JPH07241084A

JPH07241084A - 無停電電源装置

Info

Publication number: JPH07241084A
Application number: JP6028354A
Authority: JP
Inventors: Shigetoshi Higaki; 垣成敏檜
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-02-25
Filing date: 1994-02-25
Publication date: 1995-09-12

Abstract

(57)【要約】【目的】大型かつ高価な抵抗やスイッチ等を必要とせ
ず、装置に本来的に備えられる部品を使用し、比較的簡
単な制御回路を付加するだけで、初期充電や完全放電を
容易に実現し、小型・安価に構成しうる無停電電源装置
を提供する。【構成】直流回路に設けられる大容量コンデンサの初
期充電時に充電電流が過大にならないように電流の位相
制御を行う初期充電制御手段と、装置運転停止に伴う大
容量コンデンサの完全放電時にその放電電流が過大にな
らないように電流制御を行う完全放電制御手段とを備え
たことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、コンバータおよびイン
バータを備え、直流回路に大容量コンデンサを有する無
停電電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】無停電電源装置の需要はコンピュータに
よるデータ処理の分野をはじめとして各種制御技術の分
野などでますます増大する傾向にある。図５は、従来の
そのような無停電電源装置の主回路構成の一例を示すも
のである。

【０００３】図５の無停電電源装置回路は、基本的に
は、交流電源１から、直流出力端間に大容量コンデンサ
Ｃ１を接続したコンバータＣＮＶ、および個々のアーム
に逆並列ダイオードを接続した電圧型インバータＩＮＶ
を介して、負荷５に交流電力を供給するものである。図
示の装置においては、交流電源１とコンバータＣＮＶと
の間に交流リアクトルＡＣＬが接続され、またインバー
タＩＮＶと負荷５との間に絶縁トランスＴＲが介挿され
ている。コンバータＣＮＶは各アーム毎に高速スイッチ
ング素子Ｑ１１〜Ｑ１４を逆並列接続したダイオードＤ
１１〜Ｄ１４からなる双方向性ＰＷＭコンバータであ
る。コンバータＣＮＶの出力直流母線Ｐ，Ｎ間に接続さ
れたコンデンサＣ１は電気二重層コンデンサ等からなる
大容量コンデンサである。インバータＩＮＶは各アーム
毎にダイオードＤ２１〜Ｄ２４を逆並列接続した高速ス
イッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４から構成されるＰＷＭイ
ンバータである。トランスＴＲの出力端に並列にコンデ
ンサＣ２が接続され、この絶縁トランスＴＲの漏れリア
クタンス分とコンデンサＣ２とによってＬＣフィルタ回
路を構成し、それにより、インバータＩＮＶの出力高調
波パルス成分を除去するようにしている。なお、トラン
スＴＲの一次および二次の巻線比を１：ｋであるとす
る。

【０００４】コンデンサＣ１には、それが大容量である
ために、大きな充電電流および放電電流が流れうる。大
きな充電電流は初期充電時に流れうるものであり、大き
な放電電流は装置の完全停止時に保安のために完全放電
させようとする場合などに流れうるものである。このよ
うな充電電流および放電電流を抑制するために、図５の
装置には、初期充電用抵抗Ｒ１および同短絡用コンタク
タＣｔｔの並列回路が交流リアクトルＡＣＬに直列に接
続され、直流母線Ｐ，Ｎ間にスイッチＳＷ６を介して放
電抵抗Ｒ２が接続され、さらに交流電源１とトランスＴ
Ｒの出力側との間に逆並列に接続された一対のサイリス
タＴＨＹ２１，ＴＨＹ２２からなる直列スイッチＳＷ２
を含むバイパス回路３が設けられている。

【０００５】以上のように構成された無停電電源装置に
おいて、通常運転中は、コンタクタＣｔｔを閉とし、か
つスイッチＳＷ６を開、スイッチＳＷ２を開として、交
流入力側のコンバータＣＮＶを、交流電源１と同期した
力率１の正弦波状の電流となるように制御しつつ、直流
母線Ｐ，Ｎ間の電圧すなわち直流母線電圧Ｖｄｃを所定
値Ｖｄｃ１になるように昇圧動作させる。一方、インバ
ータＩＮＶには直流電圧Ｖｄｃを受けて、交流電源１と
同期した安定な交流出力Ｖｏを発生させるべく電圧制御
正弦波ＰＷＭ動作をさせる。その時の高周波スイッチン
グによる不要な高調波パルス成分はトランスＴＲの漏れ
リアクタンスとコンデンサＣ２によるＬＣフィルタ回路
により除去され、負荷５には安定した正弦波交流出力を
供給することができる。

【０００６】次に装置の運転中に交流電源１が停電した
場合について説明する。この場合、一時的にはコンデン
サＣ１に蓄えられたエネルギーを利用し、インバータＩ
ＮＶを介して負荷５への給電を継続する。コンデンサＣ
１からの給電とともに直流電圧Ｖｄｃは次第に低下す
る。トランスＴＲの巻線比から決定されるある一定の限
界電圧値Ｖｄｃ２以下になると、それ以上継続して出力
電圧Ｖｏを維持することができなくなるため、直流電圧
Ｖｄｃが電圧値Ｖｄｃ２に達した時点で装置を運転停
止、つまりコンデンサＣ１によるバックアップ運転を終
了させる。直流電圧Ｖｄｃが初期電圧値Ｖｄｃ１から限
界電圧値Ｖｄｃ２に至るまでの時間が停電バックアップ
時間Ｔｂとなる。

【０００７】上記の場合、仮に、Ｖｄｃ１＝４００Ｖ、
Ｖｄｃ２＝２００Ｖ、負荷５への給電電力を１ｋＷ、装
置効率を９０％と仮定すると、バックアップ時間Ｔｂ
（ｓ）とコンデンサＣ１のキャパシタンスＣ１（Ｆ）と
の関係は次のようになる。（１／２）Ｃ１×（４００²−２００²）＝（１０³／０．９）×Ｔｂ ∴Ｃ１＝０．０１８５×Ｔｂ（Ｆ） ……（１）（１）式において、停電バックアップ時間ＴｂをＴｂ＝
６０（ｓ）とすると、Ｃ１＝１．１１（Ｆ）となる。

【０００８】電気二重層コンデンサは現在、数（Ｆ）級
のものが充分実現可能性のある状況にあり、これを図５
の無停電電源装置におけるコンデンサＣ１として用いる
ことにより、十分実用性のある無停電電源装置を構成す
ることができる。

【０００９】他方、この種の無停電電源装置を組立て後
に初めて使用する場合や、装置の保守点検後の再立上げ
時などには、コンデンサＣ１の電圧は零（Ｖ）になって
いるため、これに一気に全電圧を印加すると大きな充電
電流が流れる。そのため初期充電抵抗Ｒ１を介してコン
デンサＣ１を充電することになる。例えば１ｋＶＡ級の
無停電電源装置を考えた場合、交流電源１００Ｖ（ｒｍ
ｓ）として、直流電圧Ｖｄｃ＝１００×１．４＝１４０
（Ｖ）になるまでコンタクタＣｔｔを開いたままにす
る。この時、Ｒ１＝１０Ω，Ｃ１＝１（Ｆ）とすると、充電時定数Ｃ１・Ｒ１＝１０×１＝１０（ｓ）初期電流１００（Ｖ）÷１０（Ω）＝１０（Ａ）となり、この１０（ｓ）間の電力損失Ｐｓは、Ｐｓ＝１０（Ω）×１０²（Ａ）＝１ｋＷとなり、装置定格とほぼ同等容量の充電抵抗が必要にな
る。

【００１０】かくして装置は大型かつ高価なものになっ
てしまう。また初期充電時間も上記時定数の３倍程度以
上必要となり、本例では３０（ｓ）以上となる。さらに
保守時や、工場での製品検査後に出荷する際は、安全性
をも考慮し、コンデンサＣ１を完全に放電させる必要が
ある。その際、人為的に停電を起こさせることにより強
制的にバックアップ動作をさせて直流電圧を４００Ｖか
ら２００Ｖまで下げることはできる。ただし、この場合
は、負荷５に電力を供給する必要があり、それに要する
時間は負荷の大きさに依存する。前述の例のごとく、た
またま負荷が軽い場合は、かなり長い時間を必要とする
ことになる。

【００１１】放電に際して、さらにコンデンサ電圧を２
００Ｖから０Ｖまで低下させためにスイッチＳＷ６を閉
とし、直流母線Ｐ，Ｎ間に放電抵抗Ｒ２を接続する。こ
の時も同様に、Ｒ２＝１０Ωとすれば、初期放電電流＝２００（Ｖ）÷１０（Ω）＝２０（Ａ）であり、その時の損失は、１０（Ω）×２０（Ａ）²＝４（ｋＷ）と非常に大きな値となる。また、放電時間も完全放電さ
せるためには時定数１０（ｓ）の５〜６倍以上の長い時
間が必要となる。さらにまたスイッチＳＷ６としても直
流２００Ｖ・２０Ａ級のものが必要になり、非常に高価
なものになる。

【００１２】なお、図６に示すごとく、初期充電抵抗Ｒ
１および短絡用コンタクタＣｔｔを直流母線Ｐ，Ｎ側に
移し、さらに抵抗Ｒ１をコンタクタＣｔｔと並列接続す
るか（接点ｂ，ｃ間接続）コンデンサＣ１に並列接続す
るか（接点ａ，ｃ間接続）を切換える切換スイッチＳＷ
７を設けることにより、図５のスイッチＳＷ６および抵
抗Ｒ２を省略し、初期充電抵抗Ｒ１に放電用抵抗を兼用
させることも可能ではある。図６の場合、初期充電時に
は切換スイッチＳＷ７をｂ−ｃ間を閉とし、かつコンタ
クタＣｔｔを開とし、また放電時には切換スイッチＳＷ
７をａ−ｃ間を閉とするように切換えるものである。こ
の場合も、抵抗Ｒ１としては装置容量と同程度以上の大
容量かつ高価なものを必要とし、また切換スイッチＳＷ
７も２０（Ａ）級の大型のものを必要とする。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、直
流回路に大容量コンデンサを有する装置では、無停電電
源装置の本質的な機能ではないコンデンサの初期充電や
放電のために設けられる抵抗やスイッチ類が大型かつ高
価なものとなり、装置全体を小型・安価に構成する際の
妨げとなっている。

【００１４】したがって本発明は、大型かつ高価な抵抗
やスイッチ等を必要とせず、装置に本来的に備えられる
部品を使用し、比較的簡単な制御回路を付加するだけ
で、初期充電や完全放電を容易に実現し、小型・安価に
構成しうる無停電電源装置を提供することを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、交流電源から、直流出力端間に大容量コ
ンデンサを接続したコンバータ、および個々のアームに
逆並列ダイオードを接続した電圧型インバータを介し
て、負荷に交流電力を供給する無停電電源装置におい
て、大容量コンデンサの初期充電時に、大容量コンデン
サの充電電流が過大にならないように電流の位相制御を
行う初期充電制御手段と、装置運転停止に伴う大容量コ
ンデンサの完全放電時に、大容量コンデンサの放電電流
が過大にならないように電流制御を行う完全放電制御手
段とを備えたことを特徴とするものである。

【００１６】

【作用】本発明によれば、大容量コンデンサの初期充電
時に、大容量コンデンサの充電電流が過大にならないよ
うに電流の位相制御を行う初期充電制御手段と、装置運
転停止に伴う大容量コンデンサの完全放電時に、大容量
コンデンサの放電電流が過大にならないように電流制御
を行う完全放電制御手段とを備えることにより、大型か
つ高価な抵抗やスイッチ等を必要とせず、装置に本来的
に備えられる部品を使用し、比較的簡単な制御回路を付
加するだけで、初期充電や完全放電を容易に実現し、小
型・安価な無停電電源装置を構成することができる。

【００１７】

【実施例】図１は本発明の一実施例に従って構成された
無停電電源装置の主回路構成を示すものである。図１の
主回路において、図５の装置と同一の回路部品ないし回
路部分には同一の符号を付して個々の説明は省略する。

【００１８】図１の装置では、図５の装置との比較にお
いて、スイッチＳＷ６および放電抵抗Ｒ２が省略され、
充電抵抗Ｒ１およびコンタクタＣｔｔの代わりに一対の
逆並列接続サイリスタＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２からなる
スイッチＳＷ１が設けられ、さらに負荷５に直列にスイ
ッチＳＷ３が接続されている。

【００１９】図２は図１の主回路を制御する制御装置の
ブロック図を示すものである。

【００２０】コンデンサＣ１の初期充電制御のために、
交流電源電圧（交流電源１の電圧）Ｖ１、電圧Ｖ１の零
クロス点を示す零クロス信号Ｖ１ｚ、および直流電圧
（直流母線Ｐ，Ｎ間電圧）Ｖｄｃを入力し、図示してい
ない上位制御装置からの初期充電指令ＩＣまたはオペレ
ータの運転指令に応動して発せられる初期充電指令ＩＣ
に基づいてスイッチＳＷ１のサイリスタＴＨＹ１１，Ｔ
ＨＹ１２に対し個々に駆動信号Ｓ１１１，Ｓ１２１を送
出する第１の初期充電制御回路１０、およびスイッチＳ
Ｗ２のサイリスタＴＨＹ２１，ＴＨＹ２２に対し個々に
駆動信号Ｓ２１１，Ｓ２２１を送出する第２の初期充電
制御回路２０が設けられている。同様にコンデンサＣ１
の完全放電制御を遂行するために、通常運転時にコンバ
ータＣＮＶの電流制御を行うコンバータ制御回路１００
に対し電源回生制御を行わせるべく電流基準Ｉ１ｒの位
相を１８０°反転させるための完全放電指令ＣＤを入力
する。コンデンサＣ１の完全放電制御のために、さら
に、交流電源電圧Ｖ１、零クロス信号Ｖ１ｚ、および直
流電圧Ｖｄｃを入力し、完全放電指令ＣＤに基づきスイ
ッチＳＷ１のサイリスタＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２に対し
て個々に駆動信号Ｓ１１２，Ｓ１２２を送出する第１の
完全放電制御回路３１が設けられている。また、この電
源回生モードにおいてインバータＩＮＶを制御するイン
バータ制御回路２００には、通常運転時の電圧制御を行
うべくインバータＩＮＶに対し電圧指令ＳＩ１を送出す
る電圧制御回路２１０とは別に、電流基準Ｉ２ｒに基づ
き対応する電流指令ＳＩ２を送出する電流制御回路２２
０を付加し、完全放電指令ＣＤに基づき電圧制御から電
流制御へと移行することができるようにする。さらにま
た交流電源電圧Ｖ１、零クロス信号Ｖ１ｚ、および直流
電圧Ｖｄｃを入力し、完全放電指令ＣＤに基づきスイッ
チＳＷ２のサイリスタＴＨＹ２１，ＴＨＹ２２に対して
駆動信号Ｓ２１２，Ｓ２２２を送出する第２の完全放電
制御回路４０が設けられ、また、上述の初期充電中や完
全放電中にサイリスタＴＨＹ２１，ＴＨＹ２２のオン・
オフにより負荷５に歪波が印加されるという事態を回避
するために、初期充電指令ＩＣおよび完全放電指令ＣＤ
の継続中、負荷５に直列のスイッチＳＷ３に対し開指令
信号を送出するＳＷ３制御回路５０が設けられる。

【００２１】以上、図１および図２に示す主回路および
制御回路により構成される無停電電源装置の初期充電に
おいて、交流電源電圧Ｖ１が正の半サイクル期間中にあ
り、かつ、Ｖ１＞Ｖｄｃの区間（図３参照）に、スイッ
チＳＷ１のサイリスタＴＨＹ１１をオンさせると、交流
電源１からＴＨＹ１１→Ｄ１１→Ｃ１→Ｄ１４→交流電
源１の閉回路で電流が流れ、コンデンサＣ１を充電す
る。ただし、電圧Ｖ１とＶｄｃの差が大きすぎると、リ
アクトルＡＣＬではブロックできないような過大な電流
が流れてしまうことになる。したがって、リアクトルＡ
ＣＬのインダクタンス、および回路の許容電流値に基づ
いて、予め電圧Ｖ１とＶｄｃの差に対する許容値を許容
幅ΔＶ１として算出し設定しておく。図３に電圧Ｖ１，
Ｖｄｃおよび許容電流ｉ１の波形の一例を示す。同図で
は、Ｖ１＝Ｖｄｃ＋ΔＶ１なるＡ点でサイリスタＴＨＹ
１１をオンさせている。また電流ｉ１は装置が許容する
電流値以下であるものとする。同図より明らかなよう
に、Ｖ１＝Ｖｄｃなる点は基本的に２点（Ｘ点およびＹ
点）存在するが、ここでは電源電圧Ｖ１の９０°ないし
１８０°の位相区間に存在する点（つまりＹ点）を用い
る。厳密に言えば許容差ΔＶ１の値は直流電圧Ｖｄｃの
値により変化するが、実用上は代表値（最大値）を使用
しても良い。また、許容差ΔＶ１の代わりに、電源電圧
Ｖ１がＡ点からＹ点に至るまでの時間ΔＴ１を用いて実
行しても良い。その場合、例えば前回のＹ点の時刻Ｔｙ
から時間ΔＴ１を減じてＡ点相当の時刻Ｔｓを決定（予
測）しても良い。さらには、電流ｉ１の値をフィードバ
ックして、ＰＩ制御によるサイリスタＴＨＹ１１オンの
タイミングＴａを決定、つまり位相制御をしても良い。

【００２２】電源電圧Ｖ１が負の半サイクル期間中にあ
るときは、−Ｖ１＝Ｖｄｃ＋ΔＶ１の時点（図４：電圧
Ｖ１破線参照）でサイリスタＴＨＹ１２にオン信号を与
えれば良い。

【００２３】以上述べた初期充電時のスイッチＳＷ１の
サイリスタＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２の駆動信号Ｓ１１
１，Ｓ１２１を、電源電圧Ｖ１、Ｖｄｃ＋ΔＶ１相当の
波形、および電源電圧Ｖ１の零クロス点を示す波形Ｖ１
ｚ（零クロス点で変化）と共に図４に示す。

【００２４】以上のようにスイッチＳＷ１のサイリスタ
ＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２を制御してコンデンサＣ１に充
電電流を流し、直流電圧Ｖｄｃが少しずつ上昇させて電
源電圧Ｖ１のピーク値にほぼ等しくなった時点で初期充
電を完了させ、以降、サイリスタＴＨＹ１１，ＴＨＹ１
２を定常的にオンとし、コンバータＣＮＶを、コンバー
タ制御回路１００により電流制御コンバータとして動作
させ、所定の直流電圧値に至るまで昇圧動作させる。

【００２５】以上と同様なことは、バイパス回路３のス
イッチＳＷ２およびＰＷＭインバータの逆並列ダイオー
ドＤ２１〜Ｄ２４を用いて行うこともできる。この場
合、トランスＴＲの巻線比を１：ｋとすると、｜Ｖ１｜
／ｋ＞Ｖｄｃなる点でサイリスタＴＨＹ２１，ＴＨＹ２
２の駆動信号を発生させれば良く、その考え方はスイッ
チＳＷ１の場合と同一である。この場合の充電電流は、
例えば電源電圧が正の半波区間にあるときはＴＨＹ２１
→ＴＲ→Ｄ２１→Ｃ１→Ｄ２４→ＴＲのルートで充電電
流が流れる。直流電圧Ｖｄｃの値が電源電圧Ｖ１のピー
ク値／ｋにほぼ等しくなった時点で初期充電を完了させ
る。この実施例の場合、電流ブロック用のリアクタンス
手段としてトランスＴＲのインダクタンス成分を用いる
が、トランスＴＲの一次側あるいは二次側に直列に独立
のインダクタンス素子を接続しても等価である。

【００２６】次に完全放電について説明する。図１のコ
ンバータＣＮＶはその回路構成上、ＡＣ→ＤＣ又はＤＣ
→ＡＣと電力の流れを制御することができる双方向性変
換器である。したがって、コンデンサＣ１を放電させる
ためには、通常のＡＣ→ＤＣの場合とは逆の方向のＤＣ
→ＡＣ、つまり電源回生モードとして動作させれば良
い。この場合、Ｖｄｃ＞Ｖ１ピーク値の時は、電源回生
の電流制御は問題なく可能であるため、スイッチＳＷ１
をオン状態に保てば良い。次にコンデンサＣ１の放電が
進み、Ｖｄｃ＜Ｖ１ピーク値となった時は、電圧Ｖ１の
瞬時値に従ってサリイスタＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２を制
御しないと、Ｖ１＞Ｖｄｃの期間中に初期充電の場合の
ごとく、コンバータＣＮＶのダイオードを介してコンデ
ンサＣ１を再充電するおそれがある。これを回避するた
め、本実施例では、完全放電が必要な時に、コンバータ
ＣＮＶを回生モードで動作させると同時に、スイッチＳ
Ｗ１の駆動信号Ｓ１１２，Ｓ１２２を、Ｖｄｃ＞｜Ｖ１
｜の期間中のみ、送出させれば良いことになる。

【００２７】同様に電源回生はインバータＩＮＶ、バイ
パス回路３のスイッチＳＷ２を用いても可能である。も
ともとインバータＩＮＶの回路構成は基本的にはコンバ
ータＣＮＶと同じであり、これも基本的には双方向性変
換器として動作させることができる。ただし、通常、イ
ンバータＩＮＶはインバータ制御回路２００の電圧制御
回路２１０を介して電圧制御形インバータとして動作し
ているが、コンデンサＣ１の完全放電が必要な場合には
完全放電指令ＣＤにより動作モードを切換え、コンバー
タＣＮＶと同様に、電流制御回路２２０により電流制御
形インバータとして動作させて電源回生を行うものであ
る。この場合も直流電圧Ｖｄｃの値によりバイパス回路
３のスイッチＳＷ２のオン制御が必要になる。その場
合、Ｖｄｃ＞｜Ｖ１｜／ｋの期間中のみ完全放電制御回
路４０によりスイッチＳＷ２のオン駆動信号Ｓ２１２，
Ｓ２２２を出力させれば良い。なお、本方式の場合、コ
ンデンサＣ１の放電がほぼ完了した後も、スイッチＳＷ
２をオフさせた後、トランスＴＲの励磁分インピーダン
スを用い、さらにインバータＩＮＶのスイッチング素子
Ｑ２１，Ｑ２４の組合せ又はスイッチング素子Ｑ２３，
Ｑ２２の組合せでいずれか一方を全部オンすることによ
り、完全に放電させることができる。というのは、たと
え直流電圧Ｖｄｃが数Ｖ以下になったとしても、コンデ
ンサＣ１の値が大きいためその保有エネルギーはかなり
大きな値となるからである。

【００２８】以上説明したごとく、本実施例によれば、
直流回路に接続する大容量コンデンサＣ１の初期充電／
完全放電を、大型の抵抗器等を用いることなく、無停電
電源装置として本来必要な回路部品に、比較的簡単で安
価な制御回路を付加するのみで、確実かつ迅速に実行さ
せることができる。

【００２９】以上述べたように初期充電／完全放電に
は、ＡＣ入力側のコンバータＣＮＶを使用して行う方
法、あるいはインバータＩＮＶとバイパス回路３を用い
て行う方法と、それぞれ２通りずつあり、それぞれ、い
ずれの方法によっても実行可能であるとともに、それぞ
れ２つの方法を併用することも可能であり、そうするこ
とにより一層迅速な初期充電ないし完全放電を実行させ
ることができる。

【００３０】なお、インバータＩＮＶとバイパス回路３
を用いる場合には、バイパス回路３のスイッチＳＷ２
が、１８０°通電形ではない動作をするため、場合によ
っては負荷側に悪影響が出ることがある。そのような場
合は、初期充電あるいは完全放電中は負荷５をスイッチ
ＳＷ３により切り離すことにより、そのような悪影響を
回避することができる。さらにまた、サイリスタからな
るスイッチＳＷ１を機械的なコンタクタ等に置き換える
こともできる。またその場合、複数の極をもつコンタク
タとすれば、入力側のコンタクタと出力側に接続するス
イッチを共用させるとともに、入力側のコンバータを双
方向性のコンバータ（フルブリッジ）ではなく、一方が
ダイオードで構成される混合ブリッジ型変換器とするこ
とも可能であり、そうすることにより、より簡単で、し
かも安価な無停電電源装置を構成することができる。

【００３１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、直
流回路に大容量コンデンサを有する無停電電源装置にお
いて、大型かつ高価な抵抗器等を必要とすることなく、
簡単かつ安価で、しかも確実かつ迅速なコンデンサの初
期充電および完全放電を実行することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による無停電電源装置の主回路構成の一
実施例を示す回路図。

【図２】本発明による無停電電源装置の制御回路の一構
成例を示すブロック図。

【図３】本発明の装置の一実施例の動作を説明するため
の波形図。

【図４】同実施例の動作を説明するためのタイミングチ
ャート。

【図５】従来の無停電電源装置の主回路構成の一例を示
す回路図。

【図６】従来の無停電電源装置の主回路構成の他の例の
要部を示す回路図。

【符号の説明】

１交流電源３バイパス回路５負荷ＣＮＶコンバータＩＮＶインバータＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３スイッチＴＨＹ１１，ＴＨＹ１２，ＴＨＹ２１，ＴＨＹ２２サ
イリスタＣ１大容量コンデンサ１０，２０初期充電制御回路３０，４０完全放電制御回路１００コンバータ制御回路２００インバータ制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から、直流出力端間に大容量コン
デンサを接続したコンバータ、および個々のアームに逆
並列ダイオードを接続した電圧型インバータを介して、
負荷に交流電力を供給する無停電電源装置において、前記大容量コンデンサの初期充電時に、前記大容量コン
デンサの充電電流が過大にならないように電流の位相制
御を行う初期充電制御手段と、装置運転停止に伴う前記大容量コンデンサの完全放電時
に、前記大容量コンデンサの放電電流が過大にならない
ように電流制御を行う完全放電制御手段とを備えたこと
を特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】前記初期充電制御手段は、前記交流電源と前記コンバータとの間に直列に接続され
た第１のスイッチと、前記交流電源の電圧瞬時値、その電圧瞬時値の零クロス
点に応動する零クロス信号、および前記大容量コンデン
サの両端の直流電圧に基づいて、前記第１のスイッチの
オン・オフを制御する第１の初期充電制御回路とを備え
たものである請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】前記初期充電制御手段は、前記交流電源を前記インバータの出力端に第２のスイッ
チを介して接続しうるバイパス回路と、前記交流電源の電圧瞬時値、その電圧瞬時値の零クロス
点に応動する零クロス信号、および前記大容量コンデン
サの両端の直流電圧に基づいて、前記第２のスイッチの
オン・オフを制御する第２の初期充電制御回路とを備え
たものである請求項１または２に記載の無停電電源装
置。
【請求項４】前記コンバータは各アームに逆並列接続の
可制御スイッチング素子を有するダイオードにより構成
された回生運転可能なものであり、前記完全放電制御手段は、前記交流電源と前記コンバータとの間に直列に接続され
た第１のスイッチと、前記コンバータを電流回生モードで動作させうる制御手
段と、前記交流電源の電圧瞬時値、その電圧瞬時値の零クロス
点に応動する零クロス信号、および前記大容量コンデン
サの両端の直流電圧に基づいて、前記第１のスイッチの
オン・オフを制御する第１の完全放電制御回路とを備え
たものである請求項１ないし３のいずれかに記載の無停
電電源装置。
【請求項５】前記完全放電制御手段は、前記インバータの出力端を前記交流電源に第２のスイッ
チを介して接続しうるバイパス回路と、前記交流電源の電圧瞬時値、その電圧瞬時値の零クロス
点に応動する零クロス信号、および前記大容量コンデン
サの両端の直流電圧に基づいて、前記インバータおよび
前記第２のスイッチのオン・オフを制御し、前記バイパ
ス回路を介して電源回生を実行させる第２の完全放電制
御回路とを備えたものである請求項１ないし４のいずれ
かに記載の無停電電源装置。
【請求項６】前記負荷に直列に、前記第２のスイッチに
連動してオフ動作する第３のスイッチをさらに備えた請
求項３または５に記載の無停電電源装置。
【請求項７】前記コンバータが可制御型であり、前記第
１のスイッチの機能をその可制御型コンバータが代替す
る請求項２または４に記載の無停電電源装置。