JPH07284271A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 並列に接続された複数のトランスの１次巻線
を断続する時に発生するスパイク電圧やスパイク電流を
制限し、さらに複数のトランスに高圧フライバックトラ
ンスを含む時に高圧出力の安定性向上や循環電流による
巻線損失の低減や誘導ノイズの低減を行う。 【構成】 直流安定化電圧を供給するスイッチング電源
装置で、第１のトランス３の１次巻線と、第１のスイッ
チング手段４０を直列に接続し、前記第１のトランス３
の１次巻線に並列に第２のスイッチング手段４１と第１
のコンデンサ６の直列回路を接続し、前記第１のトラン
ス３の１次巻線と並列に第２のトランス１０の１次巻線
と第３のスイッチング手段１９の直列回路を接続し、前
記第１のトランス３および第２のトランス１０の２次巻
線に誘起する電圧を整流平滑手段を介して出力に供給す
る構成を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は産業用や民生用の電子機
器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置は電子機器
の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴
い、より小型で出力の安定性が高く高効率で信頼性が高
いものが強く求められると共に、負荷への電圧供給を必
要に応じて細かくオンオフし省エネするパワーマネージ
メントのための制御機能も求められている。

【０００３】以下に従来のスイッチング電源装置につい
て説明する。図１０は先に特願平５−４６３３２号とし
て提案したスイッチング電源装置の回路構成を示すもの
である。図１０において、１は入力直流電源であり入力
電圧をＶINとする。２ａ−２ｂは入力端子であり入力直
流電源１の入力電圧ＶINが印加される。３は第１のトラ
ンスで１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線３
ａの一端を入力端子２ａに接続し他端を第１のスイッチ
ング手段４０を介して入力端子２ｂに接続し、２次巻線
３ｂは第１の整流平滑手段４２を介して第１の出力端子
１６ａ−１６ｂに接続される。４はスイッチング素子で
あり、制御回路１７によりオンオフされる。５はダイオ
ードであり前記スイッチング素子４と前記ダイオード５
で第１のスイッチング手段４０を構成する。６は第１の
コンデンサであり入力端子２ａと第２のスイッチング手
段４１を介して１次巻線３ａと第１のスイッチング手段
４０の接続点に接続され、１次巻線３ａの両端に発生す
るフライバック電圧ＶC1を保持する。７はスイッチング
素子であり、制御回路１７により前記スイッチング素子
４と交互にオンオフされる。８はダイオードであり前記
スイッチング素子７と前記ダイオード８で第２のスイッ
チング手段４１を構成する。９は第２のコンデンサであ
り第２のトランス１０の１次巻線１０ａを介し第２のス
イッチング手段４１の両端に接続され、１次巻線１０ａ
の両端に発生するフライバック電圧ＶC2を保持する。１
０は第２のトランスであり１次巻線１０ａと２次巻線１
０ｂを有し、２次巻線１０ｂは第２の整流平滑手段４３
を介して第２の出力端子１３ａ−１３ｂに接続される。
１１は整流ダイオードであり、１２は平滑コンデンサで
あり、前記整流ダイオード１１と前記平滑コンデンサ１
２とで第１の整流平滑手段４２を構成し、前記第１のト
ランス３の２次巻線３ｂに誘起するフライバック電圧を
整流平滑して第１の出力端子１６ａ−１６ｂに出力電圧
を供給する。１３ａ−１３ｂは第２の出力端子である。
１４は整流ダイオードであり、１５は平滑コンデンサで
あり、前記整流ダイオード１４と前記平滑コンデンサ１
５とで第２の整流平滑手段４３を構成し、前記第２のト
ランス１０の２次巻線１０ｂに誘起するフライバック電
圧を整流平滑して第２の出力端子１３ａ−１３ｂに出力
電圧を供給する。１６ａ−１６ｂは第１の出力端子であ
る。１７は制御回路であり第１の出力端子１６ａ−１６
ｂ間の電圧を検出し出力電圧が一定になるように前記ス
イッチング素子４と前記スイッチング素子７のオンオフ
比を変える制御信号を発生する。

【０００４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図１１の各部動作波形
を参照しながら説明する。

【０００５】図１１において（ａ）は制御回路１７のス
イッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示しており、
（ｂ）は制御回路１７のスイッチング素子７の駆動パル
ス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のトランス３の
１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第２のトラン
ス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、（ｅ）は第１
のスイッチング手段４０に印加される電圧ＶDS1 を示し
ており、（ｆ）は第１のスイッチング手段４０に流れる
電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチング手
段４１に印加される電圧ＶDS2 を示しており、（ｈ）は
第２のスイッチング手段４１に流れる２次巻線電流ＩQ2
を示しており、（ｉ）は整流ダイオード１１を流れる電
流ＩD1を示しており、（ｊ）は整流ダイオード１４を流
れる２次巻線電流ＩD2を示している。

【０００６】動作状態の時間的変化を示すためｔ1 〜ｔ
4 を図中に記している。時刻ｔ1 で制御回路１７のＶG1
信号によりスイッチング素子４がオンすると、第１のト
ランス３の１次巻線３ａに入力電圧ＶINが印加され、同
時に第２のトランス１０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋
ＶC1−ＶC2が印加される。この時、制御回路１７のＶG2
信号によりスイッチング素子７は既にオフしており、第
１のトランス３の２次巻線３ｂに接続される整流ダイオ
ード１１および第２のトランス１０の２次巻線１０ｂに
接続される整流ダイオード１４は共にオフしているよう
に接続されている。第１のトランス３の１次巻線３ａの
電流ＩL1および第２のトランス１０の１次巻線１０ａの
電流ＩL2は直線状に増加し、第１のトランス３および第
２のトランス１０に励磁エネルギーが蓄積される。時刻
ｔ3 で制御回路１７のＶG1信号でスイッチング素子４が
オフすると、スイッチング素子４を流れていた電流はダ
イオード８をオンさせ、第１のコンデンサ６と第２のコ
ンデンサ９を充電する。この時、制御回路１７のＶG2信
号でスイッチング素子７がオンするが、オン電流ＩQ2が
ダイオード８を流れてもスイッチング素子７を流れても
動作に変化はない。ダイオード８またはスイッチング素
子７がオンすると第１のトランス３の１次巻線３ａに第
１のコンデンサ６に保持されている直流電圧ＶC1が印加
され、同時に第２のトランス１０の１次巻線１０ａに第
２のコンデンサ９に保持されている直流電圧ＶC2が印加
される。この時、第１のトランス３の２次巻線３ｂに接
続される整流ダイオード１１はオンとなり、第１の出力
端子１６ａ−１６ｂに電流が供給される。また、第２の
トランス１０の２次巻線１０ａに接続される整流ダイオ
ード１４もオンとなり、第２の出力端子１３ａ−１３ｂ
にも電流が供給される。この時、第２のスイッチング手
段を流れる電流ＩQ2は第１のトランス３および第２のト
ランス１０の励磁エネルギーの減少と第１のトランス３
の２次巻線３ｂから放出される出力電流の増加および第
２のトランス１０の２次巻線１０ｂから放出する出力電
流の増加にともない、次第に減少し負の値となる。スイ
ッチング素子７に負電流が流れているときに制御回路１
７のＶG2信号によりスイッチング素子７がターンオフす
ると、この負電流によりダイオード５がオンする。同時
に、制御回路１７のＶG1信号によりスイッチング素子４
がオンとなるが、第１のスイッチング手段４０を流れる
電流ＩQ1がスイッチング素子４を流れてもダイオード５
を流れても動作に変化は生じない。スイッチング素子７
がオフしスイッチング素子４がオンすると、第１のトラ
ンス３の１次巻線３ａに入力電圧ＶINが印加され、同時
に第２のトランス１０の１次巻線１０ａに電圧ＶIN＋Ｖ
C1−ＶC2が印加され、この動作を繰り返す。

【０００７】スイッチング素子４のオン期間をＴON、オ
フ期間をＴOFF とすると、第１のトランス３のリセット
条件により ＶIN×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ち、第２のトランス１０のリセット条件から （ＶIN＋ＶC1−ＶC2）×ＴON＝ＶC2×ＴOFF となる。以上からＶC1、ＶC2を求めると ＶC1＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN ＶC2＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN となる。第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３
ｂの巻数比をｎ1 ：１、第２のトランス１０の１次巻線
１０ａと２次巻線１０ｂの巻数比をｎ2 ：１とすると第
１の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧ＶOUT1は ＶOUT1＝ＶC1／ｎ1 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ1 ×ＶIN 第２の出力端子１３ａ−１３ｂの出力電圧ＶOUT2は ＶOUT2＝ＶC2／ｎ2 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ2 ×ＶIN となり、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力電圧が得られ、
スイッチング素子４およびスイッチング素子７すなわち
第１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング手段
４１のオンオフ比により出力電圧が制御できる。この構
成では第１及び第２のトランスの漏れインダクタンスに
起因する、第１のスイッチング手段４０および第２のス
イッチング手段４１のターンオフ時のスパイク電圧がダ
イオード５およびダイオード８がターンオンする事によ
り効果的に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ
９に吸収され、スパイク電圧の発生はない。また、トラ
ンスの励磁電流は常に連続となり、負荷条件によるスイ
ッチング手段のオンオフ期間の変動も抑えられる。ま
た、２つの出力電圧を第１と第２のトランスから別々に
取り出しているため、各トランスの巻数比を個別に設定
でき設計の自由度が増す。また、各トランスの励磁電流
も小さくなり、インダクタンス値を比較的大きくでき、
高周波化する上で有利となる。また第１のコンデンサ６
と第２のコンデンサ９は直流電圧を保持する目的で用い
たがコンデンサの容量を小さくして、直流電圧を１周期
内で変動させレギュレーション特性を改善することが可
能である。

【０００８】さらに、第１のコンデンサ６の容量値を第
１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｂ間の漏れ
インダクタンスと共振するように設定すれば、第２のス
イッチング手段４１のオン期間に第１のコンデンサ６よ
り出力に供給される電流を共振させることができる。同
様に、第２のコンデンサ９の容量値を第２のトランス１
０の１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂ間の漏れインダク
タンスと共振するように設定すれば、第２のスイッチン
グ手段４１のオン期間に第２のコンデンサ９より出力に
供給される電流を共振させることができる。この時の各
部の動作波形を図１２に示している。

【０００９】図１２において（ａ）は制御回路１７のス
イッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示しており、
（ｂ）は制御回路１７のスイッチング素子７の駆動パル
ス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のトランス３の
１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は第２のトラン
ス１０の１次巻線電流ＩL2を示しており、（ｅ）は第１
のスイッチング手段４０に印加される電圧ＶDS1 を示し
ており、（ｆ）は第１のスイッチング手段４０に流れる
電流ＩQ1を示しており、（ｇ）は第２のスイッチング手
段４１に印加される電圧ＶDS2 を示しており、（ｈ）は
第２のスイッチング手段４１に流れる電流ＩQ2を示して
おり、（ｉ）は整流ダイオード１１を流れる２次巻線電
流ＩD1を示しており、（ｊ）は整流ダイオード１４を流
れる２次巻線電流ＩD2を示している。さらに、動作の時
間変化を示すためｔ1 〜ｔ5 を図中に記している。第２
のスイッチング手段４１がオンとなり出力に電流を供給
するとき、第１のコンデンサ６と第１のトランス３の漏
れインダクタンスは共振し、共振周波数をスイッチング
周波数より高く設定されているので、第１のトランス３
の２次巻線電流ＩD1は正弦波状となりゼロから立ち上が
り、ｔ4 で再びゼロとなる。従って整流ダイオード１１
はゼロ電流スイッチングとなりリカバリー電流は発生し
ない。同様に、第２のコンデンサ９と第２のトランス１
０の漏れインダクタンスは共振し、共振周波数をスイッ
チング周波数より高く設定されているので、第２のトラ
ンス１０の２次巻線電流ＩD2は正弦波状となりゼロから
立ち上がり、ｔ4 で再びゼロとなる。従って整流ダイオ
ード１４はゼロ電流スイッチングとなりリカバリー電流
は発生しない。これにより、ノイズの発生を大幅低減す
ることが可能となる。

【００１０】次に、他のスイッチング電源の構成につい
て説明する。図１３も先に特願平５−４６３３２号にお
いて提案したスイッチング電源の構成を示すものであ
る。図１３において、１は入力直流電源であり、２ａ−
２ｂは入力端子であり、３は第１のトランスでり、４は
スイッチング素子であり、５はダイオードであり、６は
第１のコンデンサであり、７はスイッチング素子であ
り、８はダイオードであり、１０は第２のトランスであ
り、１１は整流ダイオードであり、１２は平滑コンデン
サであり、整流ダイオード１１と平滑コンデンサ１２と
で第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ−１３ｂは第２
の出力端子であり、１４は整流ダイオードであり、１５
は平滑コンデンサであり、整流ダイオード１４と平滑コ
ンデンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成し、１６ａ
−１６ｂは第１の出力端子であり、１７は制御回路で、
４０は第１のスイッチング手段であり、４１は第２のス
イッチング手段であり、４２は第１の整流平滑手段であ
り、４３は第２の整流平滑手段であり、以上は図１０の
構成と同様なものである。図１０の構成と異なるのは第
２のコンデンサ９を無くし、第１のトランス３の１次巻
線３ａの両端に第２のトランス１０の１次巻線１０ａが
並列に接続されるようにした点である。

【００１１】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作について説明する。ま
ず、基本的な動作は図１０の回路構成の動作と同じであ
るが、第１のトランス３の１次巻線３ａと第２のトラン
ス１０の１次巻線１０ａが並列接続されているため、第
１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング手段４
１の交互のオンにより、両方のトランスの１次巻線３ａ
と１０ａには同一の電圧が絶えず印加されるため、両方
のトランスの２次巻線にもそれぞれの巻線比に比例した
フライバック電圧が誘起し、第１および第２の整流平滑
手段４２と４３により整流平滑され各出力に供給される
ため、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力が得られ、第１の
スイッチング手段４０および第２のスイッチング手段４
１のオンオフ比により出力電圧が制御できる。この構成
では、図１０の回路構成で既に説明した効果に対して、
第２のコンデンサ９は無く第１のコンデンサ６が共通と
なるため、第１のコンデンサ６の容量値と各トランスの
漏れインダクタンスとが共振するように設定する場合、
漏れインダクタンス値を同一に合わせ込む必要が生ずる
が、すべての効果が同一に得られる特徴がある。

【００１２】このように複数のトランスで構成された回
路では、トランスの１次巻線をリレー等の第３のスイッ
チング手段で切り離すことで、所要の出力電圧のみオン
オフを行なえるように構成できる。以下にその回路構成
を図１３の回路構成を例として図１４に示す。

【００１３】図１４において、１は入力直流電源であ
り、２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトランス
であり、４はスイッチング素子であり、５はダイオード
であり、６は第１のコンデンサであり、７はスイッチン
グ素子であり、８はダイオードであり、１０は第２のト
ランスであり、１１は整流ダイオードであり、１２は平
滑コンデンサであり、整流ダイオード１１と平滑コンデ
ンサ１２とで第１の整流平滑手段を構成し、１３ａ−１
３ｂは第２の出力端子であり、１４は整流ダイオードで
あり、１５は平滑コンデンサであり、整流ダイオード１
４と平滑コンデンサ１５とで第２の整流平滑手段を構成
し、１６ａ−１６ｂは第１の出力端子であり、１７は制
御回路で、４０は第１のスイッチング手段であり、４１
は第２のスイッチング手段であり、４２は第１の整流平
滑手段であり、４３は第２の整流平滑手段であり、以上
は図１３の構成と同様なものである。図１３の構成と異
なるのは、第２のトランス１０の１次巻線３ａに直列に
外部信号によりオンオフする第３のスイッチング手段１
９を接続した点である。

【００１４】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作について説明する。ま
ず、基本的な動作は図１３の回路構成と同じで省略する
が、第３のスイッチング手段１９を必要に応じてオフす
ることで第２のトランス１０の１次巻線１０ａがスイッ
チング回路から切り離すことができ、この場合第２のト
ランス１０より供給される出力が複数あっても全部同時
にオフすることができる。また、第２のトランスをスイ
ッチング回路から切り離すことで、１次巻線１０ａの励
磁電流も無くなるため損失が大幅に減少する。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の回
路構成では、第２のトランス１０の１次巻線１０ａをス
イッチング回路から第３のスイッチング手段１９で切り
離すとき、１次巻線１０ａに流れる巻線電流も同時に遮
断することになり、大きな逆起電圧を発生して第３のス
イッチング手段１９や２次巻線１０ｂに接続される整流
平滑回路手段４３の過電圧による破壊および入出力への
急峻なノイズ発生等が発生する場合がある。

【００１６】図１５は、第３のスイッチング手段１９が
オフする時の動作波形を示している。図１５において、
（ａ）および（ｃ）は第２のトランス１０の１次巻線電
流ＩL2を示しており、（ｂ）および（ｄ）は第２のトラ
ンス１０の１次巻線間電圧を示しており、図中に記した
ｔ1 は第１のスイッチング手段４０のターンオン時間を
示し、ｔ2 は第２のトランス１０の励磁電流が入力に回
生され終わる時間を示し、ｔ3 は第１のスイッチング手
段４０のターンオフ時間を示し、ｔ6 は第３のスイッチ
イング手段１９がオフしたタイミングを示す。図１５の
（ａ）および（ｃ）に示すように、第２のトランス１０
を励磁する期間（ｔ2 〜ｔ3 ）で第３のスイッチイング
手段１９がオフする時には、逆起電圧の発生方向が２次
巻線１０ｂに接続された整流ダイオード１４をオンさせ
る方向のため励磁エネルギーが出力に放出され、第２の
トランス１０の１次巻線１０ａはフライバック電圧でク
ランプされるため問題はない。しかし、図１５の（ｃ）
および（ｄ）に示すように、第２のトランス１０の励磁
電流が入力に回生される期間（ｔ1 〜ｔ2 ）で第３のス
イッチイング手段１９がオフする時に大きな逆起電圧を
発生していることがわかる。これは、第２のトランス１
０の励磁電流が入力に回生されている時に第３のスイッ
チング手段１９で遮断されると、逆起電圧の発生方向が
２次巻線１０ｂに接続された整流ダイオード１４をオフ
させる方向のため（フライバック電圧と逆方向）、励磁
エネルギーの逃げ場がなくなるためである。

【００１７】そこで、一般的な対策として第３のスイッ
チング手段１９の両端、もしくは１次巻線１０ａの両端
にスナバーやサージ吸収素子等を接続する方法がある。
しかし、第３のスイッチング手段１９の両端に接続した
場合、第３のスイッチング手段１９がオフしても第１の
トランス３のスイッチング波形の高周波電流成分の一部
が第３のスイッチング手段１９の両端に接続したスナバ
ーやサージ吸収素子等を介して１次巻線１０ａに流れ込
むため、完全に出力がゼロ電圧に下がらず損失も発生す
る。また、１次巻線１０ａの両端に接続した場合、第３
のスイッチング手段１９がオンして通常動作になると、
１次巻線１０ｂ両端に接続されたスナバーやサージ吸収
素子の影響でスイッチング波形に影響を及ぼしノイズや
損失の増加を招く。

【００１８】さらに、第２のトランス１０が高圧フライ
バックトランスなどの２次巻線に高圧出力巻線を有する
場合、前記高圧出力巻線の大きな分布容量のため第２の
トランス１０に発生する誘起電圧の立ち上がりや立下が
りは、第１のトランス３に発生する誘起電圧より非常に
遅いため、この誘起電圧差を埋めるため第１のトランス
３の１次巻線３ａから第２のトランス１０の１次巻線１
０ａへ急峻な循環電流が流れ損失の増加を招き、同時に
前記高圧出力巻線の分布容量への急峻な充放電電流によ
りスイッチング電流の大きなリンギングによる高圧出力
電圧の軽負荷時の上昇やリンギング電流によるノイズの
発生など、損失の増加や出力の安定性が著しく悪化する
という問題点を有している。

【００１９】本発明は、上記問題点を解決するもので、
簡単な回路構成で第３のスイッチング手段１９のターン
オフ時に発生する急峻な逆電圧を確実に低い電圧で抑制
し、高圧出力を供給する場合に発生する電流リンギング
等による出力の安定性悪化やトランスの巻線損失や高圧
誘導ノイズの増加を抑制するスイッチング電源装置を供
給することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスイッチング電源装置は、入力直流電源の両
端に少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有する
第１のトランスの１次巻線とオンオフを繰り返す第１の
スイッチング手段を直列に接続し、前記第１のトランス
の１次巻線に並列に前記第１のスイッチング手段と交互
にオンオフを繰り返す第２のスイッチング手段と第１の
コンデンサの直列回路を接続し、前記第１のトランスの
１次巻線と前記入力直流電源の接続点に少なくとも１次
巻線と１つ以上の２次巻線を有する第２のトランスの１
次巻線の一端が接続され、前記第２のトランスの１次巻
線の他端が外部信号によりオンオフされる第３のスイッ
チング手段を介して前記第２のスイッチング手段と前記
第１のトランスの１次巻線の接続点に接続し、前記第２
のトランスの１次巻線と前記第３のスイッチング手段の
接続点と前記入力直流電源の一端にダイオードを接続
し、前記第１および第２のトランスの２次巻線に誘起す
るフライバック電圧を第１および第２の整流平滑手段を
介して第１および第２の出力に供給する構成を有してい
る。

【００２１】さらに、前記第２のトランスは少なくとも
１次巻線と高圧巻線を含む１つ以上の２次巻線を有する
第２のトランスであり、前記第２のトランスの１次巻線
の両端に第３のコンデンサを接続し、前記第１および第
２のトランスの２次巻線および高圧巻線に誘起するフラ
イバック電圧を第１の整流平滑手段および高圧整流平滑
手段を介して第１の出力および高圧出力に供給する構成
を有している。

【００２２】さらに、前記第２のトランスの１次巻線の
両端に第３のコンデンサと電流制限手段の直列接続回路
を接続した構成を有している。

【００２３】

【作用】この構成によって、第２のトランスの励磁電流
が１次巻線を介して入力に回生されている時に、第３の
スイッチング手段で遮断されても、前記１次巻線に発生
する逆起電圧を前記１次巻線と前記第３のスイッチング
手段の接続点と前記入力直流電源の一端に接続したダイ
オードを介して、引き続き前記励磁電流を入力直流電圧
に回生することが可能となり過大な逆起電圧の発生を防
止でき、また前記第２のトランスの２次巻線が高圧出力
巻線の時に、前記１次巻線の両端に第３のコンデンサを
接続することで、第１のトランスに発生する誘起電圧の
立ち上がりや立下がりを抑制し、前記第１のトランスと
前記第２のトランスの１次巻線間に流れる循環電流を抑
制し、同時に前記高圧出力巻線の分布容量への急峻な充
放電電流を防止することでノイズの発生や損失の増加や
出力の安定性悪化を防止でき、前記第３のコンデンサに
直列に電流制限手段を接続することで、前記第３のスイ
ッチング手段のターンオン時に前記第３のコンデンサの
充放電突入電流を制限することで、前記第１のスイッチ
ング手段や前記第３のスイッチング手段に流れる電流を
制限し信頼性を向上させることができる。

【００２４】

【実施例】

（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。

【００２５】図１において、１は入力直流電源であり入
力電圧をＶINとする。２ａ−２ｂは入力端子であり入力
直流電源１の入力電圧ＶINが印加される。３は第１のト
ランスで１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線
３ａの一端を入力端子２ａに接続し他端を第１のスイッ
チング手段４０を介して入力端子２ｂに接続し、２次巻
線３ｂは第１の整流平滑手段４２を介して第１の出力端
子１６ａ−１６ｂに接続される。４はスイッチング素子
であり、制御回路１７によりオンオフされる。５はダイ
オードであり前記スイッチング素子４と前記ダイオード
５で第１のスイッチング手段４０を構成する。６は第１
のコンデンサであり入力端子２ａと第２のスイッチング
手段４１を介して１次巻線３ａと第１のスイッチング手
段４０の接続点に接続され、１次巻線３ａの両端に発生
するフライバック電圧ＶC1を保持する。７はスイッチン
グ素子であり、制御回路１７によりスイッチング素子４
と交互にオンオフされる。８はダイオードであり前記ス
イッチング素子７と前記ダイオード８で第２のスイッチ
ング手段４１を構成する。１０は第２のトランスであり
１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂを有し、１次巻線１０
ａは第３のスイッチング手段１９を介して第１のトラン
ス３の１次巻線３ａの両端に並列に接続され、２次巻線
１０ｂは第２の整流平滑手段４３を介して第２の出力端
子１３ａ−１３ｂに接続される。１１は整流ダイオード
であり、１２は平滑コンデンサであり、前記整流ダイオ
ード１１と前記平滑コンデンサ１２とで第１の整流平滑
手段４２を構成し、前記第１のトランス３の２次巻線３
ｂの誘起するフライバック電圧を整流平滑して第１の出
力端子１６ａ−１６ｂに出力電圧を供給する。１３ａ−
１３ｂは第２の出力端子である。１４は整流ダイオード
であり、１５は平滑コンデンサであり、前記整流ダイオ
ード１４と前記平滑コンデンサ１５とで第２の整流平滑
手段４３を構成し、前記第２のトランス１０の２次巻線
１０ｂに誘起するフライバック電圧を整流平滑して第２
の出力端子１３ａ−１３ｂに出力電圧を供給する。１６
ａ−１６ｂは第１の出力端子である。１７は制御回路で
あり前記第１の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出
し出力電圧が一定になるように前記スイッチング素子４
と前記スイッチング素子７のオンオフ比を変える制御信
号を発生する。１９は第３のスイッチング手段であり必
要により外部より信号を与えられオンオフされる。２０
はダイオードでありカソードを１次巻線１０ａと第３の
スイッチング手段の接続点に接続し、アノードを入力端
子２ｂに接続され、第３のスイッチング手段１９のオフ
時に発生する逆起電圧をクランプする。

【００２６】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を図１１の各部動作波形
を参照しながら説明する。なお図１１の詳細な説明は既
に述べたので省略する。

【００２７】第３のスイッチング手段１９がオンしてい
る時、時刻ｔ1 で制御回路１７のＶG1信号によりスイッ
チング素子４がオンすると、第１のトランス３の１次巻
線３ａに入力電圧ＶINが印加され、同時に第２のトラン
ス１０の１次巻線１０ａにも同様に電圧ＶINが印加され
る。この時、制御回路１７のＶG2信号によりスイッチン
グ素子７は既にオフしており、第１のトランス３の２次
巻線３ｂに接続される整流ダイオード１１および第２の
トランス１０の２次巻線１０ｂに接続される整流ダイオ
ード１４は共にオフしているように接続されている。第
１のトランス３の１次巻線３ａの電流ＩL1および第２の
トランス１０の１次巻線１０ａの電流ＩL2は共に直線状
に増加し、第１のトランス３および第２のトランス１０
に励磁エネルギーが蓄積される。時刻ｔ3 で制御回路１
７のＶG1信号でスイッチング素子４がオフすると、スイ
ッチング素子４を流れていた電流はダイオード８をオン
させ、第１のコンデンサ６を充電する。この時、制御回
路１７のＶG2信号でスイッチング素子７がオンするが、
オン電流ＩQ2がダイオード８を流れてもスイッチング素
子７を流れても動作に変化はない。ダイオード８または
スイッチング素子７がオンすると第１のトランス３の１
次巻線３ａおよび第２のトランス１０の１次巻線１０ａ
の両方に、第１のコンデンサ６に保持されている直流電
圧ＶC1が印加される。この時、第１のトランス３の２次
巻線３ｂに接続される整流ダイオード１１はオンとな
り、第１の出力端子１６ａ−１６ｂに電流が供給され
る。また、第２のトランス１０の２次巻線１０ａに接続
される整流ダイオード１４も同様にオンとなり、第２の
出力端子１３ａ−１３ｂにも電流が供給される。この
時、第２のスイッチング手段を流れる電流ＩQ2は第１の
トランス３および第２のトランス１０の励磁エネルギー
の減少と第１のトランス３の２次巻線３ｂから放出され
る出力電流の増加および第２のトランス１０の２次巻線
１０ｂから放出する出力電流の増加にともない、次第に
減少し負の値となる。スイッチング素子７に負電流が流
れているときに制御回路１７のＶG2信号によりスイッチ
ング素子７がターンオフすると、この負電流によりダイ
オード５がオンする。同時に、制御回路１７のＶG1信号
によりスイッチング素子４がオンとなるが、第１のスイ
ッチング手段４０を流れる電流ＩQ1がスイッチング素子
４を流れてもダイオード５を流れても動作に変化は生じ
ない。スイッチング素子７がオフしスイッチング素子４
がオンすると、第１のトランス３の１次巻線３ａに入力
電圧ＶINが印加され、同時に第２のトランス１０の１次
巻線１０ａににも入力電圧ＶINが印加され、その動作を
繰り返す。

【００２８】ここで、第１のトランス３の１次巻線３ａ
と２次巻線３ｂの巻数比をｎ1 ：１、第２のトランス１
０の１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂの巻数比をｎ2 ：
１とすると第１の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧Ｖ
OUT1は ＶOUT1＝ＶC1／ｎ1 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ1 ×ＶIN 第２の出力端子１３ａ−１３ｂの出力電圧ＶOUT2は ＶOUT2＝ＶC1／ｎ2 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ2 ×ＶIN となり、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力電圧が得られ、
スイッチング素子４およびスイッチング素子７すなわち
第１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング手段
４１のオンオフ比により出力電圧が制御できる。この構
成では第１及び第２のトランスの漏れインダクタンスに
起因する、第１のスイッチング手段４０および第２のス
イッチング手段４１のターンオフ時のスパイク電圧がダ
イオード５およびダイオード８がターンオンする事によ
り効果的に第１のコンデンサ６に吸収され、スパイク電
圧の発生はない。また、トランスの励磁電流は常に連続
となり、負荷条件によるスイッチング手段のオンオフ期
間の変動も抑えられる。また、２つの出力電圧を第１と
第２のトランスから別々に取り出しているため、各トラ
ンスの巻数比を個別に設定でき設計の自由度が増す。ま
た、各トランスの励磁電流も小さくなり、インダクタン
ス値を比較的大きくでき、高周波化する上で有利とな
る。さらに、第２のトランス１０の１次巻線１０ａを第
３のスイッチング手段１９のオフで切り離すとき、１次
巻線１０ａの巻線電流（第２のトランス１０の励磁電
流）が入力に回生されている時に第３のスイッチング手
段１９で遮断されて、逆起電圧の発生方向が２次巻線１
０ｂに接続された整流ダイオード１４をオフさせる方向
（フライバック電圧と逆方向）に発生しても、入力電圧
ＶIN以上になると励磁エネルギーはダイオード２０を介
して引き続き入力に回生されるため入力電圧ＶINにクラ
ンプされる。

【００２９】図２は、第１のスイッチング手段４０がオ
ンして、第３のスイッチイング手段１９がオフする時の
等価回路と動作波形を示している。図２において、
（ａ）は第２のトランス１０の１次巻線電流ＩL2を示し
ており、（ｂ）は第２のトランス１０の１次巻線間電圧
Ｖ10a を示しており、（ｃ）はダイオード２０の電流Ｉ
20を示しており、図中に記したｔ1 は第１のスイッチン
グ手段４０のターンオン時間を示し、ｔ2 は第２のトラ
ンス１０の励磁電流が入力に回生され終わる時間を示
し、ｔ3 は第１のスイッチング手段４０のターンオフ時
間を示し、ｔ6 は第３のスイッチング手段１９がオフし
たタイミングを示し、実線がダイオード２０がある場合
を示し、点線がダイオード２０がない場合を示す。

【００３０】以上のように本実施例によれば、入力直流
電源１の両端に第１のトランス３の１次巻線３ａと第１
のスイッチング手段４０を直列に接続し、前記第１のト
ランス３の１次巻線３ａに並列に第２のスイッチング手
段４１と第１のコンデンサ６の直列回路を接続し、前記
第１のトランス３の１次巻線３ａと前記入力直流電源の
接続点に第２のトランス１０の１次巻線１０ａの一端が
接続され、前記第２のトランス１０の１次巻線１０ａの
他端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第２の
スイッチング手段４１と前記第１のトランス３の１次巻
線３ａの接続点に接続し、前記第２のトランス１０の１
次巻線１０ａと前記第３のスイッチング手段１９の接続
点と前記入力直流電源１の一端にダイオード２０を接続
ことにより、図２に示すように１次巻線１０ａの巻線電
流（第２のトランス１０の励磁電流）が入力に回生され
ている時に第３のスイッチイング手段１９で遮断されて
も、励磁エネルギーはダイオード２０を介して引き続き
入力に回生されるため過大な逆起電圧が発生せず、さら
に第３のスイッチング手段１９がオン状態の時の回路動
作に影響を与えることはない。

【００３１】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００３２】図３において、１は入力直流電源であり、
２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトランスであ
り、４はスイッチング素子であり、５はダイオードであ
り、６は第１のコンデンサであり、７はスイッチング素
子であり、８はダイオードであり、１０は第２のトラン
スであり、１１は整流ダイオードであり、１２は平滑コ
ンデンサであり、１３ａ−１３ｂは第２の出力端子であ
り、１４は整流ダイオードであり、１５は平滑コンデン
サであり、１６ａ−１６ｂは第１の出力端子であり、１
７は制御回路であり、１９は第３のスイッチング手段で
あり、２０はダイオードであり、４０は第１のスイッチ
ング手段であり、４１は第２のスイッチング手段であ
り、４２は第１の整流平滑手段であり、４３は第２の整
流平滑手段であり、以上は図１の構成と同様なものであ
る。図１の構成と異なるのは第２のコンデンサ９を第２
のトランス１０の１次巻線１０ａと第３のスイッチング
手段１９の直列回路に直列に接続されるようにし、さら
に前記第２のコンデンサ９と前記１次巻線１０ａと第３
のスイッチング手段１９の直列回路を第２のスイッチン
グ手段４１の両端に接続した点である。

【００３３】上記のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。まず、基本
的な動作は図１の回路構成と同じであるが、第２のコン
デンサ９と第２のトランス１０の１次巻線１０ａと第３
のスイッチング手段１９の直列接続回路が第２のスイッ
チング手段４１に並列に接続されるため、第１のスイッ
チング手段４０のオンにより第２のトランス１０の１次
巻線１０ａの両端には、入力電圧ＶINと第１のコンデン
サ６の両端電圧ＶC1の和から第２のコンデンサ９の両端
電圧ＶC2を引いた電圧が、第２のスイッチング手段４１
のオンにより第２のコンデンサ９の両端電圧ＶC2がそれ
ぞれ印加される動作を繰り返す。

【００３４】スイッチング素子４のオン期間をＴON、オ
フ期間をＴOFF とすると、第１のトランス３のリセット
条件により ＶIN×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ち第２のトランス１０のリセット条件から （ＶIN＋ＶC1−ＶC2）×ＴON＝ＶC2×ＴOFF となる。以上からＶC1、ＶC2を求めると ＶC1＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN ＶC2＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN ＶC1＝ＶC2 となる。第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３
ｂの巻数比をｎ1 ：１、第２のトランス１０の１次巻線
１０ａと２次巻線１０ｂの巻数比をｎ2 ：１とすると第
１の出力端子１６ａ−１６ｂの出力電圧ＶOUT1は ＶOUT1＝ＶC1／ｎ1 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ1 ×ＶIN 第２の出力端子１３ａ−１３ｂの出力電圧ＶOUT2は ＶOUT2＝ＶC2／ｎ2 ＝ＴON／ＴOFF ／ｎ2 ×ＶIN となり、ＶOUT1とＶOUT2は比例した出力電圧が得られ、
スイッチング素子４およびスイッチング素子７すなわち
第１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング手段
４１のオンオフ比により出力電圧が制御できる。さら
に、第２のトランス１０の１次巻線１０ａを第３のスイ
ッチング手段１９のオフで切り離すとき、前記１次巻線
１０ａの巻線電流（第２のトランス１０の励磁電流）が
第１のスイッチング手段４０と第２のコンデンサ９と第
１のコンデンサ６を介して入力に回生されている時に第
３のスイッチング手段１９で遮断されて、逆起電圧の発
生方向が２次巻線１０ｂに接続された整流ダイオード１
４をオフさせる方向（フライバック電圧と逆方向）に発
生しても、入力電圧ＶIN以上になると前記１次巻線１０
ａの巻線電流はダイオード２０と第２のコンデンサ９と
第１のコンデンサ６を介して引き続き入力に回生される
ため入力電圧ＶINにクランプされる。

【００３５】以上のように、入力直流電源１の両端に第
１のトランス３の１次巻線３ａとオンオフを繰り返す第
１のスイッチング手段４０を直列に接続し、前記第１の
トランス３の１次巻線３ａに並列に前記第１のスイッチ
ング手段４０と第２のスイッチング手段４１と第１のコ
ンデンサ６の直列回路を接続し、前記第２のスイッチン
グ手段４１と前記第１のコンデンサ６の接続点に第２の
コンデンサ９を介して第２のトランス１０の１次巻線１
０ａの一端が接続され、前記第２のトランス１０の１次
巻線１０ａの他端が第３のスイッチング手段１９を介し
て前記第２のスイッチング手段４１と前記第１のトラン
ス３の１次巻線３ａの接続点に接続し、前記第２のトラ
ンス１０の１次巻線１０ａと前記第３のスイッチング手
段１９の接続点と前記入力直流電源１の一端にダイオー
ド２０を接続したことにより、図１で既に説明した特徴
以外に、第１のコンデンサ６の容量値を第１のトランス
３の１次巻線３ａと２次巻線３ｂ間の漏れインダクタン
スと共振するように設定すれば、第２のスイッチング手
段４１のオン期間に第１のコンデンサ６より出力に供給
される電流を共振させることができる。同様に、第２の
コンデンサ９の容量値を第２のトランス１０の１次巻線
１０ａと２次巻線１０ｂ間の漏れインダクタンスと共振
するように設定すれば、第２のスイッチング手段４１の
オン期間に第２のコンデンサ９より出力に供給される電
流を共振させることができる。図１５にその時の動作波
形を示すが、図１５の詳細な説明は既に述べたので省略
する。第２のスイッチング手段４１がオンとなり出力に
電流を供給するとき、第１のコンデンサ６と第１のトラ
ンス３の漏れインダクタンスは共振し、共振周波数がス
イッチング周波数より高く設定されているので、第１の
トランス３の２次巻線電流ＩD1は正弦波状となりゼロか
ら立ち上がり、ｔ4 で再びゼロとなる。従って整流ダイ
オード１１はゼロ電流スイッチングとなりリカバリー電
流は発生しない。同様に、第２のコンデンサ９と第２の
トランス１０の漏れインダクタンスは共振し、共振周波
数がスイッチング周波数より高く設定されているので、
第２のトランス１０の２次巻線電流ＩD2は正弦波状とな
りゼロから立ち上がり、ｔ4 で再びゼロとなる。従って
整流ダイオード１４はゼロ電流スイッチングとなりリカ
バリー電流は発生しない。これにより、発生ノイズの大
幅低減が可能となる。

【００３６】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００３７】図４において、１は入力直流電源であり入
力電圧をＶINとする。２ａ−２ｂは入力端子であり入力
直流電源１の入力電圧ＶINが印加される。３は第１のト
ランスで１次巻線３ａと２次巻線３ｂを有し、１次巻線
３ａの一端を入力端子２ａに接続し他端を第１のスイッ
チング手段４０を介して入力端子２ｂに接続し、２次巻
線３ｂは第１の整流平滑手段４２を介して第１の出力端
子１６ａ−１６ｂに接続される。４はスイッチング素子
であり、制御回路１７によりオンオフされる。５はダイ
オードであり前記スイッチング素子４と前記ダイオード
５で第１のスイッチング手段４０を構成する。６は第１
のコンデンサであり入力端子２ａと第２のスイッチング
手段４１を介して前記１次巻線３ａと第１のスイッチン
グ手段４０の接続点に接続され、前記１次巻線３ａの両
端に発生するフライバック電圧ＶC1を保持する。７はス
イッチング素子であり、制御回路１７によりスイッチン
グ素子４と交互にオンオフされる。８はダイオードであ
り前記スイッチング素子７と前記ダイオード８で第２の
スイッチング手段４１を構成する。３０は高圧フライバ
ックトランスであり１次巻線３０ａと高圧巻線３０ｂ〜
３０ｄを有し、１次巻線３０ａは第３のスイッチング手
段１９を介して第１のトランス３の１次巻線３ａの両端
に並列に接続され、高圧巻線３０ｂはダイオード２３と
高圧巻線３０ｃはダイオード２４と高圧巻線３０ｄはダ
イオード２５をそれぞれ介してすべて直列に接続され高
圧出力端子２６ａ−２６ｂの両端に接続され、高圧巻線
３０ｂ〜３０ｄに誘起するフライバック電圧を整流して
高圧出力端子２６ａ−２６ｂに供給する。１１は整流ダ
イオードであり、１２は平滑コンデンサであり、前記整
流ダイオード１１と前記平滑コンデンサ１２とで第１の
整流平滑手段４２を構成し、前記第１のトランス３の２
次巻線３ｂに誘起するフライバック電圧を整流平滑して
第１の出力端子１６ａ−１６ｂに出力電圧を供給する。
１６ａ−１６ｂは第１の出力端子である。１７は制御回
路であり第１の出力端子１６ａ−１６ｂ間の電圧を検出
し出力電圧が一定になるように前記スイッチング素子４
と前記スイッチング素子７のオンオフ比を変える制御信
号を発生する。１８はコンデンサであり第１のスイッチ
ング手段４０の両端に接続され、第１のスイッチング手
段４０がオフするときに発生する急峻な電圧の上昇を吸
収し抑制する。１９は第３のスイッチング手段であり必
要により外部より信号を与えられオンオフされる。２０
はダイオードでありカソードを１次巻線１０ａと第３の
スイッチング手段の接続点に接続し、アノードを入力端
子２ｂに接続され、第３のスイッチング手段１９のオフ
時に発生する逆起電圧をクランプする。２１はコンデン
サであり高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０
ａの両端に接続され、前記１次巻線３０ａに誘起するフ
ライバック電圧の急峻な電圧の上昇を吸収し抑制する。
２３、２４、２５は高圧ダイオードである。２６ａ−２
６ｂは高圧出力端子である。

【００３８】以上のように構成されたスイッチング電源
装置について、図５を用いてその動作を説明する。

【００３９】図５において（ａ）は制御回路１７のスイ
ッチング素子４の駆動パルス波形ＶG1を示しており、
（ｂ）は制御回路１７のスイッチング素子７の駆動パル
ス波形ＶG2を示しており、（ｃ）は第１のトランス３の
１次巻線電流ＩL1を示しており、（ｄ）は高圧フライバ
ックトランス３０の１次巻線電流ＩL2を示しており、波
形の中に記したＩ34は後述する高圧フライバックトラン
ス３０の高圧巻線間の分布容量への充放電電流の１次巻
線電流を示しており、（ｅ）は第１のスイッチング手段
４０に印加される電圧波形ＶDS1 を示しており、（ｆ）
は第１のスイッチング手段４０に流れる電流波形ＩQ1を
示しており、（ｇ）は第２のスイッチング手段４１に流
れる電流波形ＩQ2を示しており、点線はコンデンサ１８
及びコンデンサ２１が接続され無い場合の波形を示して
いる。

【００４０】まず、出力が制御される動作は図１の回路
構成と同様なため説明は省略するが、トランスの一方が
高圧フライバックトランス３０であり、第１のスイッチ
ング手段４０の両端と高圧フライバックトランス３０の
１次巻線３０ａの両端にそれぞれコンデンサ１８とコン
デンサ２１を分けて接続している点で動作が異なる。高
圧フライバックトランス３０は高圧出力電圧ＨＶOUT2を
供給するため、１次巻線３０ａの巻線数に比較して高圧
巻線３０ｂ〜３０ｄは非常に多い巻線を有しており、高
圧ダイオード２３〜２５で分割されているとは言え高圧
巻線間の分布容量は非常に大きく、前記分布容量への充
放電電流の影響でスイッチング波形や高圧出力電圧の安
定性に大きく影響する。コンデンサ１８とコンデンサ２
１は第１のスイッチング手段４０がオフしたときにトラ
ンス３の１次巻線３ａ及び高圧フライバックトランス３
０の１次巻線３０ａに発生するフライバック電圧の急峻
な上昇を抑制し、高圧巻線３０ｂ〜３０ｄの誘起電圧の
上昇を抑制し前記高圧巻線間の分布容量の充放電電流を
抑制する。図５でも示すように、高圧フライバックトラ
ンス３０の１次巻線３０ａに流れる１次巻線電流ＩL2
は、前記高圧巻線間の分布容量の影響で振動している
が、コンデンサ１８およびコンデンサ２１により前記振
動がかなり抑制される様子がわかる。これらの動作をさ
らに詳しく説明するため図６を参照する。

【００４１】図６は第１のスイッチング手段４０のター
ンオフおよび第２のスイッチング手段４１のターンオフ
時の等価回路と動作波形を示している。図６において、
（ａ）は第１のスイッチング手段４０に印加される電圧
波形ＶDS1 と、（ｂ）は第１のスイッチング手段４０に
流れる電流波形ＩQ1と、（ｃ）は第２のスイッチング手
段４１に流れる電流波形ＩQ2の前記各スイッチング手段
のターンオフ時の拡大波形を示しており、実線が実際の
観測波形であり、点線は第１のトランス３のみ独立して
動作させたときの動作波形であり、１点鎖線は高圧フラ
イバックトランス３０のみ独立して動作させたときの動
作波形である。図６の等価回路において、３１〜３３は
前記高圧巻線間の分布容量を示し、Ｉ31〜Ｉ33は前記高
圧巻線間の分布容量への充放電電流を示し、Ｉ34は前記
高圧巻線間の分布容量への充放電電流の１次巻線電流を
示している。

【００４２】図６より明らかなように、第１のトランス
３の１次巻線３ａに発生する誘起電圧と巻線間の分布容
量の大きな高圧フライバックトランス３０の１次巻線３
０ａに発生する誘起電圧では、誘起電圧の立ち上がりや
立ち下がりに大きな差が生じており、等価的に並列接続
された前記１次巻線３ａと前記１次巻線３０ａの間でお
互いの誘起電圧差を打ち消すように大きな循環電流Ｉ34
（前記では高圧巻線間の分布容量への充放電電流の１次
巻線電流と表現した）が流れることになり、第１のトラ
ンス３と高圧フライバックトランス３０の巻線損失を増
加させ、効率を著しく悪化させる。さらに、前記高圧巻
線間の分布容量の充放電による電流の振動は、高圧出力
電圧ＨＶOUT2の軽負荷時の電圧上昇を招き安定性を著し
く悪化させ、高圧巻線の誘導電圧にもリンギングを発生
させノイズが増大する。コンデンサ１８およびコンデン
サ２１は、第１のトランス３の１次巻線３ａに発生する
誘起電圧の立ち上がりや立ち下がりを緩やかにして高圧
フライバックトランス３０の１次巻線３０ａに発生する
誘起電圧の差が少ないようにするため前記循環電流Ｉ34
が抑制され、同時に前記高圧巻線間の分布容量への急速
な充放電電流も抑制するため充放電電流による前記１次
巻線３０ａの前記循環電流Ｉ34も抑制され同時に前記高
圧巻線間の分布容量の充放電による電流の振動も抑制さ
れ、さらに第１のスイッチング手段４０と第２のスイッ
チング手段４１のターンオフ損失も電圧の傾きが緩和さ
れることで減少する。その結果、トランス損失とスイッ
チング損失の減少による効率の改善と、高圧出力電圧の
軽負荷時の電圧上昇を防ぎ安定性の向上と、高圧巻線の
誘導電圧のリンギング減少による発生ノイズの減少など
が可能となる。

【００４３】以上のように、入力直流電源１の両端に第
１のトランス３の１次巻線３ａと第１のスイッチング手
段４０を直列に接続し、前記第１のトランス３の１次巻
線３ａに並列に第２のスイッチング手段４１と第１のコ
ンデンサ６の直列回路を接続し、前記第１のトランス３
の１次巻線３ａと前記入力直流電源の接続点に高圧フラ
イバックトランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続さ
れ、前記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０
ａの他端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第
２のスイッチング手段４１と前記第１のトランス３の１
次巻線３ａの接続点に接続し、前記第２の高圧フライバ
ックトランス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッ
チング手段１９の接続点と前記入力直流電源１の一端に
ダイオード２０を接続し、前記高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａの両端にコンデンサ２１を接続
したことにより、トランス損失とスイッチング損失の減
少による効率の改善と、高圧出力電圧の軽負荷時の電圧
上昇を防ぎ安定性の向上と、高圧巻線の誘導電圧のリン
ギング減少による発生ノイズの減少などが可能となる。

【００４４】ここで、コンデンサ１８とコンデンサ２１
は等価的にはパラ接続となるため、どちらか一方にまと
めることが可能だが、図４に示す回路構成で第３のスイ
ッチング手段１９のオフにより高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａが切り離された時、コンデンサ
１８にまとめた場合は第１のトランス３の励磁電流が少
ない場合（第１のトランス３の出力容量が小さい場合）
にコンデンサ１８の容量が大きくなることで、前記誘起
電圧の立ち上がりや立ち下がりが非常に遅くなりＰＷＭ
制御の範囲を越えて制御不能となり、さらに第１のスイ
ッチング手段４０と第２のスイッチング手段４１のター
ンオン時のゼロクロスが達成できなくなりターンオン損
失が増えるなど、効率悪化や制御の安定性などに問題が
発生する。一方、前記状況でコンデンサ２１にまとめた
場合は第３のスイッチング手段１９のオフ時の高圧フラ
イバックトランス３０の励磁電流を吸収し過大な逆起電
圧の発生を防止できるが、第１のトランス３の誘起電圧
の立ち上がりや立ち下がりが早くなり、第１のスイッチ
ング手段４０と第２のスイッチング手段４１のターンオ
フ損失が多少増えるが大きな問題は無い。したがって、
コンデンサ１８とコンデンサ２１を分けて容量値を最適
に配分する構成が一番よいことは容易にわかる。

【００４５】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００４６】図７において、１は入力直流電源であり、
２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトランスであ
り、４はスイッチング素子であり、５はダイオードであ
り、６は第１のコンデンサであり、７はスイッチング素
子であり、８はダイオードであり、１１は整流ダイオー
ドであり、１２は平滑コンデンサであり、１６ａ−１６
ｂは第１の出力端子であり、１７は制御回路であり、１
８はコンデンサであり、１９は第３のスイッチング手段
であり、２０はダイオードであり、２１はコンデンサで
あり、２３〜２５は高圧ダイオードであり、２６ａ−２
６ｂは高圧出力端子であり、３０は高圧フライバックト
ランスであり、４０は第１のスイッチング手段であり、
４１は第２のスイッチング手段であり、４２は第１の整
流平滑手段であり、以上は図４の構成と同様なものであ
る。図４の構成と異なるのは第２のコンデンサ９を高圧
フライバックトランス３０の１次巻線３０ａと第３のス
イッチング手段１９の直列回路に直列に接続されるよう
にし、さらに前記第２のコンデンサ９と前記１次巻線３
０ａと第３のスイッチング手段１９の直列回路を第２の
スイッチング手段４１の両端に接続した点である。

【００４７】上記のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。まず、基本
的な動作は図４の回路構成と同じであるが、前期第２の
コンデンサ９と前記１次巻線３０ａと第３のスイッチン
グ手段１９の直列接続回路が第２のスイッチング手段４
１に並列に接続されるため、第１のスイッチング手段４
０のオンにより高圧フライバックトランス３０の１次巻
線３０ａの両端には、入力電圧ＶINと第１のコンデンサ
６の両端電圧ＶC1の和から第２のコンデンサ９の両端電
圧ＶC2を引いた電圧が、第２のスイッチング手段４１の
オンにより第２のコンデンサ９の両端電圧ＶC2がそれぞ
れ印加される動作を繰り返す。

【００４８】スイッチング素子４のオン期間をＴON、オ
フ期間をＴOFF とすると、第１のトランス３のリセット
条件により ＶIN×ＴON＝ＶC1×ＴOFF が成り立ち第２の高圧フライバックトランス３０のリセ
ット条件から （ＶIN＋ＶC1−ＶC2）×ＴON＝ＶC2×ＴOFF となる。以上からＶC1、ＶC2を求めると ＶC1＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN ＶC2＝ＴON／ＴOFF ×ＶIN ＶC1＝ＶC2 となる。第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３
ｂの巻数比を１：ｎ1 、第２の高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａと２次巻線３０ｂ〜ｄの巻数比
の総和を１：ｎ2 とすると第１の出力端子１６ａ−１６
ｂの出力電圧ＶOUT1は ＶOUT1＝ＶC1×ｎ1 ＝ＴON／ＴOFF ×ｎ1 ×ＶIN 第２の出力端子２６ａ−２６ｂの出力電圧ＨＶOUT2は ＨＶOUT2＝ＶC2×ｎ2 ＝ＴON／ＴOFF ×ｎ2 ×ＶIN となり、ＶOUT1とＨＶOUT2は比例した出力電圧が得ら
れ、スイッチング素子４およびスイッチング素子７すな
わち第１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング
手段４１のオンオフ比により出力電圧が制御できる。

【００４９】図４で詳しく述べたように、高圧フライバ
ックトランス３０の高圧出力巻線３０ｂの高圧巻線分布
容量は非常に大きく、第１のスイッチング手段４０のオ
ンオフにより高圧フライバックトランス３０に発生する
誘起電圧の立ち上がりや立ち下がりは、前記高圧巻線の
分布容量により遅くなり１次巻線３０ａの電流も前記高
圧巻線の分布容量の充放電により大きく振動する。しか
し、第１のトランス３の誘起電圧の立ち上がりや立ち下
がりは非常に早く、この誘起電圧差を埋めるように第１
のトランス３の１次巻線３ａから高圧フライバックトラ
ンス３０の１次巻線３０ａ、第２のコンデンサ９、第１
のコンデンサ６を介して大きな循環電流が流れ、第１の
トランス３と高圧フライバックトランス３０の巻線損失
を増加させ、効率を著しく悪化させる。さらに、前記高
圧巻線間の分布容量の充放電による電流の振動は、高圧
出力電圧ＨＶOUT2の軽負荷時の電圧上昇を招き安定性を
著しく悪化させ、高圧巻線の誘導電圧にもリンギングを
発生させノイズが増大する。コンデンサ１８およびコン
デンサ２１は、前記第１のトランス３の１次巻線３ａに
発生する誘起電圧の立ち上がりや立ち下がりを緩やかに
して高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａに
発生する誘起電圧の差が少ないようにするため前記循環
電流が抑制され、同時に前記高圧巻線間の分布容量への
急速な充放電電流も抑制するため充放電電流による前記
１次巻線３０ａの前記循環電流も抑制され同時に前記高
圧巻線間の分布容量の充放電による電流の振動も抑制さ
れ、さらに第１のスイッチング手段４０と第２のスイッ
チング手段４１のターンオフ損失も電圧の傾きが緩和さ
れることで減少する。その結果、トランス損失とスイッ
チング損失の減少による効率の改善と、高圧出力電圧の
軽負荷時の電圧上昇を防ぎ安定性の向上と、高圧巻線の
誘導電圧のリンギング減少による発生ノイズの減少など
が可能となる。

【００５０】以上のように、入力直流電源１の両端に第
１のトランス３の１次巻線３ａとオンオフを繰り返す第
１のスイッチング手段４０を直列に接続し、前記第１の
トランス３の１次巻線３ａに並列に第２のスイッチング
手段４１と第１のコンデンサ６の直列回路を接続し、前
記第２のスイッチング手段４１と前記第１のコンデンサ
６の接続点に第２のコンデンサ９を介して高圧フライバ
ックトランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続され、
前記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの
他端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第２の
スイッチング手段４１と前記第１のトランス３の１次巻
線３ａの接続点に接続し、前記高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッチング手段
１９の接続点と前記入力直流電源１と前記第１のスイッ
チング手段４０の接続点にダイオード２０を接続し、前
記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの両
端にコンデンサ２１を接続したことにより、トランスの
巻線損失とスイッチング損失の減少による効率の改善
と、高圧出力電圧の軽負荷時の電圧上昇を防ぎ安定性の
向上と、高圧巻線の誘導電圧のリンギング減少による発
生ノイズの減少などが可能となる。

【００５１】（実施例５）以下本発明の第５の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００５２】図８において、１は入力直流電源であり、
２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトランスであ
り、４はスイッチング素子であり、５はダイオードであ
り、６は第１のコンデンサであり、７はスイッチング素
子であり、８はダイオードであり、１１は整流ダイオー
ドであり、１２は平滑コンデンサであり、１６ａ−１６
ｂは第１の出力端子であり、１７は制御回路であり、１
８はコンデンサであり、１９は第３のスイッチング手段
であり、２０はダイオードであり、２１はコンデンサで
あり、２３〜２５は高圧ダイオードであり、２６ａ−２
６ｂは高圧出力端子であり、３０は高圧フライバックト
ランスであり、４０は第１のスイッチング手段であり、
４１は第２のスイッチング手段であり、４２は第１の整
流平滑手段であり、以上は図４の構成と同様なものであ
る。図４の構成と異なるのはコンデンサ２１に直列に電
流制限手段５０を直列に接続した点である。

【００５３】上記のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。まず、通常
の出力制御動作やスイッチング動作は図４の回路構成と
同じであるが、第３のスイッチング手段１９が外部信号
でターンオンする時やターンオフする時のチャタリング
などで再度オンする時に、コンデンサ２１の充放電電流
が突入電流となり入力直流電圧１より第３のスイッチン
グ手段と既にオンオフをくり返している第１のスイッチ
ング手段４０を介して流れる。コンデンサ２１に直列接
続された電流制限手段５０は、前記コンデンサ２１の前
記充放電突入電流を制限し、第１のスイッチング手段４
０や第３のスイッチング手段１９に流れる電流を抑制す
る。ここで、前記電流制限手段５０が無い場合、第１の
スイッチング手段４０や第３のスイッチング手段１９に
流れる前記充放電突入電流は、回路のインピーダンスで
決まる過大な電流値となり、第１のスイッチング手段４
０や第３のスイッチング手段１９を破壊する可能性があ
り信頼性が著しく低下する。そこで、第３のスイッチン
グ手段１９や第１のスイッチング手段４０に直列に抵抗
やインダクタなどの電流制限手段を挿入すると、通常の
スイッチング動作電流に影響を与え損失の増加や出力の
安定性が悪化するなどの問題がある。また、前記第１と
第３のスイッチング手段に過電流時の電子的な遮断手段
を設けても、応答遅れなどにより十分な前記充放電突入
電流の制限ができない。コンデンサ２１に直列に接続さ
れた電流制限手段５０は、通常動作で流れる電流が第１
のスイッチング手段４０のターンオフや第２のスイッチ
ング手段４１のターンオフの瞬間のみであり、通常のス
イッチング動作電流や出力の安定性に影響が少なく損失
も比較的少なくなる。

【００５４】以上のように、入力直流電源１の両端に第
１のトランス３の１次巻線３ａと第１のスイッチング手
段４０を直列に接続し、前記第１のトランス３の１次巻
線３ａに並列に第２のスイッチング手段４１と第１のコ
ンデンサ６の直列回路を接続し、前記第１のトランス３
の１次巻線３ａと前記入力直流電源の接続点に高圧フラ
イバックトランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続さ
れ、前記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０
ａの他端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第
２のスイッチング手段４１と前記第１のトランス３の１
次巻線３ａの接続点に接続し、前記第２の高圧フライバ
ックトランス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッ
チング手段１９の接続点と前記入力直流電源１の一端に
ダイオード２０を接続し、前記高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａの両端にコンデンサ２１と電流
制限手段５０に直列回路を接続したことにより、トラン
スの巻線損失とスイッチング損失の減少による効率の改
善と、高圧出力電圧の軽負荷時の電圧上昇を防ぎ安定性
の向上と、高圧巻線の誘導電圧のリンギング減少による
発生ノイズの減少および第３のスイッチング手段のター
ンオン時の突入電流の防止による信頼性の向上が可能と
なる。

【００５５】（実施例６）以下本発明の第６の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００５６】図９において、１は入力直流電源であり、
２ａ−２ｂは入力端子であり、３は第１のトランスであ
り、４はスイッチング素子であり、５はダイオードであ
り、６は第１のコンデンサであり、７はスイッチング素
子であり、８はダイオードであり、９は第２のコンデン
サであり、１１は整流ダイオードであり、１２は平滑コ
ンデンサであり、１６ａ−１６ｂは第１の出力端子であ
り、１７は制御回路であり、１８はコンデンサであり、
１９は第３のスイッチング手段であり、２０はダイオー
ドであり、２１はコンデンサであり、２３〜２５は高圧
ダイオードであり、２６ａ−２６ｂは高圧出力端子であ
り、３０は高圧フライバックトランスであり、４０は第
１のスイッチング手段であり、４１は第２のスイッチン
グ手段であり、４２は第１の整流平滑手段であり、以上
は図７の構成と同様なものである。図７の構成と異なる
のはコンデンサ２１に直列に電流制限手段５０を直列に
接続した点である。

【００５７】上記のように構成されたスイッチング電源
装置について、以下にその動作を説明する。まず、通常
の出力制御動作やスイッチング動作は図７の回路構成と
同じであるが、第３のスイッチング手段１９が外部信号
でターンオンする時やターンオフする時のチャタリング
などで再度オンする時に、コンデンサ２１の充放電電流
が突入電流となり入力直流電圧１より第１のコンデンサ
６と第２のコンデンサ９と第３のスイッチング手段と既
にオンオフをくり返している第１のスイッチング手段４
０を介して流れる。コンデンサ２１に直列接続された電
流制限手段５０は、前記コンデンサ２１の前記充放電突
入電流を制限し、第１のスイッチング手段４０や第３の
スイッチング手段１９に流れる電流を抑制する。ここ
で、前記電流制限手段５０が無い場合、第１のスイッチ
ング手段４０や第３のスイッチング手段１９に流れる前
記充放電突入電流は、回路のインピーダンスで決まる過
大な電流値となり、第１のスイッチング手段４０や第３
のスイッチング手段１９を破壊する可能性があり信頼性
が著しく低下する。そこで、第１のコンデンサ６や第２
のコンデンサ９や第３のスイッチング手段１９や第１の
スイッチング手段４０に直列に抵抗やインダクタなどの
電流制限手段を挿入すると、通常のスイッチング動作電
流に影響を与え損失の増加や出力の安定性が悪化するな
どの問題がある。また、前記第１と第３のスイッチング
手段に電流の電子的な遮断手段を設けても、応答遅れな
どにより十分な前記充放電突入電流の制限ができない。
コンデンサ２１に直列に接続された電流制限手段５０
は、通常動作で流れる電流が第１のスイッチング手段４
０のターンオフや第２のスイッチング手段４１のターン
オフの瞬間のみであり、通常のスイッチング動作電流や
出力の安定性に影響が少なく損失も比較的少なくなる。

【００５８】以上のように、入力直流電源１の両端に第
１のトランス３の１次巻線３ａとオンオフを繰り返す第
１のスイッチング手段４０を直列に接続し、前記第１の
トランス３の１次巻線３ａに並列に第２のスイッチング
手段４１と第１のコンデンサ６の直列回路を接続し、前
記第２のスイッチング手段４１と前記第１のコンデンサ
６の接続点に第２のコンデンサ９を介して高圧フライバ
ックトランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続され、
前記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの
他端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第２の
スイッチング手段４１と前記第１のトランス３の１次巻
線３ａの接続点に接続し、前記高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッチング手段
１９の接続点と前記入力直流電源１と前記第１のスイッ
チング手段４０の接続点にダイオード２０を接続し、前
記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの両
端にコンデンサ２１と電流制限手段５０に直列回路を接
続したことにより、トランスの巻線損失とスイッチング
損失の低減による効率の改善と、高圧出力電圧の軽負荷
時の電圧上昇を防ぎ安定性の向上と、高圧巻線の誘導電
圧のリンギング減少による発生ノイズの減少および第３
のスイッチング手段のターンオン時の突入電流の防止に
よる信頼性の向上が可能となる。

【００５９】なお、第１〜第６の実施例において第１の
スイッチング手段４０と第２のスイッチング手段４１は
交互にデットタイムを有してオンオフを繰り返しても動
作に影響はない。また、第１〜第６の実施例において第
１のスイッチング手段４０と第２のスイッチング手段４
１共にスイッチング素子とダイオードの並列構成とした
が、スイッチング素子はトランジスタやＩＧＢＴなどの
半導体素子などが利用でき、ＭＯＳ型電解効果トランジ
スタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いた場合は内蔵ボディーダイ
オードが利用できるのでダイオードは不用となる。第１
〜第６の実施例において第１のトランス３の出力電圧を
検出して制御を行ったが、第２のトランス１０や高圧フ
ライバックトランス３０の出力電圧を検出して制御を行
ってもよく、さらに前記第２のトランス１０や高圧フラ
イバックトランス３０の別の２次巻線より供給される出
力電圧を検出して制御を行ってもよく、この場合第３の
スイッチング手段１９のオフに同期して前記第１のトラ
ンス３の出力電圧を検出し制御するように切り替えるこ
とで可能となる。また、第１と第３と第５の実施例にお
いて既に発明されたスイッチング電源装置で説明したよ
うに、第１のコンデンサ６の容量値を第１のトランス３
の１次巻線３ａと２次巻線３ｂの漏れインダクタンスと
第２のトランス１０の１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂ
の漏れインダクタンス又は高圧フライバックトランス３
０の１次巻線３０ａと高圧巻線の漏れインダクタンスと
共振するように設定すれば、出力に供給される電流を共
振させることが同様に可能である。また、第２と第４と
第６の実施例において既に発明されたスイッチング電源
装置で説明したように、第１のコンデンサ６の容量値を
第１のトランス３の１次巻線３ａと２次巻線３ｂの漏れ
インダクタンスと共振および第２のコンデンサ９の容量
値を第２のトランス１０の１次巻線１０ａと２次巻線１
０ｂの漏れインダクタンス又は高圧フライバックトラン
ス３０の１次巻線３０ａと高圧巻線の漏れインダクタン
スと共振するように設定すれば、出力に供給される電流
を共振させることが同様に可能である。また、第１と第
２の実施例において第１および第２のスイッチング手段
の両方または一方の両端にコンデンサを接続すること
で、１次巻線に発生する誘起電圧の立ち上がりや立ち下
がりを緩和して前記第１と第２のスイッチング手段のタ
ーンオフ損失やノイズの低減が図れることは容易にわか
る。また、第３〜第６の実施例において第１のスイッチ
ング手段４０の両端にコンデンサ１８を接続している
が、無くても動作に影響は及ぼさないことも容易にわか
る。また、第３〜第６の実施例において高圧フライバッ
クトランス３０の複数の高圧出力巻線を直列に高圧ダイ
オードを介して接続したが、一つの高圧巻線で構成され
てもよい。また、第６の実施例において電流制限手段５
０は抵抗素子やインダクタンス素子等の単体や半導体素
子を含む複数の組合せによる回路であってもよい。

【００６０】

【発明の効果】以上のように本発明は、入力直流電源１
の両端に第１のトランス３の１次巻線３ａと第１のスイ
ッチング手段４０を直列に接続し、前記第１のトランス
３の１次巻線３ａに並列に第２のスイッチング手段４１
と第１のコンデンサ６の直列回路を接続し、前記第１の
トランス３の１次巻線３ａと前記入力電源の接続点に第
２のトランス１０の１次巻線１０ａの一端が接続され、
前記第２のトランス１０の１次巻線１０ａの他端が第３
のスイッチング手段１９を介して前記第２のスイッチン
グ手段４１と前記第１のトランス３の１次巻線３ａの接
続点に接続し、前記第２のトランス１０の１次巻線１０
ａと前記第３のスイッチング手段１９の接続点と前記入
力直流電源１と前記第１のスイッチング手段４０の接続
点にダイオード２０を接続することにより、図２に示す
ように１次巻線１０ａの巻線電流（第２のトランス１０
の励磁電流）が入力に回生されている時に第３のスイッ
チイング手段１９で遮断されても、励磁エネルギーはダ
イオード２０を介して引き続き入力に回生されるため過
大な逆起電圧が発生せず、第３のスイッチング手段３が
オン状態の動作に影響を与えることはない。

【００６１】さらに、入力直流電源１の両端に第１のト
ランス３の１次巻線３ａと第１のスイッチイング手段４
０を直列に接続し、前記第１のトランス３の１次巻線３
ａに並列に第２のスイッチング手段４１と第１のコンデ
ンサ６の直列回路を接続し、前記第１のトランス３の１
次巻線３ａと前記入力電源の接続点に高圧フライバック
トランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続され、前記
高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの他端
が第３のスイッチング手段１９を介して前記第２のスイ
ッチング手段４１と前記第１のトランス３の１次巻線３
ａの接続点に接続し、前記第２の高圧フライバックトラ
ンス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッチング手
段１９の接続点と前記入力直流電源１と前記第１のスイ
ッチング手段４０の接続点にダイオード２０を接続し、
前記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの
両端にコンデンサ２１を接続したことにより、トランス
損失とスイッチング損失の減少による効率の改善と、高
圧出力電圧の軽負荷時の電圧上昇を防ぎ安定性の向上
と、高圧巻線の誘導電圧のリンギング減少による発生ノ
イズが減少する。

【００６２】さらに、入力直流電源１の両端に第１のト
ランス３の１次巻線３ａと第１のスイッチング手段４０
を直列に接続し、前記第１のトランス３の１次巻線３ａ
に並列に第２のスイッチング手段４１と第１のコンデン
サ６の直列回路を接続し、前記第１のトランス３の１次
巻線３ａと前記入力直流電源の接続点に高圧フライバッ
クトランス３０の１次巻線３０ａの一端が接続され、前
記高圧フライバックトランス３０の１次巻線３０ａの他
端が第３のスイッチング手段１９を介して前記第２のス
イッチング手段４１と前記第１のトランス３の１次巻線
３ａの接続点に接続し、前記第２の高圧フライバックト
ランス３０の１次巻線３０ａと前記第３のスイッチング
手段１９の接続点と前記入力直流電源１の一端にダイオ
ード２０を接続し、前記高圧フライバックトランス３０
の１次巻線３０ａの両端にコンデンサ２１と電流制限手
段５０に直列回路を接続したことにより第３のスイッチ
ング手段のターンオン時の突入電流の防止による信頼性
の向上が可能となるなど優れたスイッチング電源装置を
実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図２】同実施例の等価回路と動作波形の一部を示す説
明図

【図３】本発明の第２の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図４】本発明の第３の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図５】同実施例の動作波形を示す説明図

【図６】同実施例の等価回路と動作波形を示す説明図

【図７】本発明の第４の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図８】本発明の第５の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図９】本発明の第６の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図

【図１０】先に提案したスイッチング電源装置の回路構
成図

【図１１】図１０のスイッチング電源装置の動作波形を
示す説明図

【図１２】図１０のスイッチング電源装置の動作波形を
示す説明図

【図１３】先に提案した別のスイッチング電源装置の回
路構成図

【図１４】図１３のスイッチング電源装置の変形例の回
路構成図

【図１５】図１４のスイッチング電源装置の動作波形の
一部を示す説明図

【符号の説明】

１ 入力直流電源 ２ａ−２ｂ 入力端子 ３ 第１のトランス ４ スイッチング素子 ５ ダイオード ６ 第１のコンデンサ ７ スイッチング素子 ８ ダイオード １０ 第２のトランス １１ 整流ダイオード １２ 平滑コンデンサ １３ａ−１３ｂ 第２の出力端子 １４ 整流ダイオード １５ 平滑コンデンサ １６ａ−１６ｂ 第１の出力端子 １７ 制御回路 １９ 第３のスイッチング手段 ２０ ダイオード ４０ 第１のスイッチング手段 ４１ 第２のスイッチング手段 ４２ 第１の整流平滑手段 ４３ 第２の整流平滑手段

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第１のトランスの１次巻線と前記入力直流
   電源の接続点に少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻
   線を有する第２のトランスの１次巻線の一端が接続さ
   れ、前記第２のトランスの１次巻線の他端が外部信号に
   よりオンオフされる第３のスイッチング手段を介して前
   記第２のスイッチング手段と前記第１のトランスの１次
   巻線の接続点に接続し、前記第２のトランスの１次巻線
   と前記第３のスイッチング手段の接続点と前記入力直流
   電源の一端にダイオードを接続し、前記第１および第２
   のトランスの２次巻線に誘起するフライバック電圧を第
   １および第２の整流平滑手段を介して第１および第２の
   出力に供給するスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第２のスイッチング手段と前記第１のコン
   デンサの接続点に第２のコンデンサを介して少なくとも
   １次巻線と１つ以上の２次巻線を有する第２のトランス
   の１次巻線の一端が接続され、前記第２のトランスの１
   次巻線の他端が外部信号によりオンオフされる第３のス
   イッチング手段を介して前記第２のスイッチング手段と
   前記第１のトランスの１次巻線の接続点に接続し、前記
   第２のトランスの１次巻線と前記第３のスイッチング手
   段の接続点と前記入力直流電源の一端にダイオードを接
   続し、前記第１および第２のトランスの２次巻線に誘起
   するフライバック電圧を第１および第２の整流平滑手段
   を介して第１および第２の出力として供給するスイッチ
   ング電源装置。
3. 【請求項３】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第１のトランスの１次巻線と前記入力直流
   電源の接続点に少なくとも１次巻線と高圧巻線を含む１
   つ以上の２次巻線を有する第２のトランスの１次巻線の
   一端が接続され、前記第２のトランスの１次巻線の他端
   が外部信号によりオンオフされる第３のスイッチング手
   段を介して前記第２のスイッチング手段と前記第１のト
   ランスの１次巻線の接続点に接続し、前記第２のトラン
   スの１次巻線と前記第３のスイッチング手段の接続点と
   前記入力直流電源の一端にダイオードを接続し、前記第
   ２のトランスの１次巻線の両端に第３のコンデンサを接
   続し、前記第１および第２のトランスの２次巻線に誘起
   するフライバック電圧を第１および第２の整流平滑手段
   を介して第１および第２の出力に供給するスイッチング
   電源装置。
4. 【請求項４】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第２のスイッチング手段と前記第１のコン
   デンサの接続点に第２のコンデンサを介して少なくとも
   １次巻線と高圧巻線を含む１つ以上の２次巻線を有する
   第２のトランスの１次巻線の一端が接続され、前記第２
   のトランスの１次巻線の他端が外部信号によりオンオフ
   される第３のスイッチング手段を介して前記第２のスイ
   ッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線の接続点
   に接続し、前記第２のトランスの１次巻線と前記第３の
   スイッチング手段の接続点と前記入力直流電源の一端に
   ダイオードを接続し、前記第２のトランスの１次巻線の
   両端に第３のコンデンサを接続し、前記第１および第２
   のトランスの２次巻線に誘起するフライバック電圧を第
   １および第２の整流平滑手段を介して第１および第２の
   出力として供給するスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第１のトランスの１次巻線と前記入力直流
   電源の接続点に少なくとも１次巻線と高圧巻線を含む１
   つ以上の２次巻線を有する第２のトランスの１次巻線の
   一端が接続され、前記第２のトランスの１次巻線の他端
   が外部信号によりオンオフされる第３のスイッチング手
   段を介して前記第２のスイッチング手段と前記第１のト
   ランスの１次巻線の接続点に接続し、前記第２のトラン
   スの１次巻線と前記第３のスイッチング手段の接続点と
   前記入力直流電源の一端にダイオードを接続し、前記第
   ２のトランスの１次巻線の両端に第３のコンデンサと電
   流制限手段の直列接続回路を接続し、前記第１および第
   ２のトランスの２次巻線に誘起するフライバック電圧を
   第１および第２の整流平滑手段を介して第１および第２
   の出力に供給するスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】入力直流電源の両端に少なくとも１次巻線
   と１つ以上の２次巻線を有する第１のトランスの１次巻
   線とオンオフを繰り返す第１のスイッチング手段を直列
   に接続し、前記第１のトランスの１次巻線に並列に前記
   第１のスイッチング手段と交互にオンオフを繰り返す第
   ２のスイッチング手段と第１のコンデンサの直列回路を
   接続し、前記第２のスイッチング手段と前記第１のコン
   デンサの接続点に第２のコンデンサを介して少なくとも
   １次巻線と高圧巻線を含む１つ以上の２次巻線を有する
   第２のトランスの１次巻線の一端が接続され、前記第２
   のトランスの１次巻線の他端が外部信号によりオンオフ
   される第３のスイッチング手段を介して前記第２のスイ
   ッチング手段と前記第１のトランスの１次巻線の接続点
   に接続し、前記第２のトランスの１次巻線と前記第３の
   スイッチング手段の接続点と前記入力直流電源の一端に
   ダイオードを接続し、前記第２のトランスの１次巻線の
   両端に第３のコンデンサと電流制限手段の直列接続回路
   を接続し、前記第１および第２のトランスの２次巻線に
   誘起するフライバック電圧を第１および第２の整流平滑
   手段を介して第１および第２の出力として供給するスイ
   ッチング電源装置。