JPH07298620A - 直流高電圧電源装置 - Google Patents
直流高電圧電源装置Info
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- JPH07298620A JPH07298620A JP10476394A JP10476394A JPH07298620A JP H07298620 A JPH07298620 A JP H07298620A JP 10476394 A JP10476394 A JP 10476394A JP 10476394 A JP10476394 A JP 10476394A JP H07298620 A JPH07298620 A JP H07298620A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】経済性と信頼性を向上させること。
【構成】出力電圧検出回路７は第１の直流高電圧発生回
路５が発生する直流高電圧を検出して出力電圧検出信号
を出力し、電流検出回路１０は第２の直流高電圧発生回
路６と接地された中性点Ｎとの間を流れる電流を検出し
て電流検出信号を出力し、前記出力電圧検出信号と前記
電流検出信号は制御回路１１に与えられると共に、電気
絶縁状態判別回路１４に与えられ、この回路１４が前記
出力電圧検出信号と前記電流検出信号とそれぞれの基準
値とを比較し、前記出力電圧検出信号が前記対応する基
準値より低下した場合、あるいは前記電流検出信号が前
記対応する基準値より高くなった場合には、インバータ
回路２の動作を停止させる停止信号を制御回路１１に与
えることを特徴とする直流高電圧電源装置。
路５が発生する直流高電圧を検出して出力電圧検出信号
を出力し、電流検出回路１０は第２の直流高電圧発生回
路６と接地された中性点Ｎとの間を流れる電流を検出し
て電流検出信号を出力し、前記出力電圧検出信号と前記
電流検出信号は制御回路１１に与えられると共に、電気
絶縁状態判別回路１４に与えられ、この回路１４が前記
出力電圧検出信号と前記電流検出信号とそれぞれの基準
値とを比較し、前記出力電圧検出信号が前記対応する基
準値より低下した場合、あるいは前記電流検出信号が前
記対応する基準値より高くなった場合には、インバータ
回路２の動作を停止させる停止信号を制御回路１１に与
えることを特徴とする直流高電圧電源装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，Ｘ線発生装置などの高
電圧負荷装置に用いられる直流高電圧電源装置に関す
る。
電圧負荷装置に用いられる直流高電圧電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、 医療用レントゲン電源装置の小型
高周波化が一部分で進められてきている。特に歯科用レ
ントゲン電源装置は、医療現場のスペースを有効利用す
るため小型化が要求されており、この小型化の要求に対
してインバータ化、高電圧回路とＸ線管の同一タンク内
実装（以下ワンタンク化という。）等がなされている。
このようにワンタンク化し、小型化するのに伴い、接地
される金属製タンクと直流高電圧電源装置を構成するプ
リント板、回路部品又は接続導体などの間の距離が狭く
なり、これらが金属製タンクに接触して、短絡を生じる
事故が増えている。また、Ｘ線管の発生する熱などによ
り金属製タンク内の絶縁油の温度上昇が高くなるために
その劣化が早まることも事故の一因となっている。
高周波化が一部分で進められてきている。特に歯科用レ
ントゲン電源装置は、医療現場のスペースを有効利用す
るため小型化が要求されており、この小型化の要求に対
してインバータ化、高電圧回路とＸ線管の同一タンク内
実装（以下ワンタンク化という。）等がなされている。
このようにワンタンク化し、小型化するのに伴い、接地
される金属製タンクと直流高電圧電源装置を構成するプ
リント板、回路部品又は接続導体などの間の距離が狭く
なり、これらが金属製タンクに接触して、短絡を生じる
事故が増えている。また、Ｘ線管の発生する熱などによ
り金属製タンク内の絶縁油の温度上昇が高くなるために
その劣化が早まることも事故の一因となっている。
【０００３】従来のこのような直流高電圧電源装置にあ
っては、単一のコッククロフトウォルトン回路を用いて
正又は負のいずれかの極性の直流高電圧を出力する方式
を採用しているものがほとんどであり、過電流検出機能
を利用して、短絡事故が発生すると回路を流れる電流が
著しく増大する現象を検出し、この現象が検出されたと
きインバータ回路の動作を停止させていた。
っては、単一のコッククロフトウォルトン回路を用いて
正又は負のいずれかの極性の直流高電圧を出力する方式
を採用しているものがほとんどであり、過電流検出機能
を利用して、短絡事故が発生すると回路を流れる電流が
著しく増大する現象を検出し、この現象が検出されたと
きインバータ回路の動作を停止させていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし，工業用、医療
用などのレントゲン装置のような負荷装置において、特
に高い直流電圧を必要とするものでは、電気絶縁設計を
簡易化するために、一対の極性の異なるコッククロフト
ウォルトン回路を用い、接地点を基準として逆極性の等
しい電圧値の出力電圧＋ＶO 、−ＶO を発生し、Ｘ線管
の両端に２ＶO の直流高電圧を印加することも行われ始
めている。このような構成の直流高電圧電源装置では、
正の直流出力端子と接地間の電気絶縁状態、負の直流出
力端子と接地間の電気絶縁状態、及び正の直流出力端子
と負の直流出力端子間の電気絶縁状態の３か所の電気絶
縁状態を検出する必要があるが、過電流検出機能だけで
は正の直流出力端子と負の直流出力端子間の電気絶縁状
態を検出できないという問題がある。また、これらすべ
てを行おうとすると、従来の考え方では双方の出力電圧
＋ＶO 、−ＶO を検出する電圧検出機能、双方の電流を
検出する機能、及びそれぞれの検出信号を判別する判別
機能が必要となるために回路が複雑になると共に、信頼
性が低下し、またコストの低減が難しいという欠点があ
る。
用などのレントゲン装置のような負荷装置において、特
に高い直流電圧を必要とするものでは、電気絶縁設計を
簡易化するために、一対の極性の異なるコッククロフト
ウォルトン回路を用い、接地点を基準として逆極性の等
しい電圧値の出力電圧＋ＶO 、−ＶO を発生し、Ｘ線管
の両端に２ＶO の直流高電圧を印加することも行われ始
めている。このような構成の直流高電圧電源装置では、
正の直流出力端子と接地間の電気絶縁状態、負の直流出
力端子と接地間の電気絶縁状態、及び正の直流出力端子
と負の直流出力端子間の電気絶縁状態の３か所の電気絶
縁状態を検出する必要があるが、過電流検出機能だけで
は正の直流出力端子と負の直流出力端子間の電気絶縁状
態を検出できないという問題がある。また、これらすべ
てを行おうとすると、従来の考え方では双方の出力電圧
＋ＶO 、−ＶO を検出する電圧検出機能、双方の電流を
検出する機能、及びそれぞれの検出信号を判別する判別
機能が必要となるために回路が複雑になると共に、信頼
性が低下し、またコストの低減が難しいという欠点があ
る。
【０００５】本発明はこのような従来装置の課題を解決
すると同時に、経済性と信頼性に優れた直流高電圧電源
装置を提供することを主目的とする。
すると同時に、経済性と信頼性に優れた直流高電圧電源
装置を提供することを主目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような問題点を解決
するため，第１の発明では，直流電力を高周波出力に変
換するインバータ回路、該インバータ回路を制御する制
御回路、前記インバータ回路の交流出力端子に接続され
た１次巻線と２次巻線とを備えたトランス、該トランス
の２次巻線間に接続されて正の直流高電圧と負の直流高
電圧をそれぞれ出力する第１の直流高電圧発生回路と第
２の直流高電圧発生回路、出力電圧検出回路、及び電流
検出回路とを備え、中性点が接地された直流高電圧電源
装置において、前記出力電圧検出回路は前記第１の直流
高電圧発生回路が発生する直流高電圧を検出して出力電
圧検出信号を出力し、前記電流検出回路は前記第２の直
流高電圧発生回路と前記接地された中性点との間を流れ
る電流を検出して電流検出信号を出力し、前記出力電圧
検出信号と前記電流検出信号は前記制御回路に与えられ
ると共に、電気絶縁状態判別回路に与えられ、この電気
絶縁状態判別回路が前記出力電圧検出信号と前記電流検
出信号とそれぞれの基準値とを比較し、前記出力電圧検
出信号が前記対応する基準値より低下した場合、あるい
は前記電流検出信号が前記対応する基準値より高くなっ
た場合には、前記インバータ回路の動作を停止させる停
止信号を制御回路に与えることを特徴とする直流高電圧
電源装置を提供するものである。
するため，第１の発明では，直流電力を高周波出力に変
換するインバータ回路、該インバータ回路を制御する制
御回路、前記インバータ回路の交流出力端子に接続され
た１次巻線と２次巻線とを備えたトランス、該トランス
の２次巻線間に接続されて正の直流高電圧と負の直流高
電圧をそれぞれ出力する第１の直流高電圧発生回路と第
２の直流高電圧発生回路、出力電圧検出回路、及び電流
検出回路とを備え、中性点が接地された直流高電圧電源
装置において、前記出力電圧検出回路は前記第１の直流
高電圧発生回路が発生する直流高電圧を検出して出力電
圧検出信号を出力し、前記電流検出回路は前記第２の直
流高電圧発生回路と前記接地された中性点との間を流れ
る電流を検出して電流検出信号を出力し、前記出力電圧
検出信号と前記電流検出信号は前記制御回路に与えられ
ると共に、電気絶縁状態判別回路に与えられ、この電気
絶縁状態判別回路が前記出力電圧検出信号と前記電流検
出信号とそれぞれの基準値とを比較し、前記出力電圧検
出信号が前記対応する基準値より低下した場合、あるい
は前記電流検出信号が前記対応する基準値より高くなっ
た場合には、前記インバータ回路の動作を停止させる停
止信号を制御回路に与えることを特徴とする直流高電圧
電源装置を提供するものである。
【０００７】このような問題点を解決するため，第２の
発明では，前記出力電圧検出回路は前記第１の直流高電
圧発生回路が発生する直流高電圧を検出して出力電圧検
出信号を前記電気絶縁状態判別回路に出力し、また前記
電流検出回路は前記第２の直流高電圧発生回路と前記接
地された中性点との間を流れる直流電流を検出して前記
出力電圧検出信号と同一極性の電流検出信号を前記電気
絶縁状態判別回路に出力し、前記電気絶縁状態判別回路
は前記それぞれの検出信号を単一極性の電源電圧を持つ
コンパレータで比較する機能を有することを特徴とする
請求項１に記載の直流高電圧電源装置を提供するもので
ある。
発明では，前記出力電圧検出回路は前記第１の直流高電
圧発生回路が発生する直流高電圧を検出して出力電圧検
出信号を前記電気絶縁状態判別回路に出力し、また前記
電流検出回路は前記第２の直流高電圧発生回路と前記接
地された中性点との間を流れる直流電流を検出して前記
出力電圧検出信号と同一極性の電流検出信号を前記電気
絶縁状態判別回路に出力し、前記電気絶縁状態判別回路
は前記それぞれの検出信号を単一極性の電源電圧を持つ
コンパレータで比較する機能を有することを特徴とする
請求項１に記載の直流高電圧電源装置を提供するもので
ある。
【０００８】このような問題点を解決するため，第３の
発明では，前記電気絶縁状態判別回路は、直流高電圧出
力端子間に接続される負荷がオン状態にあるか、あるい
はオフ状態にあるかを示す信号を受け、負荷電圧が設定
値以上であるときに、電気絶縁状態の判別を行うことを
特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流高電圧電
源装置を提供するものである。
発明では，前記電気絶縁状態判別回路は、直流高電圧出
力端子間に接続される負荷がオン状態にあるか、あるい
はオフ状態にあるかを示す信号を受け、負荷電圧が設定
値以上であるときに、電気絶縁状態の判別を行うことを
特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流高電圧電
源装置を提供するものである。
【０００９】
【実施例】図１により本発明の一実施例について説明す
る。図１はＸ線発生装置用の直流高電圧電源装置の一実
施例をを示すもので，１は商用交流電力を直流電力に変
換するＡＣーＤＣコンバータ、２はＡＣーＤＣコンバー
タからの直流電力をほぼ８０ｋＨｚの高周波交流電力に
変換するインバータ回路、３は電流制限用のインダク
タ、４は１次巻線４Ｐと２次巻線４Ｓとを有するトラン
ス、５は通常の構成のコッククロフトウォルトン回路か
らなって正の直流高電圧を出力するる第１の直流電圧発
生回路、６は第１の直流電圧発生回路５と同様な構成
で、負の直流高電圧を出力する第２の直流電圧発生回
路、７は複数の直列接続された抵抗とコンデンサとから
なり、第１の直流電圧発生回路５の出力電圧を分割し比
例した電圧を検出して出力電圧検出信号Ｓ1 を与える出
力電圧検出回路、８と８’はそれぞれ正、負の出力端
子、９は出力端子８と８’間に接続されるＸ線管、１０
は中性点である接地点と第２の直流電圧発生回路の一方
の交流入力点との間に接続された電流検出回路であり、
簡単な構成では抵抗器と高周波電流をバイパスするコン
デンサとを並列接続したものからなる。したがって、正
常時には電流検出回路１０はＸ線管９のアノードＡとカ
ソードＫ間を流れる管電流にほぼ比例する電流検出信号
Ｓ2 を与える。
る。図１はＸ線発生装置用の直流高電圧電源装置の一実
施例をを示すもので，１は商用交流電力を直流電力に変
換するＡＣーＤＣコンバータ、２はＡＣーＤＣコンバー
タからの直流電力をほぼ８０ｋＨｚの高周波交流電力に
変換するインバータ回路、３は電流制限用のインダク
タ、４は１次巻線４Ｐと２次巻線４Ｓとを有するトラン
ス、５は通常の構成のコッククロフトウォルトン回路か
らなって正の直流高電圧を出力するる第１の直流電圧発
生回路、６は第１の直流電圧発生回路５と同様な構成
で、負の直流高電圧を出力する第２の直流電圧発生回
路、７は複数の直列接続された抵抗とコンデンサとから
なり、第１の直流電圧発生回路５の出力電圧を分割し比
例した電圧を検出して出力電圧検出信号Ｓ1 を与える出
力電圧検出回路、８と８’はそれぞれ正、負の出力端
子、９は出力端子８と８’間に接続されるＸ線管、１０
は中性点である接地点と第２の直流電圧発生回路の一方
の交流入力点との間に接続された電流検出回路であり、
簡単な構成では抵抗器と高周波電流をバイパスするコン
デンサとを並列接続したものからなる。したがって、正
常時には電流検出回路１０はＸ線管９のアノードＡとカ
ソードＫ間を流れる管電流にほぼ比例する電流検出信号
Ｓ2 を与える。
【００１０】１１は出力電圧検出信号Ｓ1 と電流検出信
号Ｓ2 を受けて、インバータ回路２を制御する制御回
路、１２はＡＣーＤＣコンバータ１の直流出力を受け、
正常の動作時には管電流にほぼ比例する電流検出信号Ｓ
2 に基づいて制御されるフィラメント電力を出力するフ
ィラメント電力制御回路、１３は絶縁トランス、１４は
電気絶縁状態の不良が検出されたとき制御回路１１にイ
ンバータ動作停止信号Ｓ3 を与える電気絶縁状態判別回
路である。この電気絶縁状態判別回路１４は、出力電圧
検出信号Ｓ1 と第１の基準源１４Ａの基準値とを比較す
る第１のコンパレータ１４Ｂ、電流検出信号Ｓ2 と第２
の基準源１４Ｃの基準値とを比較する第２のコンパレー
タ１４Ｄ、コンデンサと抵抗などからなり、この電源装
置のオン／オフ信号を所定時間遅延する遅延回路１４
Ｅ、遅延されたオン／オフ信号と第１のコンパレータ１
４Ｂ、第２のコンパレータ１４Ｄからの出力信号をそれ
ぞれＮＡＮＤ論理する第１、第２のＮＡＮＤゲート回路
１４Ｆ，１４Ｇ及びこれらＮＡＮＤゲート回路１４Ｆ，
１４Ｇからのそれぞれの信号をある一定時間ラッチする
ための第１、第２のフリップフロップ回路１４Ｈ，１４
Ｉからなる。
号Ｓ2 を受けて、インバータ回路２を制御する制御回
路、１２はＡＣーＤＣコンバータ１の直流出力を受け、
正常の動作時には管電流にほぼ比例する電流検出信号Ｓ
2 に基づいて制御されるフィラメント電力を出力するフ
ィラメント電力制御回路、１３は絶縁トランス、１４は
電気絶縁状態の不良が検出されたとき制御回路１１にイ
ンバータ動作停止信号Ｓ3 を与える電気絶縁状態判別回
路である。この電気絶縁状態判別回路１４は、出力電圧
検出信号Ｓ1 と第１の基準源１４Ａの基準値とを比較す
る第１のコンパレータ１４Ｂ、電流検出信号Ｓ2 と第２
の基準源１４Ｃの基準値とを比較する第２のコンパレー
タ１４Ｄ、コンデンサと抵抗などからなり、この電源装
置のオン／オフ信号を所定時間遅延する遅延回路１４
Ｅ、遅延されたオン／オフ信号と第１のコンパレータ１
４Ｂ、第２のコンパレータ１４Ｄからの出力信号をそれ
ぞれＮＡＮＤ論理する第１、第２のＮＡＮＤゲート回路
１４Ｆ，１４Ｇ及びこれらＮＡＮＤゲート回路１４Ｆ，
１４Ｇからのそれぞれの信号をある一定時間ラッチする
ための第１、第２のフリップフロップ回路１４Ｈ，１４
Ｉからなる。
【００１１】次に動作説明を行う。オペレータが図示さ
れていないＸ線撮影装置のスイッチをオンさせたとする
と、オン信号が制御回路１１に与えられ、制御回路１１
は起動信号をインバータ回路２に与えてこれを起動し、
制御する。これに伴い、インバータ回路２はほぼ８０ｋ
Ｈｚの高周波交流電力をトランス４を通して第１の直流
電圧発生回路５と第２の直流電圧発生回路６に供給し、
これら第１、第２の直流電圧発生回路５と６はそれぞれ
所定の直流出力電圧＋ＶO 、−ＶO を、出力端子８、
８’に接続されたＸ線管９のアノードＡとカソードＫ間
に印加する。このとき、オン信号が電気絶縁状態判別回
路１４にも印加されるが、遅延回路１４Ｅは出力端子８
の直流出力電圧が所定の値まで立ち上がるまでの予め決
められた遅延時間だけ、オン信号をＮＡＮＤゲート回路
１４Ｆ，１４Ｇに通過させないので、電気絶縁状態判別
回路１４は出力電圧検出信号Ｓ1 、電流検出信号Ｓ2 が
どのような状態にあろうともインバータ動作停止信号Ｓ
3 を与えない。所定時間が経過すると、オン信号が遅延
回路１４Ｅを通してＮＡＮＤゲート回路１４Ｆ，１４Ｇ
に入力される。正常な状態では、出力電圧検出信号Ｓ1
は基準源１４Ａの基準値よりも高く、電流検出信号Ｓ2
はＸ線管９のアノードＡとカソードＫ間を流れる管電流
にほぼ比例し、基準源１４Ｃの基準値よりも低い。した
がって、コンパレータ１４Ｂ，１４Ｄの出力信号は低レ
ベルであり、第１、第２のフリップフロップ回路１４
Ｈ，１４Ｉにより、インバータ動作停止信号Ｓ3 は低レ
ベルにラッチされ、制御回路１１に影響を与えない。
れていないＸ線撮影装置のスイッチをオンさせたとする
と、オン信号が制御回路１１に与えられ、制御回路１１
は起動信号をインバータ回路２に与えてこれを起動し、
制御する。これに伴い、インバータ回路２はほぼ８０ｋ
Ｈｚの高周波交流電力をトランス４を通して第１の直流
電圧発生回路５と第２の直流電圧発生回路６に供給し、
これら第１、第２の直流電圧発生回路５と６はそれぞれ
所定の直流出力電圧＋ＶO 、−ＶO を、出力端子８、
８’に接続されたＸ線管９のアノードＡとカソードＫ間
に印加する。このとき、オン信号が電気絶縁状態判別回
路１４にも印加されるが、遅延回路１４Ｅは出力端子８
の直流出力電圧が所定の値まで立ち上がるまでの予め決
められた遅延時間だけ、オン信号をＮＡＮＤゲート回路
１４Ｆ，１４Ｇに通過させないので、電気絶縁状態判別
回路１４は出力電圧検出信号Ｓ1 、電流検出信号Ｓ2 が
どのような状態にあろうともインバータ動作停止信号Ｓ
3 を与えない。所定時間が経過すると、オン信号が遅延
回路１４Ｅを通してＮＡＮＤゲート回路１４Ｆ，１４Ｇ
に入力される。正常な状態では、出力電圧検出信号Ｓ1
は基準源１４Ａの基準値よりも高く、電流検出信号Ｓ2
はＸ線管９のアノードＡとカソードＫ間を流れる管電流
にほぼ比例し、基準源１４Ｃの基準値よりも低い。した
がって、コンパレータ１４Ｂ，１４Ｄの出力信号は低レ
ベルであり、第１、第２のフリップフロップ回路１４
Ｈ，１４Ｉにより、インバータ動作停止信号Ｓ3 は低レ
ベルにラッチされ、制御回路１１に影響を与えない。
【００１２】このような状態で運転しているとき、仮に
第１の直流電圧発生回路５側の出力端子８と接地間に短
絡事故が発生すると、出力端子８の直流出力電圧が大幅
に低下してほぼゼロになり、出力電圧検出信号Ｓ1 が基
準源１４Ａの基準値よりも低くなる。したがって、コン
パレータ１４Ｂの出力信号は低レベルから高レベルに変
化し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｆの出力信号も低レベル
から高レベルに変化して、フリップフロップ回路１４Ｈ
をトリガする。これに伴いフリップフロップ回路１４Ｈ
の出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別回路
１４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１に与
え、インバータ回路２は動作を停止する。したがって、
過大な電流が第１の直流電圧発生回路５側に流れて回路
部品などを損傷する事故を防げる。このときＸ線管９を
流れる管電流は当然に減少するから、電流検出信号Ｓ2
は基準源１４Ｃの基準値よりも低いままであり、第２の
フリップフロップ回路１４Ｉの出力状態は変化しない。
第１の直流電圧発生回路５側の出力端子８と接地間に短
絡事故が発生すると、出力端子８の直流出力電圧が大幅
に低下してほぼゼロになり、出力電圧検出信号Ｓ1 が基
準源１４Ａの基準値よりも低くなる。したがって、コン
パレータ１４Ｂの出力信号は低レベルから高レベルに変
化し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｆの出力信号も低レベル
から高レベルに変化して、フリップフロップ回路１４Ｈ
をトリガする。これに伴いフリップフロップ回路１４Ｈ
の出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別回路
１４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１に与
え、インバータ回路２は動作を停止する。したがって、
過大な電流が第１の直流電圧発生回路５側に流れて回路
部品などを損傷する事故を防げる。このときＸ線管９を
流れる管電流は当然に減少するから、電流検出信号Ｓ2
は基準源１４Ｃの基準値よりも低いままであり、第２の
フリップフロップ回路１４Ｉの出力状態は変化しない。
【００１３】また、第２の直流電圧発生回路６側の出力
端子８’と接地間に電気絶縁不良が発生、例えば出力端
子８’が接地点に短絡されたとすると、トランス４の２
次巻線４Ｓの黒点側が正極性のときには、電流はその黒
点側から中性点Ｎ，出力端子８’及び第２の直流電圧発
生回路６を通してトランス４の２次巻線４Ｓの非黒点側
に流れ込むので、この半サイクルでは電流検出回路１０
を電流は流れない。次にトランス４の２次巻線４Ｓの黒
点側が負極性のときには、電流はトランス４の２次巻線
４Ｓの非黒点側から第２の直流電圧発生回路６の第１段
目のコンデンサ６Ｃ１とダイオード６Ｄ１、電流検出回
路１０及び中性点Ｎを通してトランス４の２次巻線４Ｓ
の黒点側に流れ込む。したがって、電流検出回路１０を
通して矢印方向に流れる直流電流が増大し、電流検出信
号Ｓ2 が基準源１４Ｃの基準値よりも高くなり、コンパ
レータ１４Ｄの出力信号は低レベルから高レベルに変化
し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｇの出力信号も低レベルか
ら高レベルに変化して、フリップフロップ回路１４Ｉを
トリガする。これに伴いフリップフロップ回路１４Ｉの
出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別回路１
４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１に与
え、インバータ回路２は動作を停止する。
端子８’と接地間に電気絶縁不良が発生、例えば出力端
子８’が接地点に短絡されたとすると、トランス４の２
次巻線４Ｓの黒点側が正極性のときには、電流はその黒
点側から中性点Ｎ，出力端子８’及び第２の直流電圧発
生回路６を通してトランス４の２次巻線４Ｓの非黒点側
に流れ込むので、この半サイクルでは電流検出回路１０
を電流は流れない。次にトランス４の２次巻線４Ｓの黒
点側が負極性のときには、電流はトランス４の２次巻線
４Ｓの非黒点側から第２の直流電圧発生回路６の第１段
目のコンデンサ６Ｃ１とダイオード６Ｄ１、電流検出回
路１０及び中性点Ｎを通してトランス４の２次巻線４Ｓ
の黒点側に流れ込む。したがって、電流検出回路１０を
通して矢印方向に流れる直流電流が増大し、電流検出信
号Ｓ2 が基準源１４Ｃの基準値よりも高くなり、コンパ
レータ１４Ｄの出力信号は低レベルから高レベルに変化
し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｇの出力信号も低レベルか
ら高レベルに変化して、フリップフロップ回路１４Ｉを
トリガする。これに伴いフリップフロップ回路１４Ｉの
出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別回路１
４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１に与
え、インバータ回路２は動作を停止する。
【００１４】次に、出力端子８と８’との間で電気絶縁
不良が生ずると、トランス４の２次巻線４Ｓの一方の端
子側から第１の直流電圧発生回路５、出力端子８、
８’、第２の直流電圧発生回路６、電流検出回路１０及
び中性点Ｎを通してトランス４の２次巻線４Ｓの他方の
端子側に流れる電流、つまり電流検出回路１０を通して
矢印方向に流れる直流電流が増大し、電流検出信号Ｓ2
が基準源１４Ｃの基準値よりも高くなる。したがって、
コンパレータ１４Ｄの出力信号は低レベルから高レベル
に変化し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｇの出力信号も低レ
ベルから高レベルに変化して、フリップフロップ回路１
４Ｉをトリガする。これに伴いフリップフロップ回路１
４Ｉの出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別
回路１４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１
に与え、インバータ回路２は動作を停止する。
不良が生ずると、トランス４の２次巻線４Ｓの一方の端
子側から第１の直流電圧発生回路５、出力端子８、
８’、第２の直流電圧発生回路６、電流検出回路１０及
び中性点Ｎを通してトランス４の２次巻線４Ｓの他方の
端子側に流れる電流、つまり電流検出回路１０を通して
矢印方向に流れる直流電流が増大し、電流検出信号Ｓ2
が基準源１４Ｃの基準値よりも高くなる。したがって、
コンパレータ１４Ｄの出力信号は低レベルから高レベル
に変化し、ＮＡＮＤゲート回路１４Ｇの出力信号も低レ
ベルから高レベルに変化して、フリップフロップ回路１
４Ｉをトリガする。これに伴いフリップフロップ回路１
４Ｉの出力信号は高レベルに遷移し、電気絶縁状態判別
回路１４がインバータ動作停止信号Ｓ3 を制御回路１１
に与え、インバータ回路２は動作を停止する。
【００１５】以上の説明からも分かるように、この発明
によれば、一般に単一の直流電圧発生回路の場合でも必
要とされる電圧検出回路と電流検出回路の数を増やすこ
となく、一対の直流電圧発生回路を備えた直流電圧電源
装置における３か所の電気絶縁破壊、つまり第１の直流
電圧発生回路５側の出力端子８、第２の直流電圧発生回
路６側の出力端子８’及び出力端子８と８’地間で電気
絶縁不良が検出できる。しかも正常時でも異常時でも電
圧検出信号Ｓ1 、電流検出信号Ｓ2 の双方とも正極性で
あるので、電気絶縁状態判別回路１４のコンパレータ１
４Ｂ、１４Ｄとも正の極性の電圧を与える電源を有する
だけで良く、双方の極性の電圧を与える電源を有する価
格の高いコンパレータである必要はないから、経済的に
優れている。
によれば、一般に単一の直流電圧発生回路の場合でも必
要とされる電圧検出回路と電流検出回路の数を増やすこ
となく、一対の直流電圧発生回路を備えた直流電圧電源
装置における３か所の電気絶縁破壊、つまり第１の直流
電圧発生回路５側の出力端子８、第２の直流電圧発生回
路６側の出力端子８’及び出力端子８と８’地間で電気
絶縁不良が検出できる。しかも正常時でも異常時でも電
圧検出信号Ｓ1 、電流検出信号Ｓ2 の双方とも正極性で
あるので、電気絶縁状態判別回路１４のコンパレータ１
４Ｂ、１４Ｄとも正の極性の電圧を与える電源を有する
だけで良く、双方の極性の電圧を与える電源を有する価
格の高いコンパレータである必要はないから、経済的に
優れている。
【００１６】なお、以上述べた実施例では電流検出回路
１０を高周波交流電流が流れたが、図２に示すように第
２の直流電圧発生回路６のダイオード６Ｄ１のカソード
とコンデンサ６Ｃ２との間を切り離し、コンデンサ６Ｃ
２のその切り離した一端を接地することにより、矢印方
向の直流電流が流れるだけである。この点について述べ
ると、図１のトランス４の２次巻線４Ｓに誘起される電
圧がその黒点側に対して非黒点側が正極性のとき、電流
は直流電圧発生回路６のコンデンサ６Ｃ１、ダイオード
６Ｄ１、電流検出回路１０及び中性点Ｎを矢印方向に流
れるが、トランス４の２次巻線４Ｓに誘起される電圧が
その非黒点側に対して黒点側が正極性のとき、電流は中
性点Ｎ、接地及び直流電圧発生回路６を流れ、電流検出
回路１０はバイパスされる。したがって、正常時、異常
時のいずれの場合も電流検出回路１０には図示矢印方向
の直流電流が流れるだけであり、正確に負荷電流を検出
できる。また、前記実施例では第１、第２の直流電圧発
生回路５、６はコッククロフトウォルトン回路で示した
が、倍電圧回路などの別の昇圧・整流タイプの回路でも
良い。さらにまた、実施例ではＸ線発生装置について述
べたが、他の高電圧負荷に対しても同様に適用でき、イ
ンバータ回路の変換周波数は任意で良い。
１０を高周波交流電流が流れたが、図２に示すように第
２の直流電圧発生回路６のダイオード６Ｄ１のカソード
とコンデンサ６Ｃ２との間を切り離し、コンデンサ６Ｃ
２のその切り離した一端を接地することにより、矢印方
向の直流電流が流れるだけである。この点について述べ
ると、図１のトランス４の２次巻線４Ｓに誘起される電
圧がその黒点側に対して非黒点側が正極性のとき、電流
は直流電圧発生回路６のコンデンサ６Ｃ１、ダイオード
６Ｄ１、電流検出回路１０及び中性点Ｎを矢印方向に流
れるが、トランス４の２次巻線４Ｓに誘起される電圧が
その非黒点側に対して黒点側が正極性のとき、電流は中
性点Ｎ、接地及び直流電圧発生回路６を流れ、電流検出
回路１０はバイパスされる。したがって、正常時、異常
時のいずれの場合も電流検出回路１０には図示矢印方向
の直流電流が流れるだけであり、正確に負荷電流を検出
できる。また、前記実施例では第１、第２の直流電圧発
生回路５、６はコッククロフトウォルトン回路で示した
が、倍電圧回路などの別の昇圧・整流タイプの回路でも
良い。さらにまた、実施例ではＸ線発生装置について述
べたが、他の高電圧負荷に対しても同様に適用でき、イ
ンバータ回路の変換周波数は任意で良い。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたように，この発明によれば電
圧検出回路と電流検出回路の数を増やすことなく各箇所
の電気絶縁不良を検出できるので、経済性に優れている
と共に、信頼性も向上し、また電気絶縁状態判別回路を
安価なものとすることができるので、実用上の効果が非
常に大きい。
圧検出回路と電流検出回路の数を増やすことなく各箇所
の電気絶縁不良を検出できるので、経済性に優れている
と共に、信頼性も向上し、また電気絶縁状態判別回路を
安価なものとすることができるので、実用上の効果が非
常に大きい。
【図１】この発明の一実施例を示す図である。
【図２】この発明の一実施例における電流検出の他の例
を示す図である。
を示す図である。
１・・・ＡＣーＤＣコンバータ ２・・・インバー
タ回路 ３・・・インダクタ ４・・・トランス ５・・・第１の直流電圧発生回路 ６・・・第２の直
流電圧発生回路 ７・・・出力電圧検出回路 ８、８’・・・出
力端子 ９・・・Ｘ線管 １０・・電流検出
回路 １１・・制御回路 １２・・フィラメ
ント電力制御回路 １３・・絶縁トランス １４・・電気絶縁
状態判別回路 １４Ａ，１４Ｃ・・・基準源 １４Ｂ，１４Ｄ・
・・コンパレータ １４Ｅ・・・遅延回路 １４Ｆ，１４Ｇ・・・ＮＡＮＤゲート回路 １４Ｈ，１４Ｉ・・・フリップフロップ回路
タ回路 ３・・・インダクタ ４・・・トランス ５・・・第１の直流電圧発生回路 ６・・・第２の直
流電圧発生回路 ７・・・出力電圧検出回路 ８、８’・・・出
力端子 ９・・・Ｘ線管 １０・・電流検出
回路 １１・・制御回路 １２・・フィラメ
ント電力制御回路 １３・・絶縁トランス １４・・電気絶縁
状態判別回路 １４Ａ，１４Ｃ・・・基準源 １４Ｂ，１４Ｄ・
・・コンパレータ １４Ｅ・・・遅延回路 １４Ｆ，１４Ｇ・・・ＮＡＮＤゲート回路 １４Ｈ，１４Ｉ・・・フリップフロップ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電力を高周波出力に変換するインバ
ータ回路、該インバータ回路を制御する制御回路、前記
インバータ回路の交流出力端子に接続された１次巻線と
２次巻線とを備えたトランス、該トランスの２次巻線間
に接続されて正の直流高電圧と負の直流高電圧をそれぞ
れ出力する第１の直流高電圧発生回路と第２の直流高電
圧発生回路、出力電圧検出回路、及び電流検出回路とを
備え、中性点が接地された直流高電圧電源装置におい
て、 前記出力電圧検出回路は前記第１の直流高電圧発生回路
が発生する直流高電圧を検出して出力電圧検出信号を出
力し、 前記電流検出回路は前記第２の直流高電圧発生回路と前
記接地された中性点との間を流れる電流を検出して電流
検出信号を出力し、 前記出力電圧検出信号と前記電流検出信号は前記制御回
路に与えられると共に、電気絶縁状態判別回路に与えら
れ、 該電気絶縁状態判別回路が前記出力電圧検出信号と前記
電流検出信号とそれぞれの基準値とを比較し、前記出力
電圧検出信号が前記対応する基準値より低下した場合、
あるいは前記電流検出信号が前記対応する基準値より高
くなった場合には、前記インバータ回路の動作を停止さ
せる停止信号を制御回路に与えることを特徴とする直流
高電圧電源装置。 - 【請求項２】 前記出力電圧検出回路は前記第１の直流
高電圧発生回路が発生する直流高電圧を検出して出力電
圧検出信号を前記電気絶縁状態判別回路に出力し、また
前記電流検出回路は前記第２の直流高電圧発生回路と前
記接地された中性点との間を流れる直流電流を検出して
前記出力電圧検出信号と同一極性の電流検出信号を前記
電気絶縁状態判別回路に出力し、前記電気絶縁状態判別
回路は前記それぞれの検出信号を単一極性の電源電圧を
持つコンパレータで比較する機能を有することを特徴と
する請求項１に記載の直流高電圧電源装置。 - 【請求項３】 前記電気絶縁状態判別回路は、直流高電
圧出力端子間に接続される負荷がオン状態にあるか、あ
るいはオフ状態にあるかを示す信号を受け、負荷電圧が
設定値以上であるときに、電気絶縁状態の判別を行うこ
とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流高電
圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10476394A JP3240031B2 (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | 直流高電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10476394A JP3240031B2 (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | 直流高電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07298620A true JPH07298620A (ja) | 1995-11-10 |
| JP3240031B2 JP3240031B2 (ja) | 2001-12-17 |
Family
ID=14389527
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10476394A Expired - Lifetime JP3240031B2 (ja) | 1994-04-19 | 1994-04-19 | 直流高電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3240031B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002246197A (ja) * | 2001-02-22 | 2002-08-30 | Hitachi Medical Corp | Ｘ線高電圧装置 |
| EP2706825A3 (en) * | 2012-09-05 | 2016-01-27 | Poskom Co., ltd. | High voltage driving device for X-ray tube |
| CN119024916A (zh) * | 2024-08-19 | 2024-11-26 | 鑫特朗科技(无锡)有限公司 | 一种用于x射线源的反馈调节电路 |
-
1994
- 1994-04-19 JP JP10476394A patent/JP3240031B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002246197A (ja) * | 2001-02-22 | 2002-08-30 | Hitachi Medical Corp | Ｘ線高電圧装置 |
| JP4662518B2 (ja) * | 2001-02-22 | 2011-03-30 | 株式会社日立メディコ | Ｘ線高電圧装置 |
| EP2706825A3 (en) * | 2012-09-05 | 2016-01-27 | Poskom Co., ltd. | High voltage driving device for X-ray tube |
| CN119024916A (zh) * | 2024-08-19 | 2024-11-26 | 鑫特朗科技(无锡)有限公司 | 一种用于x射线源的反馈调节电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3240031B2 (ja) | 2001-12-17 |
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