JPH07221806A - 一括復調方法および一括復調器 - Google Patents
一括復調方法および一括復調器Info
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- JPH07221806A JPH07221806A JP6035387A JP3538794A JPH07221806A JP H07221806 A JPH07221806 A JP H07221806A JP 6035387 A JP6035387 A JP 6035387A JP 3538794 A JP3538794 A JP 3538794A JP H07221806 A JPH07221806 A JP H07221806A
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 14
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- 101100221620 Drosophila melanogaster cos gene Proteins 0.000 claims 1
- 101100398237 Xenopus tropicalis kif11 gene Proteins 0.000 claims 1
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- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 回路規模を増大せず、同時に復調可能なキャ
リア数の増減に柔軟に対応する。 【構成】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を取り
込み、Ｉ成分とＱ成分を得る直交周波数変換手段１０１
と、各成分の信号のＡ／Ｄ変換器１０３と、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、変調信号が中心周波数０のベー
スバンド信号になるように周波数シフトし、その結果を
各キャリアに対応して時系列出力する時分割多重処理周
波数シフト手段１０５と、得られたＩ成分、Ｑ成分の信
号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出す低域ろ
波手段１０６と、Ｉ，Ｑ成分のベースバンド信号を変調
方式に対応した識別判定方式により復号された符号を出
力する識別判定手段１０７と、復号符号を、各データ系
列に分配して出力するデマルチプレクサ１０８とを備え
る。
リア数の増減に柔軟に対応する。 【構成】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を取り
込み、Ｉ成分とＱ成分を得る直交周波数変換手段１０１
と、各成分の信号のＡ／Ｄ変換器１０３と、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、変調信号が中心周波数０のベー
スバンド信号になるように周波数シフトし、その結果を
各キャリアに対応して時系列出力する時分割多重処理周
波数シフト手段１０５と、得られたＩ成分、Ｑ成分の信
号からそれぞれベースバンド信号のみを取り出す低域ろ
波手段１０６と、Ｉ，Ｑ成分のベースバンド信号を変調
方式に対応した識別判定方式により復号された符号を出
力する識別判定手段１０７と、復号符号を、各データ系
列に分配して出力するデマルチプレクサ１０８とを備え
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に用
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等において、基地局受信装置ま
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図５に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。図５においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図５に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。図５においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
【０００３】ところで、直交位相変調波は、直交検波を
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ）、瞬時位相角が
φ（ｔ）、キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表される。
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ）、瞬時位相角が
φ（ｔ）、キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表される。
【０００４】
【数１】 この変調波に対し、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔ
および−ｓｉｎ２πｆc ｔを乗算すると、それぞれ“数
２”，“数３”のように変形できる。従って、“数２”
および“数３”のそれぞれの２項目を低域通過フィルタ
を用いて除去することによって２つの直交ベースバンド
信号“数４”，“数５”が得られる。
および−ｓｉｎ２πｆc ｔを乗算すると、それぞれ“数
２”，“数３”のように変形できる。従って、“数２”
および“数３”のそれぞれの２項目を低域通過フィルタ
を用いて除去することによって２つの直交ベースバンド
信号“数４”，“数５”が得られる。
【０００５】
【数２】
【０００６】
【数３】
【０００７】
【数４】
【０００８】
【数５】 これらのベースバンド信号を用いて振幅および位相を識
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
【０００９】以上述べたように、キャリア周波数ｆk の
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
【００１０】従来、複数キャリアの変調波を同時に復調
するのに、アクセスするキャリア数だけの復調器を用意
し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図７に従来の
複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。同
図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０１
で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。
するのに、アクセスするキャリア数だけの復調器を用意
し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図７に従来の
複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。同
図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０１
で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。
【００１１】復調器８０２は同時にアクセスするキャリ
ア数だけ用意されている。復調器８０２に入力された信
号は、直交検波部８０３で上述した方法で直交検波さ
れ、Ｉ成分およびＱ成分の２つのベースバンド信号が得
られる。これらのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１
０３でディジタル信号に変換されて識別判定部２１１に
入力され、符号判定されて復調データが得られる。
ア数だけ用意されている。復調器８０２に入力された信
号は、直交検波部８０３で上述した方法で直交検波さ
れ、Ｉ成分およびＱ成分の２つのベースバンド信号が得
られる。これらのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１
０３でディジタル信号に変換されて識別判定部２１１に
入力され、符号判定されて復調データが得られる。
【００１２】それぞれの復調器８０２においても同様の
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調器は、上述
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数に比して同時
に復調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復
調器が存在することになり、使用効率が低下する。すな
わち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができな
いという課題があった。
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数に比して同時
に復調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復
調器が存在することになり、使用効率が低下する。すな
わち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができな
いという課題があった。
【００１４】本発明は、ディジタル信号処理によってキ
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的としている。
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
【００１６】すなわち、請求項１の発明は、複数キャリ
アの変調信号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直
交信号によって同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ
成分）を得て、該Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれの信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に変換され
た前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、ディジタ
ル信号処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復
調しその結果を出力する一括復調方法であって、
アの変調信号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直
交信号によって同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ
成分）を得て、該Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれの信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に変換され
た前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、ディジタ
ル信号処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復
調しその結果を出力する一括復調方法であって、
【００１７】前記ディジタル信号処理においては、前記
Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキャリ
ア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変調信
号が中心周波数０のベースバンド信号になるように周波
数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系列出
力し、前記各キャリアに対応して時系列出力されたＩ成
分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信号の
みを取り出し、該各信号を取り込んで変調方式に対応し
た識別判定方式により復号し、これにより各キャリアに
対応して時系列出力された復号符号を、各データ系列に
分配して出力する一括復調方法である。
Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキャリ
ア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変調信
号が中心周波数０のベースバンド信号になるように周波
数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系列出
力し、前記各キャリアに対応して時系列出力されたＩ成
分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信号の
みを取り出し、該各信号を取り込んで変調方式に対応し
た識別判定方式により復号し、これにより各キャリアに
対応して時系列出力された復号符号を、各データ系列に
分配して出力する一括復調方法である。
【００１８】請求項２の発明は、複数キャリアの変調信
号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直交信号によ
って同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）を得
る直交周波数変換手段と、前記直交周波数変換手段によ
り得られたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）と、ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およ
びＱ成分の信号を取り込み、ディジタル信号処理によっ
て複数キャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出
力するディジタル信号処理回路とから構成され、
号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直交信号によ
って同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）を得
る直交周波数変換手段と、前記直交周波数変換手段によ
り得られたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）と、ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およ
びＱ成分の信号を取り込み、ディジタル信号処理によっ
て複数キャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出
力するディジタル信号処理回路とから構成され、
【００１９】前記ディジタル信号処理回路においては、
前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変
調信号が中心周波数０のベースバンド信号になるように
周波数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系
列出力する時分割多重処理周波数シフト手段と、
前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変
調信号が中心周波数０のベースバンド信号になるように
周波数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系
列出力する時分割多重処理周波数シフト手段と、
【００２０】前記時分割多重処理周波数シフト手段によ
って得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
って得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
【００２１】請求項３の発明は、上記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続される位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続される位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
【００２２】前記位相アキュムレータ２１１により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必要
なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１３
と、前記位相アキュムレータ２１１により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１４と、入力さ
れた同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ２１３の出力とを
乗算する乗算器２０７ａと、入力された同相成分（Ｉ成
分）と上記ＲＯＭ２１４の出力とを乗算する乗算器２０
７ｂと、
れた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必要
なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１３
と、前記位相アキュムレータ２１１により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１４と、入力さ
れた同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ２１３の出力とを
乗算する乗算器２０７ａと、入力された同相成分（Ｉ成
分）と上記ＲＯＭ２１４の出力とを乗算する乗算器２０
７ｂと、
【００２３】入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯ
Ｍ２１３の出力とを乗算する乗算器２０７ｃと、入力さ
れた直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ２１４の出力とを
乗算する乗算器２０７ｄと、乗算器２０７ａの出力と乗
算器２０７ｄとの出力とを減算処理して出力する減算器
２０８と、乗算器２０７ｂの出力と乗算器２０７ｃの出
力とを加算して出力する加算器２０９とにより構成した
ものである。
Ｍ２１３の出力とを乗算する乗算器２０７ｃと、入力さ
れた直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ２１４の出力とを
乗算する乗算器２０７ｄと、乗算器２０７ａの出力と乗
算器２０７ｄとの出力とを減算処理して出力する減算器
２０８と、乗算器２０７ｂの出力と乗算器２０７ｃの出
力とを加算して出力する加算器２０９とにより構成した
ものである。
【００２４】請求項４の発明は、前記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の
出力を選択するセレクタ（２１２）と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の
出力を選択するセレクタ（２１２）と、
【００２５】加算器（２０９ｃ）と遅延回路（２１７）
とからなり、前記セレクタ（２１２）の出力を入力とし
て、瞬時位相データを出力する位相アキュムレータ（２
１８）と、 該位相アキュムレータ（２１８）により得
られた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必
要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１
３）と、前記位相アキュムレータ（２１８）により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、
とからなり、前記セレクタ（２１２）の出力を入力とし
て、瞬時位相データを出力する位相アキュムレータ（２
１８）と、 該位相アキュムレータ（２１８）により得
られた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必
要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１
３）と、前記位相アキュムレータ（２１８）により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、
【００２６】演算に必要なｓｉｎ２πΔｆk ｔの信号を
発生するＲＯＭ（２１４）と、入力された同相成分（Ｉ
成分）と上記ＲＯＭ（２１３）の出力とを乗算する乗算
器（２０７ａ）と、入力された同相成分（Ｉ成分）と上
記ＲＯＭ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７
ｂ）と、入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ
（２１３）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、
発生するＲＯＭ（２１４）と、入力された同相成分（Ｉ
成分）と上記ＲＯＭ（２１３）の出力とを乗算する乗算
器（２０７ａ）と、入力された同相成分（Ｉ成分）と上
記ＲＯＭ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７
ｂ）と、入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ
（２１３）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、
【００２７】入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯ
Ｍ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）
と、乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）と
の出力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、
乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成し
たものである。
Ｍ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）
と、乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）と
の出力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、
乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成し
たものである。
【００２８】請求項５の発明は、前記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続された位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続された位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
【００２９】入力同相成分と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０１ａと、入力同相成
分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）に乗算結果を予め記憶して
おいて、キャリア指定データに応じて位相ステップ設定
回路２１０および位相アキュムレータ２１１により発生
された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力する
ＲＯＭ３０２と、
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０１ａと、入力同相成
分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）に乗算結果を予め記憶して
おいて、キャリア指定データに応じて位相ステップ設定
回路２１０および位相アキュムレータ２１１により発生
された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力する
ＲＯＭ３０２と、
【００３０】入力直交成分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０３と、入力直交成分
と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶してお
いて、
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０３と、入力直交成分
と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶してお
いて、
【００３１】キャリア指定データに応じて位相ステップ
設定回路２１０および位相アキュムレータ２１１により
発生された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力
するＲＯＭ３０１ｂとＲＯＭ３０１ａの出力とＲＯＭ３
０３の出力とを加算して出力する加算器２０９ａと、Ｒ
ＯＭ３０１ｂの出力とＲＯＭ３０２の出力とを加算して
出力する加算器２０９ｂとにより構成したものである。
設定回路２１０および位相アキュムレータ２１１により
発生された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力
するＲＯＭ３０１ｂとＲＯＭ３０１ａの出力とＲＯＭ３
０３の出力とを加算して出力する加算器２０９ａと、Ｒ
ＯＭ３０１ｂの出力とＲＯＭ３０２の出力とを加算して
出力する加算器２０９ｂとにより構成したものである。
【００３２】請求項６の発明は前記請求項２記載の発明
において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア指
定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定回
路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の出
力を選択するセレクタ（２１２）と、加算器（２０９
ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、セレクタ（２１
２）の出力を入力として、瞬時位相データを出力する位
相アキュムレータ（２１８）と、
において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア指
定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定回
路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の出
力を選択するセレクタ（２１２）と、加算器（２０９
ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、セレクタ（２１
２）の出力を入力として、瞬時位相データを出力する位
相アキュムレータ（２１８）と、
【００３３】入力同相成分（Ｉ成分）と（ｃｏｓ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ａ）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ａ）と、
【００３４】入力同相成分（Ｉ成分）と（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０２）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０２）と、
【００３５】入力直交成分（Ｑ成分）と（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０３）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０３）と、
【００３６】入力直交成分（Ｑ成分）と（ｃｏｓ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ｂ）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ｂ）と、
【００３７】ＲＯＭ（３０１ａ）の出力とＲＯＭ（３０
３）の出力とを加算して出力する加算器（２０９ａ）
と、ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出
力とを加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構
成したものである。
３）の出力とを加算して出力する加算器（２０９ａ）
と、ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出
力とを加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構
成したものである。
【００３８】請求項７の発明は上記請求項２〜請求項４
の発明において、時分割多重周波数シフト手段と、ディ
ジタルフィルタまたは低域ろ波手段と、識別判定手段
と、デマルチプレクサとからなるディジタル信号処理部
をＩＣ化して構成したものである。
の発明において、時分割多重周波数シフト手段と、ディ
ジタルフィルタまたは低域ろ波手段と、識別判定手段
と、デマルチプレクサとからなるディジタル信号処理部
をＩＣ化して構成したものである。
【００３９】
【作用】図１は、本発明の基本構成を示すブロック図で
ある。同図において、入力信号は、複数キャリアの変調
信号を含んだまま直交周波数変換手段１０１に入力され
る。直交周波数変換手段１０１では、周波数がｆc であ
る周波数固定発振器１０２から生成される、ｃｏｓ２π
ｆc ｔ、ｓｉｎ２πｆc ｔの２つの直交信号を用いて、
複数キャリアを含んだＩ成分およびＱ成分の信号が得ら
れる（直交周波数変換）。
ある。同図において、入力信号は、複数キャリアの変調
信号を含んだまま直交周波数変換手段１０１に入力され
る。直交周波数変換手段１０１では、周波数がｆc であ
る周波数固定発振器１０２から生成される、ｃｏｓ２π
ｆc ｔ、ｓｉｎ２πｆc ｔの２つの直交信号を用いて、
複数キャリアを含んだＩ成分およびＱ成分の信号が得ら
れる（直交周波数変換）。
【００４０】ここで入力信号に、それぞれのキャリア周
波数が固定周波数ｆc からΔｆi だけずれた“数６”に
示す信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を“数
７”のように表現すると、直交周波数変換後のＩ成分お
よびＱ成分の信号は“数８”、および、“数９”のよう
に表される。
波数が固定周波数ｆc からΔｆi だけずれた“数６”に
示す信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を“数
７”のように表現すると、直交周波数変換後のＩ成分お
よびＱ成分の信号は“数８”、および、“数９”のよう
に表される。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
【数８】
【００４４】
【数９】 これらのＩ成分、および、Ｑ成分の信号はアナログ−デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変
換され、ディジタル信号処理部１０４へ入力される。
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変
換され、ディジタル信号処理部１０４へ入力される。
【００４５】ディジタル信号処理部１０９では、まず時
分割多重周波数シフト手段１０５において、直交周波数
変換後のＩ成分およびＱ成分の信号を取り込み、位相回
転演算を行なうことで、アクセスするキャリアの信号が
ベースバンド信号になるように周波数をシフトする（周
波数シフト演算）。
分割多重周波数シフト手段１０５において、直交周波数
変換後のＩ成分およびＱ成分の信号を取り込み、位相回
転演算を行なうことで、アクセスするキャリアの信号が
ベースバンド信号になるように周波数をシフトする（周
波数シフト演算）。
【００４６】すなわち、アクセスするキャリアの信号が
固定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とし、そのキャリアの信号がベースバンド信号にな
るように周波数シフト演算した後のＩ成分およびＱ成分
の信号、ＩS （ｔ），ＱS （ｔ）は、“数１０”のよう
に表される。
固定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とし、そのキャリアの信号がベースバンド信号にな
るように周波数シフト演算した後のＩ成分およびＱ成分
の信号、ＩS （ｔ），ＱS （ｔ）は、“数１０”のよう
に表される。
【００４７】
【数１０】
【００４８】このとき、伝送データ１シンボルの時間内
に同時アクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ、
そのキャリア数を多重度として時分割多重されたベース
バンド信号が得られる。図４はその様子を示すタイミン
グチャートの一例である。図では１つの振幅データＡ
（ｔ）に対し、シフト波形としてｃｏｓ２πΔｆ1 ｔ〜
ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分割処理さ
れた様子を示している。周波数シフト演算以降はデマル
チプレクサ１０８へ入力されるまで時分割多重処理され
る。
に同時アクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ、
そのキャリア数を多重度として時分割多重されたベース
バンド信号が得られる。図４はその様子を示すタイミン
グチャートの一例である。図では１つの振幅データＡ
（ｔ）に対し、シフト波形としてｃｏｓ２πΔｆ1 ｔ〜
ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分割処理さ
れた様子を示している。周波数シフト演算以降はデマル
チプレクサ１０８へ入力されるまで時分割多重処理され
る。
【００４９】これらの周波数シフト演算された信号はそ
れぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、希望のキャリア
のみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号、Ｉ
o （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。該Ｉo （ｔ）を
“数１１”に、また、Ｑo （ｔ）を“数１２”に示す。
れぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、希望のキャリア
のみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号、Ｉ
o （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。該Ｉo （ｔ）を
“数１１”に、また、Ｑo （ｔ）を“数１２”に示す。
【００５０】
【数１１】
【００５１】図５は瞬時位相データの生成回路の例につ
いて示す図である。同図において、２１０は位相ステッ
プ設定回路、２１２はセレクタ、２１７は遅延回路、２
０９ｃは加算器、２１８は位相アキュムレータを表わし
ている。
いて示す図である。同図において、２１０は位相ステッ
プ設定回路、２１２はセレクタ、２１７は遅延回路、２
０９ｃは加算器、２１８は位相アキュムレータを表わし
ている。
【００５２】この位相アキュムレータは遅延回路２１７
と加算器２０９ｃによりｎ個まえのデータを蓄積するか
ら、１番のステップで写しこまれたデータ、２番のステ
ップで写しこまれたデータのように、順次瞬時位相デー
タを得ることができる。
と加算器２０９ｃによりｎ個まえのデータを蓄積するか
ら、１番のステップで写しこまれたデータ、２番のステ
ップで写しこまれたデータのように、順次瞬時位相デー
タを得ることができる。
【００５３】先に図２、図３に基づいて説明した第１お
よび第２の実施例において、瞬時位相データをこのよう
な回路構成により生成する方式を採れば、位相アキュム
レータは１ケで済み回路をより簡潔なものとすることが
できる。
よび第２の実施例において、瞬時位相データをこのよう
な回路構成により生成する方式を採れば、位相アキュム
レータは１ケで済み回路をより簡潔なものとすることが
できる。
【００５４】
【数１２】
【００５５】低域ろ波処理されたＩ成分、Ｑ成分のそれ
ぞれの信号は、識別判定手段１０７に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定され復調データとして出力
される。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例え
ば、図５に示すようなｆc ＝ωc ／２πを中心とした複
数のキャリアを入力信号とし、周波数シフト演算を行な
った結果をアナログ信号に変換すると図６（ａ）に示す
ような希望のキャリアが０中心となるようなキャリア配
置のスペクトラムとなる。
ぞれの信号は、識別判定手段１０７に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定され復調データとして出力
される。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例え
ば、図５に示すようなｆc ＝ωc ／２πを中心とした複
数のキャリアを入力信号とし、周波数シフト演算を行な
った結果をアナログ信号に変換すると図６（ａ）に示す
ような希望のキャリアが０中心となるようなキャリア配
置のスペクトラムとなる。
【００５６】この信号を低域ろ波処理した結果をアナロ
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
即ちベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この
信号を用いて変調方式に対応してレベル、位相、周波
数、等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望の
キャリアのみを復調することができる。
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
即ちベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この
信号を用いて変調方式に対応してレベル、位相、周波
数、等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望の
キャリアのみを復調することができる。
【００５７】識別判定手段１０７からの復調データはア
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
クセスキャリアごとに時分割多重されており、デマルチ
プレクサ１０８によって各系列に分配され出力される。
【００５８】
【実施例】図２は乗算器により周波数シフト演算を行な
う本発明の第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、入力信号は複数キャリアの変調信号を含んだ
まま直交周波数変換部２０１に入力され、周波数固定発
振器１０２で発生された固定周波数ｆc で直交周波数変
換されＩ成分およびＱ成分の信号が得られる。これらの
Ｉ成分およびＱ成分の信号は、アナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変換され、時
分割多重周波数シフト部２０６へ取り込まれる。
う本発明の第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、入力信号は複数キャリアの変調信号を含んだ
まま直交周波数変換部２０１に入力され、周波数固定発
振器１０２で発生された固定周波数ｆc で直交周波数変
換されＩ成分およびＱ成分の信号が得られる。これらの
Ｉ成分およびＱ成分の信号は、アナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変換され、時
分割多重周波数シフト部２０６へ取り込まれる。
【００５９】時分割多重周波数シフト部２０６では“数
１０”の演算が行なわれる。“数１０”の演算を行なう
ために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ
等の信号は位相アキュムレータ２１１により得られた瞬
時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ２１３，２１
４により発生される。
１０”の演算が行なわれる。“数１０”の演算を行なう
ために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ
等の信号は位相アキュムレータ２１１により得られた瞬
時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ２１３，２１
４により発生される。
【００６０】ここで瞬時位相データは、各キャリア措定
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２１０により得られ、セレクタにより各キャリ
ア指定データに対応して順次発生される。“数１０”に
従い、ＲＯＭ２１３，２１４により発生されたシフト信
号とＩ成分およびＱ成分の信号とを乗算および加算演算
し、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号がベースバンド信号になるように周波数シフト演算す
る。
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２１０により得られ、セレクタにより各キャリ
ア指定データに対応して順次発生される。“数１０”に
従い、ＲＯＭ２１３，２１４により発生されたシフト信
号とＩ成分およびＱ成分の信号とを乗算および加算演算
し、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号がベースバンド信号になるように周波数シフト演算す
る。
【００６１】これらの周波数シフト演算された信号はそ
れぞれディジタルフィルタ２１５に入力され、希望のキ
ャリアのみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号が
出力されるように低域ろ波処理される。低域ろ波処理さ
れたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号は識別判定部
２１６に取り込まれ、変調方式の応じて識別および判定
される。識別判定部２１６から得られる、時分割多重さ
れた復調データは、デマルチプレクサ１０８によって各
系列に分配されて出力される。
れぞれディジタルフィルタ２１５に入力され、希望のキ
ャリアのみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号が
出力されるように低域ろ波処理される。低域ろ波処理さ
れたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号は識別判定部
２１６に取り込まれ、変調方式の応じて識別および判定
される。識別判定部２１６から得られる、時分割多重さ
れた復調データは、デマルチプレクサ１０８によって各
系列に分配されて出力される。
【００６２】図３はＲＯＭにより周波数シフト演算を行
なう本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図
において、入力信号は、上述した第１の実施例と同様に
複数キャリアの信号を含んだまま直交周波数変換部２０
１で直交周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１０３によりデ
ィジタル信号に変換されて時分割多重周波数シフト部２
０６に取り込まれ、“数９”に従って周波数シフト演算
が行なわれる。
なう本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図
において、入力信号は、上述した第１の実施例と同様に
複数キャリアの信号を含んだまま直交周波数変換部２０
１で直交周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１０３によりデ
ィジタル信号に変換されて時分割多重周波数シフト部２
０６に取り込まれ、“数９”に従って周波数シフト演算
が行なわれる。
【００６３】ここでＩチャネルおよびＱチャネルの信号
とｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ等との乗算
結果は予めＲＯＭ３０１〜３０３に書き込んでおき、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２１０
および位相アキュムレータ２１１により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力する。以降の処
理については、上述した第１の実施例と同様である。
とｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ等との乗算
結果は予めＲＯＭ３０１〜３０３に書き込んでおき、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２１０
および位相アキュムレータ２１１により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力する。以降の処
理については、上述した第１の実施例と同様である。
【００６４】本発明の各部の構成の細部は、上述した回
路等に限るものではなく、従来から知られている各種の
回路技術によっても実現可能なものであり、本発明が、
これらを含むものであることは言うまでもない。
路等に限るものではなく、従来から知られている各種の
回路技術によっても実現可能なものであり、本発明が、
これらを含むものであることは言うまでもない。
【００６５】本発明の時分割多重周波数シフト手段とデ
ィジタルフィルタ、識別判定手段、マルチプレクサ等は
全てディジタル処理の回路で実現できるので、これを集
積回路として構成することが可能であり、これによって
装置の動作を安定で均一なものと成し得ると共に、製造
（アセンブル）や保守をより容易なものとすることがで
きる。
ィジタルフィルタ、識別判定手段、マルチプレクサ等は
全てディジタル処理の回路で実現できるので、これを集
積回路として構成することが可能であり、これによって
装置の動作を安定で均一なものと成し得ると共に、製造
（アセンブル）や保守をより容易なものとすることがで
きる。
【００６６】
【発明の効果】上述したように、本発明は、複数キャリ
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、時分割多重処理を行なうことにより、
復調回路の規模を増大することなく同時に復調するキャ
リア数の増減に柔軟に対応することができる。
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、時分割多重処理を行なうことにより、
復調回路の規模を増大することなく同時に復調するキャ
リア数の増減に柔軟に対応することができる。
【００６７】また、ディジタル信号処理によってキャリ
アアクセスを行なうため、高速かつ高精度なキャリア周
波数の切り換えが可能である。
アアクセスを行なうため、高速かつ高精度なキャリア周
波数の切り換えが可能である。
【図１】本発明の基本的構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図３】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図４】ディジタル信号処理部におけるタイミングの例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】瞬時位相データの生成回路の例を示す図であ
る。
る。
【図６】ＲＦ（ＩＦ）帯における複数キャリアの変調波
スペクトラムの例を示す図である。
スペクトラムの例を示す図である。
【図７】複数キャリアを含んだまま周波数シフト演算し
た信号をアナログ信号に変換した場合のスペクトラムの
例と、周波数シフト演算後、低域ろ波処理した信号をア
ナログ信号に変換した場合のスペクトラムの例を示す図
である。
た信号をアナログ信号に変換した場合のスペクトラムの
例と、周波数シフト演算後、低域ろ波処理した信号をア
ナログ信号に変換した場合のスペクトラムの例を示す図
である。
【図８】従来の複数キャリア同時処理を行なう復調器の
基本構成を示すブロック図である。
基本構成を示すブロック図である。
１０１ 直交周波数変換手段 １０２ 周波数固定発振器 １０３ アナログ／ディジタル変換器 １０４ ディジタル信号処理部 １０５ 時分割多重周波数シフト手段 １０６ 低域ろ波手段 １０７ 識別判定手段 １０８ デマルチプレクサ ２０１ 直交検波部 ２０２ ハイブリッド ２０３ ミキサ ２０４，８０６ π／２位相器 ２０５，８０７ 低域ろ波フィルタ ２０６ 時分割多重周波数シフト部 ２０７ ディジタル乗算器 ２０８ ディジタル減算器 ２０９ ディジタル加算器 ２１０ 位相ステップ設定回路 ２１１，２１８ 位相アキュムレータ ２１２ セレクタ ２１３〜２１４ ＲＯＭ ２１５ ディジタルフィルタ ２１６ 識別判定部 ８０１ ハイブリッド ８０２ 復調器 ８０３ 直交検波部 ８０４ ハイブリッド ８０５ ディジタル乗算器 ８０８ 周波数シンセサイザ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年３月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に用
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
いられる復調器に関し、特に複数キャリアの変調信号を
同時に復調処理する一括復調器に係る。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等において、基地局受信装置ま
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図５に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。図５においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
たはマルチキャリア伝送における受信装置のように複数
キャリアの変調信号を同時に復調処理する復調器では、
図５に示すような複数キャリアの信号を同時に復調する
必要がある。図５においてｆ1〜ｆ5 は各キャリア対応
の中心周波数であり、破線のｆ2 ，ｆ5 は空きキャリア
を示す。
【０００３】ところで、直交位相変調波は、直交検波を
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ）、瞬時位相角が
φ（ｔ）、キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表される。
行なうことにより得られたＩ成分およびＱ成分の各ベー
スバンド信号を用いて復調することができる。以下にそ
の基本原理を説明する。ベースバンド信号の信号空間ダ
イヤグラムにおける瞬時振幅がＡ（ｔ）、瞬時位相角が
φ（ｔ）、キャリア周波数がｆc である変調波信号ｓ
（ｔ）は、“数１”のように表される。
【０００４】
【数１】 この変調波に対し、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔ
および−ｓｉｎ２πｆ c ｔを乗算すると、それぞれ“数
２”，“数３”のように変形できる。従って、“数２”
および“数３”のそれぞれの２項目を低域通過フィルタ
を用いて除去することによって２つの直交ベースバンド
信号“数４”，“数５”が得られる。
および−ｓｉｎ２πｆ c ｔを乗算すると、それぞれ“数
２”，“数３”のように変形できる。従って、“数２”
および“数３”のそれぞれの２項目を低域通過フィルタ
を用いて除去することによって２つの直交ベースバンド
信号“数４”，“数５”が得られる。
【０００５】
【数２】
【０００６】
【数３】
【０００７】
【数４】
【０００８】
【数５】 これらのベースバンド信号を用いて振幅および位相を識
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
別し、符号判定することにより復調データを得ることが
できる。
【０００９】以上述べたように、キャリア周波数ｆk の
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
変調波は、直交キャリア信号ｃｏｓ２πｆc ｔおよび−
ｓｉｎ２πｆc ｔを用いて直交検波することによって復
調することが可能であり、ｆc を変化させることで異な
るキャリア周波数の変調波にアクセスすることが可能で
ある。
【００１０】従来、複数キャリアの変調波を同時に復調
するのに、アクセスするキャリア数だけの復調器を用意
し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図７に従来の
複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。同
図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０１
で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。
するのに、アクセスするキャリア数だけの復調器を用意
し、それぞれ個別に復調を行なっていた。図７に従来の
複数キャリアを同時に復調する復調器の構成を示す。同
図において入力された受信信号は、ハイブリッド８０１
で分配され、それぞれ復調器８０２に入力される。
【００１１】復調器８０２は同時にアクセスするキャリ
ア数だけ用意されている。復調器８０２に入力された信
号は、直交検波部８０３で上述した方法で直交検波さ
れ、Ｉ成分およびＱ成分の２つのベースバンド信号が得
られる。これらのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１
０３でディジタル信号に変換されて識別判定部２１１に
入力され、符号判定されて復調データが得られる。
ア数だけ用意されている。復調器８０２に入力された信
号は、直交検波部８０３で上述した方法で直交検波さ
れ、Ｉ成分およびＱ成分の２つのベースバンド信号が得
られる。これらのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１
０３でディジタル信号に変換されて識別判定部２１１に
入力され、符号判定されて復調データが得られる。
【００１２】それぞれの復調器８０２においても同様の
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
処理が為され、このとき直交検波部８０３に入力される
直交信号の周波数を各変調波のキャリア周波数に応じて
周波数シンセサイザ８０８により個別に設定することに
よってそれぞれの復調データが得られる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調器は、上述
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数に比して同時
に復調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復
調器が存在することになり、使用効率が低下する。すな
わち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができな
いという課題があった。
したように、キャリア周波数の異なる複数キャリアの信
号を同時に復調する場合、個別に復調処理を行なってい
た。このため、同時に復調するキャリア数が増加すると
復調器の台数が増大し、また復調器の台数に比して同時
に復調するキャリア数が少ない場合は、使用されない復
調器が存在することになり、使用効率が低下する。すな
わち、扱う信号系列の増減に対して柔軟に対応ができな
いという課題があった。
【００１４】本発明は、ディジタル信号処理によってキ
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的としている。
ャリアアクセスを行なうことにより、高速かつ安定なキ
ャリアアクセスおよびキャリア切り替えが可能であり、
また復調器回路規模を増大することなく、同時に復調可
能なキャリア数の増減に柔軟に対応可能な復調器を提供
することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
【００１６】すなわち、請求項１の発明は、複数キャリ
アの変調信号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直
交信号によって同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ
成分）を得て、該Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれの信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に変換され
た前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、ディジタ
ル信号処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復
調しその結果を出力する一括復調方法であって、
アの変調信号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直
交信号によって同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ
成分）を得て、該Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれの信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に変換され
た前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、ディジタ
ル信号処理によって複数キャリアの変調信号を同時に復
調しその結果を出力する一括復調方法であって、
【００１７】前記ディジタル信号処理においては、前記
Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキャリ
ア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変調信
号が中心周波数０のベースバンド信号になるように周波
数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系列出
力し、前記各キャリアに対応して時系列出力されたＩ成
分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信号の
みを取り出し、該各信号を取り込んで変調方式に対応し
た識別判定方式により復号し、これにより各キャリアに
対応して時系列出力された復号符号を、各データ系列に
分配して出力する一括復調方法である。
Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキャリ
ア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変調信
号が中心周波数０のベースバンド信号になるように周波
数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系列出
力し、前記各キャリアに対応して時系列出力されたＩ成
分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信号の
みを取り出し、該各信号を取り込んで変調方式に対応し
た識別判定方式により復号し、これにより各キャリアに
対応して時系列出力された復号符号を、各データ系列に
分配して出力する一括復調方法である。
【００１８】請求項２の発明は、複数キャリアの変調信
号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直交信号によ
って同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）を得
る直交周波数変換手段と、前記直交周波数変換手段によ
り得られたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）と、ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およ
びＱ成分の信号を取り込み、ディジタル信号処理によっ
て複数キャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出
力するディジタル信号処理回路とから構成され、
号を含んだ信号を取り込み、固定周波数の直交信号によ
って同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）を得
る直交周波数変換手段と、前記直交周波数変換手段によ
り得られたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号をディ
ジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）と、ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およ
びＱ成分の信号を取り込み、ディジタル信号処理によっ
て複数キャリアの変調信号を同時に復調しその結果を出
力するディジタル信号処理回路とから構成され、
【００１９】前記ディジタル信号処理回路においては、
前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変
調信号が中心周波数０のベースバンド信号になるように
周波数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系
列出力する時分割多重処理周波数シフト手段と、
前記Ｉ成分およびＱ成分の信号を取り込み、復調するキ
ャリア数だけ時分割し、復調しようとするキャリアの変
調信号が中心周波数０のベースバンド信号になるように
周波数シフトし、その結果を各キャリアに対応して時系
列出力する時分割多重処理周波数シフト手段と、
【００２０】前記時分割多重処理周波数シフト手段によ
って得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
って得られたＩ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベ
ースバンド信号のみを取り出す低域ろ波手段と、前記低
域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベースバン
ド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定方式に
より復号された符号を出力する識別判定手段と、前記識
別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力された
復号符号を、各データ系列に分配して出力するデマルチ
プレクサとを備えた一括復調器である。
【００２１】請求項３の発明は、上記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続される位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続される位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
【００２２】前記位相アキュムレータ２１１により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必要
なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１３
と、前記位相アキュムレータ２１１により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１４と、入力さ
れた同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ２１３の出力とを
乗算する乗算器２０７ａと、入力された同相成分（Ｉ成
分）と上記ＲＯＭ２１４の出力とを乗算する乗算器２０
７ｂと、
れた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必要
なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１３
と、前記位相アキュムレータ２１１により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ２１４と、入力さ
れた同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ２１３の出力とを
乗算する乗算器２０７ａと、入力された同相成分（Ｉ成
分）と上記ＲＯＭ２１４の出力とを乗算する乗算器２０
７ｂと、
【００２３】入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯ
Ｍ２１３の出力とを乗算する乗算器２０７ｃと、入力さ
れた直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ２１４の出力とを
乗算する乗算器２０７ｄと、乗算器２０７ａの出力と乗
算器２０７ｄとの出力とを減算処理して出力する減算器
２０８と、乗算器２０７ｂの出力と乗算器２０７ｃの出
力とを加算して出力する加算器２０９とにより構成した
ものである。
Ｍ２１３の出力とを乗算する乗算器２０７ｃと、入力さ
れた直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ２１４の出力とを
乗算する乗算器２０７ｄと、乗算器２０７ａの出力と乗
算器２０７ｄとの出力とを減算処理して出力する減算器
２０８と、乗算器２０７ｂの出力と乗算器２０７ｃの出
力とを加算して出力する加算器２０９とにより構成した
ものである。
【００２４】請求項４の発明は、前記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の
出力を選択するセレクタ（２１２）と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の
出力を選択するセレクタ（２１２）と、
【００２５】加算器（２０９ｃ）と遅延回路（２１７）
とからなり、前記セレクタ（２１２）の出力を入力とし
て、瞬時位相データを出力する位相アキュムレータ（２
１８）と、 該位相アキュムレータ（２１８）により得
られた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必
要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１
３）と、前記位相アキュムレータ（２１８）により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、
とからなり、前記セレクタ（２１２）の出力を入力とし
て、瞬時位相データを出力する位相アキュムレータ（２
１８）と、 該位相アキュムレータ（２１８）により得
られた瞬時位相データをアドレス入力として、演算に必
要なｃｏｓ２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１
３）と、前記位相アキュムレータ（２１８）により得ら
れた瞬時位相データをアドレス入力として、
【００２６】演算に必要なｓｉｎ２πΔｆk ｔの信号を
発生するＲＯＭ（２１４）と、入力された同相成分（Ｉ
成分）と上記ＲＯＭ（２１３）の出力とを乗算する乗算
器（２０７ａ）と、入力された同相成分（Ｉ成分）と上
記ＲＯＭ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７
ｂ）と、入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ
（２１３）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、
発生するＲＯＭ（２１４）と、入力された同相成分（Ｉ
成分）と上記ＲＯＭ（２１３）の出力とを乗算する乗算
器（２０７ａ）と、入力された同相成分（Ｉ成分）と上
記ＲＯＭ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７
ｂ）と、入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ
（２１３）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、
【００２７】入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯ
Ｍ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）
と、乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）と
の出力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、
乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成し
たものである。
Ｍ（２１４）の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）
と、乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）と
の出力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、
乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成し
たものである。
【００２８】請求項５の発明は、前記請求項２記載の発
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続された位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
明において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア
指定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定
回路２１０と、該各位相ステップ設定回路２１０ごとに
それぞれ接続された位相アキュムレータ２１１と、位相
アキュムレータ２１１の出力を選択するセレクタ２１２
と、
【００２９】入力同相成分と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０１ａと、入力同相成
分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）に乗算結果を予め記憶して
おいて、キャリア指定データに応じて位相ステップ設定
回路２１０および位相アキュムレータ２１１により発生
された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力する
ＲＯＭ３０２と、
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０１ａと、入力同相成
分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）に乗算結果を予め記憶して
おいて、キャリア指定データに応じて位相ステップ設定
回路２１０および位相アキュムレータ２１１により発生
された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力する
ＲＯＭ３０２と、
【００３０】入力直交成分と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０３と、入力直交成分
と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶してお
いて、
乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに
応じて位相ステップ設定回路２１０および位相アキュム
レータ２１１により発生された読み出しアドレスに対応
して演算結果を出力するＲＯＭ３０３と、入力直交成分
と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶してお
いて、
【００３１】キャリア指定データに応じて位相ステップ
設定回路２１０および位相アキュムレータ２１１により
発生された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力
するＲＯＭ３０１ｂとＲＯＭ３０１ａの出力とＲＯＭ３
０３の出力とを加算して出力する加算器２０９ａと、Ｒ
ＯＭ３０１ｂの出力とＲＯＭ３０２の出力とを加算して
出力する加算器２０９ｂとにより構成したものである。
設定回路２１０および位相アキュムレータ２１１により
発生された読み出しアドレスに対応して演算結果を出力
するＲＯＭ３０１ｂとＲＯＭ３０１ａの出力とＲＯＭ３
０３の出力とを加算して出力する加算器２０９ａと、Ｒ
ＯＭ３０１ｂの出力とＲＯＭ３０２の出力とを加算して
出力する加算器２０９ｂとにより構成したものである。
【００３２】請求項６の発明は前記請求項２記載の発明
において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア指
定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定回
路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の出
力を選択するセレクタ（２１２）と、加算器（２０９
ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、セレクタ（２１
２）の出力を入力として、瞬時位相データを出力する位
相アキュムレータ（２１８）と、
において、時分割多重周波数シフト部を、各キャリア指
定データごとに対応して設けられた位相ステップ設定回
路（２１０）と、位相ステップ設定回路（２１０）の出
力を選択するセレクタ（２１２）と、加算器（２０９
ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、セレクタ（２１
２）の出力を入力として、瞬時位相データを出力する位
相アキュムレータ（２１８）と、
【００３３】入力同相成分（Ｉ成分）と（ｃｏｓ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ａ）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ａ）と、
【００３４】入力同相成分（Ｉ成分）と（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０２）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０２）と、
【００３５】入力直交成分（Ｑ成分）と（ｓｉｎ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０３）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０３）と、
【００３６】入力直交成分（Ｑ成分）と（ｃｏｓ２πΔ
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ｂ）と、
ｆk ｔ）の乗算結果を予め記憶しておいて、キャリア指
定データに応じて位相ステップ設定回路（２１０）およ
び位相アキュムレータ（２１８）により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３
０１ｂ）と、
【００３７】ＲＯＭ（３０１ａ）の出力とＲＯＭ（３０
３）の出力とを加算して出力する加算器（２０９ａ）
と、ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出
力とを加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構
成したものである。
３）の出力とを加算して出力する加算器（２０９ａ）
と、ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出
力とを加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構
成したものである。
【００３８】請求項７の発明は上記請求項２〜請求項４
の発明において、時分割多重周波数シフト手段と、ディ
ジタルフィルタまたは低域ろ波手段と、識別判定手段
と、デマルチプレクサとからなるディジタル信号処理部
をＩＣ化して構成したものである。
の発明において、時分割多重周波数シフト手段と、ディ
ジタルフィルタまたは低域ろ波手段と、識別判定手段
と、デマルチプレクサとからなるディジタル信号処理部
をＩＣ化して構成したものである。
【００３９】
【作用】図１は、本発明の基本構成を示すブロック図で
ある。同図において、入力信号は、複数キャリアの変調
信号を含んだまま直交周波数変換手段１０１に入力され
る。直交周波数変換手段１０１では、周波数がｆc であ
る周波数固定発振器１０２から生成される、ｃｏｓ２π
ｆc ｔ、ｓｉｎ２πｆc ｔの２つの直交信号を用いて、
複数キャリアを含んだＩ成分およびＱ成分の信号が得ら
れる（直交周波数変換）。
ある。同図において、入力信号は、複数キャリアの変調
信号を含んだまま直交周波数変換手段１０１に入力され
る。直交周波数変換手段１０１では、周波数がｆc であ
る周波数固定発振器１０２から生成される、ｃｏｓ２π
ｆc ｔ、ｓｉｎ２πｆc ｔの２つの直交信号を用いて、
複数キャリアを含んだＩ成分およびＱ成分の信号が得ら
れる（直交周波数変換）。
【００４０】ここで入力信号に、それぞれのキャリア周
波数が固定周波数ｆc からΔｆi だけずれた“数６”に
示す信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を“数
７”のように表現すると、直交周波数変換後のＩ成分お
よびＱ成分の信号は“数８”、および、“数９”のよう
に表される。
波数が固定周波数ｆc からΔｆi だけずれた“数６”に
示す信号がｎ個含まれるものとし、その入力信号を“数
７”のように表現すると、直交周波数変換後のＩ成分お
よびＱ成分の信号は“数８”、および、“数９”のよう
に表される。
【００４１】
【数６】
【００４２】
【数７】
【００４３】
【数８】
【００４４】
【数９】 これらのＩ成分、および、Ｑ成分の信号はアナログ−デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変
換され、ディジタル信号処理部１０４へ入力される。
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変
換され、ディジタル信号処理部１０４へ入力される。
【００４５】ディジタル信号処理部１０９では、まず時
分割多重周波数シフト手段１０５において、直交周波数
変換後のＩ成分およびＱ成分の信号を取り込み、位相回
転演算を行なうことで、アクセスするキャリアの信号が
ベースバンド信号になるように周波数をシフトする（周
波数シフト演算）。
分割多重周波数シフト手段１０５において、直交周波数
変換後のＩ成分およびＱ成分の信号を取り込み、位相回
転演算を行なうことで、アクセスするキャリアの信号が
ベースバンド信号になるように周波数をシフトする（周
波数シフト演算）。
【００４６】すなわち、アクセスするキャリアの信号が
固定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とし、そのキャリアの信号がベースバンド信号にな
るように周波数シフト演算した後のＩ成分およびＱ成分
の信号、ＩS （ｔ），ＱS （ｔ）は、“数１０”のよう
に表される。
固定周波数ｆc からΔｆk だけずれた信号（ｋ番目の信
号）とし、そのキャリアの信号がベースバンド信号にな
るように周波数シフト演算した後のＩ成分およびＱ成分
の信号、ＩS （ｔ），ＱS （ｔ）は、“数１０”のよう
に表される。
【００４７】
【数１０】
【００４８】このとき、伝送データ１シンボルの時間内
に同時アクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ、
そのキャリア数を多重度として時分割多重されたベース
バンド信号が得られる。図４はその様子を示すタイミン
グチャートの一例である。図では１つの振幅データＡ
（ｔ）に対し、シフト波形としてｃｏｓ２πΔｆ1 ｔ〜
ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分割処理さ
れた様子を示している。周波数シフト演算以降はデマル
チプレクサ１０８へ入力されるまで時分割多重処理され
る。
に同時アクセスするキャリア数だけΔｆk を変化させ、
そのキャリア数を多重度として時分割多重されたベース
バンド信号が得られる。図４はその様子を示すタイミン
グチャートの一例である。図では１つの振幅データＡ
（ｔ）に対し、シフト波形としてｃｏｓ２πΔｆ1 ｔ〜
ｃｏｓ２πΔｆn ｔが乗算され、ｎ多重の時分割処理さ
れた様子を示している。周波数シフト演算以降はデマル
チプレクサ１０８へ入力されるまで時分割多重処理され
る。
【００４９】これらの周波数シフト演算された信号はそ
れぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、希望のキャリア
のみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号、Ｉ
o （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。該Ｉo （ｔ）を
“数１１”に、また、Ｑo （ｔ）を“数１２”に示す。
れぞれ低域ろ波手段１０６に入力され、希望のキャリア
のみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号、Ｉ
o （ｔ），Ｑo （ｔ）が出力される。該Ｉo （ｔ）を
“数１１”に、また、Ｑo （ｔ）を“数１２”に示す。
【００５０】
【数１１】
【００５１】
【数１２】
【００５２】低域ろ波処理されたＩ成分、Ｑ成分のそれ
ぞれの信号は、識別判定手段１０７に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定され復調データとして出力
される。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例え
ば、図５に示すようなｆc ＝ωc ／２πを中心とした複
数のキャリアを入力信号とし、周波数シフト演算を行な
った結果をアナログ信号に変換すると図６（ａ）に示す
ような希望のキャリアが０中心となるようなキャリア配
置のスペクトラムとなる。
ぞれの信号は、識別判定手段１０７に取り込まれ、変調
方式に応じて識別および判定され復調データとして出力
される。以上の作用をスペクトラムで説明すると、例え
ば、図５に示すようなｆc ＝ωc ／２πを中心とした複
数のキャリアを入力信号とし、周波数シフト演算を行な
った結果をアナログ信号に変換すると図６（ａ）に示す
ような希望のキャリアが０中心となるようなキャリア配
置のスペクトラムとなる。
【００５３】この信号を低域ろ波処理した結果をアナロ
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
即ちベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この
信号を用いて変調方式に対応してレベル、位相、周波
数、等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望の
キャリアのみを復調することができる。識別判定手段１
０７からの復調データはアクセスキャリアごとに時分割
多重されており、デマルチプレクサ１０８によって各系
列に分配され出力される。
グ信号に変換すると図６（ｂ）のような希望のキャリア
即ちベースバンド信号のみのスペクトラムとなる。この
信号を用いて変調方式に対応してレベル、位相、周波
数、等を識別し、符号判定を行なうことにより、希望の
キャリアのみを復調することができる。識別判定手段１
０７からの復調データはアクセスキャリアごとに時分割
多重されており、デマルチプレクサ１０８によって各系
列に分配され出力される。
【００５４】
【実施例】図２は乗算器により周波数シフト演算を行な
う本発明の第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、入力信号は複数キャリアの変調信号を含んだ
まま直交周波数変換部２０１に入力され、周波数固定発
振器１０２で発生された固定周波数ｆc で直交周波数変
換されＩ成分およびＱ成分の信号が得られる。これらの
Ｉ成分およびＱ成分の信号は、アナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変換され、時
分割多重周波数シフト部２０６へ取り込まれる。
う本発明の第１の実施例を示すブロック図である。同図
において、入力信号は複数キャリアの変調信号を含んだ
まま直交周波数変換部２０１に入力され、周波数固定発
振器１０２で発生された固定周波数ｆc で直交周波数変
換されＩ成分およびＱ成分の信号が得られる。これらの
Ｉ成分およびＱ成分の信号は、アナログ−ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）１０３でディジタル信号に変換され、時
分割多重周波数シフト部２０６へ取り込まれる。
【００５５】時分割多重周波数シフト部２０６では“数
１０”の演算が行なわれる。“数１０”の演算を行なう
ために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ
等の信号は位相アキュムレータ２１１により得られた瞬
時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ２１３，２１
４により発生される。
１０”の演算が行なわれる。“数１０”の演算を行なう
ために必要なｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ
等の信号は位相アキュムレータ２１１により得られた瞬
時位相データをアドレス入力としたＲＯＭ２１３，２１
４により発生される。
【００５６】ここで瞬時位相データは、各キャリア措定
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２１０により得られ、セレクタにより各キャリ
ア指定データに対応して順次発生される。“数１０”に
従い、ＲＯＭ２１３，２１４により発生されたシフト信
号とＩ成分およびＱ成分の信号とを乗算および加算演算
し、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号がベースバンド信号になるように周波数シフト演算す
る。
データに応じた位相ステップがそれぞれの位相ステップ
設定回路２１０により得られ、セレクタにより各キャリ
ア指定データに対応して順次発生される。“数１０”に
従い、ＲＯＭ２１３，２１４により発生されたシフト信
号とＩ成分およびＱ成分の信号とを乗算および加算演算
し、キャリア指定データに対応した希望のキャリアの信
号がベースバンド信号になるように周波数シフト演算す
る。
【００５７】これらの周波数シフト演算された信号はそ
れぞれディジタルフィルタ２１５に入力され、希望のキ
ャリアのみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号が
出力されるように低域ろ波処理される。低域ろ波処理さ
れたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号は識別判定部
２１６に取り込まれ、変調方式の応じて識別および判定
される。識別判定部２１６から得られる、時分割多重さ
れた復調データは、デマルチプレクサ１０８によって各
系列に分配されて出力される。
れぞれディジタルフィルタ２１５に入力され、希望のキ
ャリアのみのＩ成分およびＱ成分のベースバンド信号が
出力されるように低域ろ波処理される。低域ろ波処理さ
れたＩ成分およびＱ成分のそれぞれの信号は識別判定部
２１６に取り込まれ、変調方式の応じて識別および判定
される。識別判定部２１６から得られる、時分割多重さ
れた復調データは、デマルチプレクサ１０８によって各
系列に分配されて出力される。
【００５８】図３はＲＯＭにより周波数シフト演算を行
なう本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図
において、入力信号は、上述した第１の実施例と同様に
複数キャリアの信号を含んだまま直交周波数変換部２０
１で直交周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１０３によりデ
ィジタル信号に変換されて時分割多重周波数シフト部２
０６に取り込まれ、“数９”に従って周波数シフト演算
が行なわれる。
なう本発明の第２の実施例を示すブロック図である。図
において、入力信号は、上述した第１の実施例と同様に
複数キャリアの信号を含んだまま直交周波数変換部２０
１で直交周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１０３によりデ
ィジタル信号に変換されて時分割多重周波数シフト部２
０６に取り込まれ、“数９”に従って周波数シフト演算
が行なわれる。
【００５９】ここでＩチャネルおよびＱチャネルの信号
とｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ等との乗算
結果は予めＲＯＭ３０１〜３０３に書き込んでおき、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２１０
および位相アキュムレータ２１１により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力する。以降の処
理については、上述した第１の実施例と同様である。
とｃｏｓ２πΔｆk ｔ、ｓｉｎ２πΔｆk ｔ等との乗算
結果は予めＲＯＭ３０１〜３０３に書き込んでおき、キ
ャリア指定データに応じて位相ステップ設定回路２１０
および位相アキュムレータ２１１により発生された読み
出しアドレスに対応して演算結果を出力する。以降の処
理については、上述した第１の実施例と同様である。
【００６０】図５は瞬時位相データの生成回路の例につ
いて示す図である。同図において、２１０は位相ステッ
プ設定回路、２１２はセレクタ、２１７は遅延回路、２
０９ｃは加算器、２１８は位相アキュムレータを表わし
ている。
いて示す図である。同図において、２１０は位相ステッ
プ設定回路、２１２はセレクタ、２１７は遅延回路、２
０９ｃは加算器、２１８は位相アキュムレータを表わし
ている。
【００６１】この位相アキュムレータは遅延回路２１７
と加算器２０９ｃによりｎ個まえのデータを蓄積するか
ら、１番のステップで写しこまれたデータ、２番のステ
ップで写しこまれたデータのように、順次瞬時位相デー
タを得ることができる。
と加算器２０９ｃによりｎ個まえのデータを蓄積するか
ら、１番のステップで写しこまれたデータ、２番のステ
ップで写しこまれたデータのように、順次瞬時位相デー
タを得ることができる。
【００６２】先に図２、図３に基づいて説明した第１お
よび第２の実施例において、瞬時位相データをこのよう
な回路構成により生成する方式を採れば、位相アキュム
レータは１ケで済み回路をより簡潔なものとすることが
できる。
よび第２の実施例において、瞬時位相データをこのよう
な回路構成により生成する方式を採れば、位相アキュム
レータは１ケで済み回路をより簡潔なものとすることが
できる。
【００６３】前記請求項４の発明は図２における位相ス
テップ設定回路２１０、位相アキュムレータ２１１、お
よび、セレクタ２１２からなる瞬時位相データ生成回路
を本図に示す回路に置き換えて構成したものであり、ま
た、請求項６の発明は、図３における上記同様の構成に
よる瞬時位相データ生成回路を本図に示す回路と置き換
えたものである。
テップ設定回路２１０、位相アキュムレータ２１１、お
よび、セレクタ２１２からなる瞬時位相データ生成回路
を本図に示す回路に置き換えて構成したものであり、ま
た、請求項６の発明は、図３における上記同様の構成に
よる瞬時位相データ生成回路を本図に示す回路と置き換
えたものである。
【００６４】本発明の各部の構成の細部は、上述した回
路等に限るものではなく、従来から知られている各種の
回路技術によっても実現可能なものであり、本発明が、
これらを含むものであることは言うまでもない。
路等に限るものではなく、従来から知られている各種の
回路技術によっても実現可能なものであり、本発明が、
これらを含むものであることは言うまでもない。
【００６５】本発明の時分割多重周波数シフト手段とデ
ィジタルフィルタ、識別判定手段、マルチプレクサ等は
全てディジタル処理の回路で実現できるので、これを集
積回路として構成することが可能であり、これによって
装置の動作を安定で均一なものと成し得ると共に、製造
（アセンブル）や保守をより容易なものとすることがで
きる。
ィジタルフィルタ、識別判定手段、マルチプレクサ等は
全てディジタル処理の回路で実現できるので、これを集
積回路として構成することが可能であり、これによって
装置の動作を安定で均一なものと成し得ると共に、製造
（アセンブル）や保守をより容易なものとすることがで
きる。
【００６６】
【発明の効果】上述したように、本発明は、複数キャリ
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、時分割多重処理を行なうことにより、
復調回路の規模を増大することなく同時に復調するキャ
リア数の増減に柔軟に対応することができる。また、デ
ィジタル信号処理によってキャリアアクセスを行なうた
め、高速かつ高精度なキャリア周波数の切り換えが可能
である。
アを含んだ信号を一つの直交周波数変換手段で直交周波
数変換を行ない、時分割多重処理を行なうことにより、
復調回路の規模を増大することなく同時に復調するキャ
リア数の増減に柔軟に対応することができる。また、デ
ィジタル信号処理によってキャリアアクセスを行なうた
め、高速かつ高精度なキャリア周波数の切り換えが可能
である。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
Claims (7)
- 【請求項１】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を
取り込み、固定周波数の直交信号によって同相成分（Ｉ
成分）および直交成分（Ｑ成分）を得て、 該Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれの信号をディジタル信
号に変換し、 ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の
信号を取り込み、ディジタル信号処理によって複数キャ
リアの変調信号を同時に復調しその結果を出力する復調
方法であって、 前記ディジタル信号処理においては、前記Ｉ成分および
Ｑ成分の信号を取り込み、復調するキャリア数だけ時分
割し、復調しようとするキャリアの変調信号が中心周波
数０のベースバンド信号になるように周波数シフトし、
その結果を各キャリアに対応して時系列出力し、 前記各キャリアに対応して時系列出力されたＩ成分およ
びＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信号のみを取
り出し、 該各信号を取り込んで変調方式に対応した識別判定方式
により復号し、 これにより各キャリアに対応して時系列出力された復号
符号を、各データ系列に分配して出力することを特徴と
する一括復調方法。 - 【請求項２】 複数キャリアの変調信号を含んだ信号を
取り込み、固定周波数の直交信号によって同相成分（Ｉ
成分）および直交成分（Ｑ成分）を得る直交周波数変換
手段と、 前記直交周波数変換手段により得られたＩ成分およびＱ
成分のそれぞれの信号をディジタル信号に変換するアナ
ログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）と、 ディジタル信号に変換された前記Ｉ成分およびＱ成分の
信号を取り込み、ディジタル信号処理によって複数キャ
リアの変調信号を同時に復調しその結果を出力するディ
ジタル信号処理回路とから構成され、 前記ディジタル信号処理回路においては、前記Ｉ成分お
よびＱ成分の信号を取り込み、復調するキャリア数だけ
時分割し、復調しようとするキャリアの変調信号が中心
周波数０のベースバンド信号になるように周波数シフト
し、その結果を各キャリアに対応して時系列出力する時
分割多重処理周波数シフト手段と、 前記時分割多重処理周波数シフト手段によって得られた
Ｉ成分およびＱ成分の信号からそれぞれベースバンド信
号のみを取り出す低域ろ波手段と、 前記低域ろ波手段を通過したＩ成分およびＱ成分のベー
スバンド信号を取り込み、変調方式に対応した識別判定
方式により復号された符号を出力する識別判定手段と、 前記識別判定手段から各キャリアに対応して時系列出力
された復号符号を、各データ系列に分配して出力するデ
マルチプレクサとを備えたことを特徴とする一括復調
器。 - 【請求項３】 時分割多重周波数シフト部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２１０）と、 該各位相ステップ設定回路（２１０）ごとにそれぞれ接
続される位相アキュムレータ（２１１）と、 位相アキュムレータ（２１１）の出力を選択するセレク
タ（２１２）と、 前記位相アキュムレータ（２１１）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｃｏｓ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１３）と、 前記位相アキュムレータ（２１１）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１４）と、 入力された同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ（２１３）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ａ）と、 入力された同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ（２１４）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｂ）と、 入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ（２１３）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、 入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ（２１４）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）と、 乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）との出
力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、 乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成さ
れる請求項２記載の一括復調器。 - 【請求項４】 時分割多重周波数シフト部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２１０）と、 位相ステップ設定回路（２１０）の出力を選択するセレ
クタ（２１２）と、 加算器（２０９ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、
前記セレクタ（２１２）の出力を入力として、瞬時位相
データを出力する位相アキュムレータ（２１８）と、 該位相アキュムレータ（２１８）により得られた瞬時位
相データをアドレス入力として、演算に必要なｃｏｓ２
πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１３）と、 前記位相アキュムレータ（２１８）により得られた瞬時
位相データをアドレス入力として、演算に必要なｓｉｎ
２πΔｆk ｔの信号を発生するＲＯＭ（２１４）と、 入力された同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ（２１３）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ａ）と、 入力された同相成分（Ｉ成分）と上記ＲＯＭ（２１４）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｂ）と、 入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ（２１３）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｃ）と、 入力された直交成分（Ｑ成分）と前記ＲＯＭ（２１４）
の出力とを乗算する乗算器（２０７ｄ）と、 乗算器（２０７ａ）の出力と乗算器（２０７ｄ）との出
力とを減算処理して出力する減算器（２０８）と、 乗算器（２０７ｂ）の出力と乗算器（２０７ｃ）の出力
とを加算して出力する加算器（２０９）とにより構成さ
れる請求項２記載の一括復調器。 - 【請求項５】 時分割多重周波数シフト部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２１０）と、 該各位相ステップ設定回路（２１０）ごとにそれぞれ接
続された位相アキュムレータ（２１１）と、 位相アキュムレータ（２１１）の出力を選択するセレク
タ（２１２）と、 入力同相成分（Ｉ成分）と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１１）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０１ａ）と、 入力同相成分（Ｉ成分）と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１１）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０２）と、 入力直交成分（Ｑ成分）と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１１）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０３）と、 入力直交成分（Ｑ成分）と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１１）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０１ｂ）と、 ＲＯＭ（３０１ａ）の出力とＲＯＭ（３０３）の出力と
を加算して出力する加算器（２０９ａ）と、 ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出力と
を加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構成さ
れる請求項２記載の一括復調器。 - 【請求項６】 時分割多重周波数シフト部は、 各キャリア指定データごとに対応して設けられた位相ス
テップ設定回路（２１０）と、 位相ステップ設定回路（２１０）の出力を選択するセレ
クタ（２１２）と、 加算器（２０９ｃ）と遅延回路（２１７）とからなり、
セレクタ（２１２）の出力を入力として瞬時位相データ
を出力する位相アキュムレータ（２１８）と、 入力同相成分（Ｉ成分）と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１８）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０１ａ）と、 入力同相成分（Ｉ成分）と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１８）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０２）と、 入力直交成分（Ｑ成分）と（ｓｉｎ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１８）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０３）と、 入力直交成分（Ｑ成分）と（ｃｏｓ２πΔｆk ｔ）の乗
算結果を予め記憶しておいて、キャリア指定データに応
じて位相ステップ設定回路（２１０）および位相アキュ
ムレータ（２１８）により発生された読み出しアドレス
に対応して演算結果を出力するＲＯＭ（３０１ｂ）と、 ＲＯＭ（３０１ａ）の出力とＲＯＭ（３０３）の出力と
を加算して出力する加算器（２０９ａ）と、 ＲＯＭ（３０１ｂ）の出力とＲＯＭ（３０２）の出力と
を加算して出力する加算器（２０９ｂ）とにより構成さ
れる請求項２記載の一括復調器。 - 【請求項７】 請求項２〜請求項４のいずれかに記載の
時分割多重周波数シフト手段と、ディジタルフィルタま
たは低域ろ波手段と、識別判定手段と、デマルチプレク
サとからなるディジタル信号処理部を構成要素とする集
積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6035387A JPH07221806A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6035387A JPH07221806A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221806A true JPH07221806A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=12440503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6035387A Pending JPH07221806A (ja) | 1994-02-08 | 1994-02-08 | 一括復調方法および一括復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07221806A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6922451B1 (en) | 1999-04-15 | 2005-07-26 | Nec Corporation | Frequency shifting circuit and method |
| US8619912B2 (en) | 2010-11-18 | 2013-12-31 | Fujitsu Limited | Frequency shift circuit and communication device |
-
1994
- 1994-02-08 JP JP6035387A patent/JPH07221806A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6922451B1 (en) | 1999-04-15 | 2005-07-26 | Nec Corporation | Frequency shifting circuit and method |
| US8619912B2 (en) | 2010-11-18 | 2013-12-31 | Fujitsu Limited | Frequency shift circuit and communication device |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |