
換器（28）に非線形特性を持たせて、入力再生信号の高
レベル側で量子化ステツプを荒くすることにより、低域
抑圧回路（23）によつて振巾圧縮するのと同等な効果を
得ることもできる。
換器（28）に非線形特性を持たせて、入力再生信号の高
レベル側で量子化ステツプを荒くすることにより、低域
抑圧回路（23）によつて振巾圧縮するのと同等な効果を
得ることもできる。
発明の効果 本発明は上述の如く、伝送されたデイジタル信号の周波
数−振巾特性に応じて高振巾帯域部分を抑圧してから波
形等化処理を行うようにしたので、波形等化器が扱う信
号のダイナミツクレンジが小さくなり、従つて、等化器
のハードウエアを簡略することができる。また波形等化
器が扱うことのできる信号のダイナミツクレンジに制限
がある場合でも、見かけ上この制限を拡大したような信
号処理を行うことができ、より高精度の波形等化を行つ
て符号誤りの少ないデイジタル信号を再生することがで
きる。
数−振巾特性に応じて高振巾帯域部分を抑圧してから波
形等化処理を行うようにしたので、波形等化器が扱う信
号のダイナミツクレンジが小さくなり、従つて、等化器
のハードウエアを簡略することができる。また波形等化
器が扱うことのできる信号のダイナミツクレンジに制限
がある場合でも、見かけ上この制限を拡大したような信
号処理を行うことができ、より高精度の波形等化を行つ
て符号誤りの少ないデイジタル信号を再生することがで
きる。
第１図は本発明が適用される固定ヘツド形多チヤンネル
PCM録音再生機の要部ブロツク図、第２図Ａは本発明に
よるPCM伝送の受端イコライザ回路の基本構成を示すブ
ロツク図、第２図Ｂ〜Ｄは第２図Ａの各部の周波数特性
を示すグラフ、第３図は第２図のイコライザ回路で処理
される再生デイジタル信号の周波数スペクトラムを示す
グラフ、第４図は第２図の基本構成に基くより具体的な
実施例を示すイコライザ回路のブロツク図、第５図及び
第６図は夫々別の実施例を示すイコライザ回路のブロツ
ク図である。 なお図面に用いられている符号において、 （23）……低域抑圧回路 （24）……等化器 （25）……低域補正回路 である。
PCM録音再生機の要部ブロツク図、第２図Ａは本発明に
よるPCM伝送の受端イコライザ回路の基本構成を示すブ
ロツク図、第２図Ｂ〜Ｄは第２図Ａの各部の周波数特性
を示すグラフ、第３図は第２図のイコライザ回路で処理
される再生デイジタル信号の周波数スペクトラムを示す
グラフ、第４図は第２図の基本構成に基くより具体的な
実施例を示すイコライザ回路のブロツク図、第５図及び
第６図は夫々別の実施例を示すイコライザ回路のブロツ
ク図である。 なお図面に用いられている符号において、 （23）……低域抑圧回路 （24）……等化器 （25）……低域補正回路 である。
Claims (1)
- 【請求項１】伝送されたディジタル信号の周波数−振巾
特性に応じた振巾圧縮特性を有し、高振巾帯域部分を抑
圧する振巾圧縮手段と、振巾圧縮されたディジタル信号
の波形を等化して符号間干渉を減じる等化器と、上記振
巾圧縮手段の逆特性でもって等化器出力の振巾を補正す
る振巾補正手段とを具備し、上記振巾補正手段の出力に
基いてディジタル信号を再生するように構成したディジ
タル伝送信号の再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58049584A JPH0740676B2 (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | デイジタル伝送信号の再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58049584A JPH0740676B2 (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | デイジタル伝送信号の再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59174029A JPS59174029A (ja) | 1984-10-02 |
| JPH0740676B2 true JPH0740676B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=12835262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58049584A Expired - Lifetime JPH0740676B2 (ja) | 1983-03-24 | 1983-03-24 | デイジタル伝送信号の再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0740676B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2508492B2 (ja) * | 1987-10-26 | 1996-06-19 | ソニー株式会社 | 磁気再生装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2212715B1 (ja) * | 1972-12-29 | 1978-03-10 | Ibm France |
-
1983
- 1983-03-24 JP JP58049584A patent/JPH0740676B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59174029A (ja) | 1984-10-02 |
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