JPH07161140A - ディジタルオーディオ信号の伝送装置及び受信装置、並びにディジタルオーディオ信号の伝送方法及び受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 ８チャネル（Ｌ，ＬＣ，Ｃ，ＳＷ，ＲＣ，
Ｒ，ＬＢ，ＲＢ）のディジタルオーディオ信号のうち、
６チャネル（Ｌ，ＬＣ，Ｃ，ＳＷ，ＲＣ，Ｒ）のディジ
タルオーディオ信号であって他の２チャネルのディジタ
ルオーディオ信号より聴感上影響力の高いチャネルの信
号に対しては、人間の聴覚特性に応じた高聴感の圧縮符
号化を施す高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２と、２
チャネル（ＬＢ，ＲＢ）のディジタルオーディオ信号に
対してはより高い圧縮率の符号化を施す高率圧縮符号化
回路２２３，２２４とを有し、高聴感圧縮符号化回路２
１７〜２２２からの圧縮符号化出力と高率圧縮符号化回
路２２３，２２４からの圧縮符号化出力を共に伝送す
る。 【効果】 特に重要な音に対しては高音質の圧縮符号化
が可能であると共に、ビット配分量（バイト配分量）の
無駄を無くすことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、映画フィルム
映写システム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスク
プレーヤ等のステレオや、いわゆるマルチサラウンド音
響システムにおいて用いられるマルチチャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化して伝送するディジタ
ルオーディオ信号の伝送装置及びそれに対応する受信装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】通常のオーディオ機器の場合のみなら
ず、例えば映画フィルム映写システム、高品位テレビジ
ョン、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ
等のステレオないしはマルチサラウンド音響システムに
おいては、例えば４〜８チャネル等の複数チャネルのオ
ーディオ或いは音声信号を扱うようになりつつある。

【０００３】特に、業務用においては、ディジタルオー
ディオのマルチチャネル化が進んでおり、例えば８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を扱う機器が浸透して
きている。上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
を扱う機器としては、例えば映画フィルム映写システム
等がある。また、高品位テレビジョン、ビデオテープレ
コーダ、ビデオディスクプレーヤ等のステレオないしは
マルチサラウンド音響システムにおいても、例えば４〜
８チャネル等の複数チャネルのオーディオ或いは音声信
号を扱うようになりつつある。

【０００４】上記８チャネルのディジタルオーディオ信
号を扱う映画フィルム映写システムにおいては、上記映
画フィルムに対して、例えばレフトチャネル，レフトセ
ンタチャネル，センタチャネル，ライトセンタチャネ
ル，ライトチャネル，サラウンドレフトチャネル，サラ
ウンドライトチャネル，サブウーファチャネルの８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を記録することが行わ
れつつある。なお、上記映画フィルムに記録する上記８
チャネルの各チャネルは、例えば当該映画フィルムの画
像記録領域から再生された画像が映写機によって投影さ
れるスクリーン側に配置されるレフトスピーカ、レフト
センタスピーカ、センタスピーカ、ライトセンタスピー
カ、ライトスピーカ、サブウーファスピーカ、観客席を
取り囲むように左側に配置されるサラウンドレフトスピ
ーカ及び右側に配置されるサラウンドライトスピーカと
対応するものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、映画フィル
ムに上記８チャネルのディジタルオーディオ信号を記録
する場合において、映画フィルムには、例えばいわゆる
ＣＤ（コンパクトディスク）などで用いているようなサ
ンプリング周波数４４．１ｋＨｚで１６ビットの直線量
子化されたオーディオデータを上記８チャネル分も記録
できる領域を確保することは困難であるため、上記８チ
ャネルのオーディオデータを圧縮して記録する必要があ
る。

【０００６】また、フィルムという媒体は、表面に傷な
どが発生しやすいため、ディジタルデータをオリジナル
のまま記録していたのでは、データ欠けが激しく実用に
ならない。このため、エラー訂正符号の能力が非常に重
要になり、上記データ圧縮は、その訂正符号も含めて上
記フィルム上の記録領域に記録可能な程度まで行う必要
がある。

【０００７】しかし、圧縮符号化を行うと楽器や人間の
声などが原音から変化するため、特に上記映画フィルム
のように原音の忠実な再現が必要とされるメディアの記
録フォーマットとして採用する場合において人間の声な
ど重要な音に対しては何らかの高音質化の手段が必要と
なってくる。

【０００８】そこで、本発明は、上述したようなことに
鑑み、特に重要な音に対しては高音質の圧縮符号化が可
能であると共に、さらに高圧縮率の圧縮符号化をも可能
とする高能率符号化を用いたディジタルオーディオ信号
の伝送装置及びこれに対応する受信装置を提供すること
を目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、本発明のディジ
タルオーディオ信号の伝送装置は、複数チャネル（ｎチ
ャネル、ｎは３より大なる正の整数）のディジタルオー
ディオ信号を圧縮符号化して伝送する伝送装置であり、
上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号のう
ち、ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ
信号であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオー
ディオ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１
の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化する第１の圧
縮符号化手段と、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタル
オーディオ信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い
第２の圧縮率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化す
る第２の圧縮符号化手段とを有し、上記第１の圧縮符号
化手段からの圧縮符号化出力と上記第２の圧縮符号化手
段からの圧縮符号化出力を共に伝送することを特徴とす
るものである。

【００１０】ここで、本発明の伝送装置において、上記
ｎ個のチャネルはセンタチャネルとレフトチャネルとラ
イトチャネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンド
ライトチャネルであり、上記ｎ−ｍ個のチャネルはサラ
ウンドレフトチャネルとサラウンドライトチャネルであ
る。或いは、上記ｎ個のチャネルはセンタチャネルとレ
フトチャネルとライトチャネルとレフトセンタチャネル
とライトセンタチャネルとサラウンドレフトチャネルと
サラウンドライトチャネルであり、上記ｎ−ｍ個のチャ
ネルはサラウンドレフトチャネルとサラウンドライトチ
ャネルである。

【００１１】さらに、本発明の伝送装置において、上記
第１の符号化方式は、入力ディジタルオーディオ信号を
複数帯域に分割し、各帯域毎のディジタルオーディオ信
号を複数サンプル毎にブロック化し、各ブロック単位で
直交変換したスペクトル成分を、聴覚特性に応じて適応
的に圧縮符号化する方式であり、上記第２の符号化方式
は、入力ディジタルオーディオ信号を複数サンプル毎に
直交変換した係数情報とそれに関連するサブ情報を得、
各チャネルのエネルギに応じて各チャネルのビット配分
量を決定し、このビット配分量で適応的に圧縮符号化す
る方式である。なお、上記伝送は、記録媒体への記録を
含む。

【００１２】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置は、複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号のうち、
ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ信号
であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディ
オ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１の圧
縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化がなされていると
共に、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ
信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮
率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化がなされた信
号を受信するディジタルオーディオ信号の受信装置であ
り、上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号の
うち、上記ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号
に対して上記第１の符号化方式に対応する第１の伸張復
号化を施す第１の復号化手段と、上記ｎ−ｍ個のチャネ
ルのディジタルオーディオ信号に対して上記第２の符号
化方式に対応する第２の伸張復号化を施す第２の復号化
手段とを有することを特徴とするものである。

【００１３】

【作用】本発明のディジタルオーディオ信号の伝送装置
によれば、複数チャネルの信号のうち、聴感上影響力の
高い信号からなるチャネルの信号に対しては聴感上の劣
化が少ない第１の圧縮率の第１の符号化方式によって圧
縮符号化を行い、聴感上影響力の低い信号からなるチャ
ネルの信号に対しては第１の圧縮率よりも高い第２の圧
縮率の第２の符号化方式で圧縮符号化を行う。

【００１４】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置によれば、複数チャネルの信号のうち、聴感
上影響力の高い信号からなるチャネルの信号に対して聴
感上の劣化が少ない第１の圧縮率の第１の符号化方式に
よって圧縮符号化がされた信号と、聴感上影響力の低い
信号からなるチャネルの信号に対して第１の圧縮率より
も高い第２の圧縮率の第２の符号化方式で圧縮符号化が
なされた信号を、それぞれ復号化するようにしている。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００１６】図１には、本発明のディジタルオーディオ
信号の伝送装置の構成を示す。本発明実施例のディジタ
ルオーディオ信号の伝送装置は、ｎ個（ｎは３より大な
る正の整数であり本実施例では例えば８個）のチャネル
のディジタルオーディオ信号を圧縮符号化して伝送する
伝送装置である。

【００１７】ここで、本実施例では、上記ｎ個（８個）
のチャネルとして、例えば前述したレフトチャネル（Ｌ
ｃｈ）、レフトセンタチャネル（ＬＣｃｈ）、センタチ
ャネル（Ｃｃｈ）、サブウーファチャネル（ＳＷｃ
ｈ）、ライトセンタチャネル（ＲＣｃｈ）、ライトチャ
ネル（Ｒｃｈ）、サラウンドレフトチャネル（ＬＢｃ
ｈ）、サラウンドライトチャネル（ＲＢｃｈ）を用い
る。なお、本発明では、上記例に限らず、上記ｎ個のチ
ャネルを例えばセンタチャネルとレフトチャネルとライ
トチャネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンドラ
イトチャネルの５チャネルとしたり、また、センタチャ
ネルとレフトチャネルとライトチャネルとレフトセンタ
チャネルとライトセンタチャネルとサラウンドレフトチ
ャネルとサラウンドライトチャネルの７チャネルとする
こともできる。

【００１８】本実施例のディジタルオーディオ信号の伝
送装置は、上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
のうち、ｍ個（ｎ＞ｍで、図１の例ではｍ＝６）のチャ
ネルのディジタルオーディオ信号であって他のｎ−ｍ
（図１の例ではｎ−ｍ＝８−６＝２）個のチャネルのデ
ィジタルオーディオ信号より聴感上影響力の高い信号に
対しては第１の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化
する第１の圧縮符号化手段としての高聴感圧縮符号化回
路２１７〜２２２と、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジ
タルオーディオ信号に対しては上記第１の圧縮率よりも
高い第２の圧縮率を有する第２の符号化方式で圧縮符号
化する第２の圧縮符号化手段である高率圧縮符号化回路
２２３，２２４とを有し、上記高聴感圧縮符号化回路２
１７〜２２２からの圧縮符号化出力と上記高率圧縮符号
化回路２２３，２２４からの圧縮符号化出力を共に伝送
することを特徴とするものである。

【００１９】なお、本実施例では、上記８チャネルのう
ち上記第１の符号化方式で圧縮する上記聴感上影響力の
高い信号からなるチャネル（６個のチャネル）を、上記
レフトチャネルとレフトセンタチャネルとセンタチャネ
ルとサブウーファチャネルとライトセンタチャネルとラ
イトチャネルとし、上記第２の符号化方式で圧縮するチ
ャネル（ｎ−ｍ個のチャネル）をサラウンドレフトチャ
ネルとサラウンドライトチャネルとしている。勿論、本
発明はこれらに限定されず、例えば上記ｎ個のチャネル
を例えばセンタチャネルとレフトチャネルとライトチャ
ネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンドライトチ
ャネルの５チャネルとしたときには、上記ｍ個のチャネ
ルをセンタチャネルとレフトチャネルとライトチャネル
の３チャネルとし、上記ｎ−ｍ個のチャネルをサラウン
ドレフトチャネルとサラウンドライトチャネルとするこ
ともできる。同様に、上記ｎ個のチャネルを例えばセン
タチャネルとレフトチャネルとライトチャネルとレフト
センタチャネルとライトセンタチャネルとサラウンドレ
フトチャネルとサラウンドライトチャネルの７チャネル
としたときには、上記ｍ個のチャネルをセンタチャネル
とレフトチャネルとライトチャネルとし、上記ｎ−ｍ個
のチャネルをサラウンドレフトチャネルとサラウンドラ
イトチャネルとすることもできる。

【００２０】さらに、本発明実施例の伝送装置におい
て、上記第１の符号化方式で圧縮符号化を行う高聴感圧
縮符号化回路２１７〜２２２には、前述したようなサブ
バンドコーディング等を用いたオーディオ信号の高能率
圧縮符号化方式であって人間の聴覚上の特性を利用し、
オーディオデータを約１／５に圧縮するような方式、す
なわち、入力ディジタルオーディオ信号を複数帯域に分
割し、各帯域毎のディジタルオーディオ信号を複数サン
プル毎にブロック化し、各ブロック単位で直交変換した
スペクトルデータを、人間の聴覚特性に応じて適応的に
圧縮符号化する方式（例えばいわゆるＡＴＲＡＣ：Adap
tive TRansform Acoustic Coding方式）を用いる。

【００２１】また、第２の符号化方式で圧縮符号化を行
う高率圧縮符号化回路２２３，２２４には、入力ディジ
タルオーディオ信号を複数サンプル毎に直交変換した係
数データとそれに関連するサブ情報（語長情報やスケー
ルファクタの情報）を得、各チャネルのエネルギに応じ
て各チャネルのビット配分を決定し、この各チャネルの
ビット配分によって適応的に圧縮符号化する方式を用い
る。勿論、本発明はこれら各符号化方式に限定されるも
のでないことは言うまでもない。

【００２２】さらに、本実施例では、上記伝送として、
例えば映画フィルムへの記録や、光ディスク，光磁気デ
ィスク，相変化型光ディスク，磁気ディスク等のディス
ク状記録媒体、磁気テープ等のテープ状記録媒体への記
録、半導体メモリ，ＩＣカードなどへの記録を挙げるこ
とができる。

【００２３】なお、上記伝送を映画フィルムへの記録と
した場合には、例えば図２に示すようにスピーカが配置
されるディジタルサラウンドシステムに対応することに
なる。各チャネルは、センタ（Ｃ）チャネル、サブウー
ファ（ＳＷ）チャネル、レフト（Ｌ）チャネル、レフト
センタ（ＣＬ）チャネル、ライト（Ｒ）チャネル、ライ
トセンタ（ＣＲ）チャネル、レフトサラウンド（ＬＢ）
チャネル、ライトサラウンド（ＲＢ）チャネルの８つで
ある。

【００２４】ここで、この図２において、上記映画フィ
ルムに記録する上記８チャネルの各チャネルは、例えば
当該映画フィルムの画像記録領域から再生された画像が
映写機（プロジェクタ１００）によって投影されるスク
リーン１０１側に配置されたレフトスピーカ１０６，レ
フトセンタースピーカ１０４，センタースピーカ１０
２，ライトセンタースピーカ１０５，ライトスピーカ１
０７，サラウンドレフトスピーカ１０８及び２００，サ
ラウンドライトスピーカ１０９及び２０１，サブウーフ
ァスピーカ１０３と対応するものである。

【００２５】上記センタスピーカ１０２は、スクリーン
１０１側の中央に配置され、センタチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので例えば俳優のせ
りふ等の最も重要な再生音を出力する。上記サブウーフ
ァスピーカ１０３は、サブウーファチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので、例えば爆発音
などの低域の音というよりは振動として感じられる音を
効果的に出力するものであり、爆発シーンなどに効果的
に使用されることが多いものである。上記レフトスピー
カ１０６及びライトスピーカ１０７は、上記スクリーン
１０１の左右に配置され、レフトチャネルのオーディオ
データによる再生音とライトチャネルのオーディオデー
タによる再生音を出力するもので、ステレオ音響効果を
発揮する。上記レフトセンタスピーカ１０４とライトセ
ンタスピーカ１０５は、上記センタスピーカ１０２と上
記レフトスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７との
間に配置され、レフトセンタチャネルのオーディオデー
タによる再生音とライトセンタチャネルのオーディオデ
ータによる再生音を出力するもので、それぞれ上記レフ
トスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７の補助的な
役割を果たす。特にスクリーン１０１が大きく収容人数
の多い映画館等では、座席の位置によって音像の定位が
不安定になりやすいが、上記レフトセンタスピーカ１０
４とライトセンタスピーカ１０７を付加することによ
り、音像のよりリアルな定位を作り出すのに効果を発揮
する。さらに、上記サラウンドレフトスピーカ１０８と
サラウンドライトスピーカ１０９は、観客席を取り囲む
ように配置され、サラウンドレフトチャネルのオーディ
オデータによる再生音とサラウンドライトチャネルのオ
ーディオデータによる再生音を出力するもので、残響音
や拍手、歓声に包まれた印象を与える効果がある。これ
により、より立体的な音像を作り出すことができる。

【００２６】図１に戻って、上述したような８チャネル
のディジタルオーディオ信号を扱う図１の伝送装置は、
上記８チャネルのディジタルオーディオ信号を得るため
に、各チャネルに対応するマイクロホン２０１〜２０８
からのアナログオーディオ信号をそれぞれ対応するＡ／
Ｄ変換器２０９〜２１６によってディジタルオーディオ
信号に変換する。

【００２７】各Ａ／Ｄ変換器２０９〜２１６からの各チ
ャネルのディジタルオーディオ信号は、それぞれ対応す
る圧縮符号化回路２１７〜２２４に送られて各々圧縮符
号化される。なお、これら各圧縮符号化回路２１７〜２
２４の具体的構成については後述する。

【００２８】上記高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２
からの圧縮符号化されたオーディオデータは、それぞれ
対応する出力端子２３３〜２３８から後段の構成に送ら
れる。

【００２９】一方、上記高率圧縮符号化回路２２３，２
２４からの圧縮符号化されたオーディオデータは、それ
ぞれハイパスフィルタ２２５，２２６によって高域成分
のみが取り出された後、加算器２２７によって加算され
る。また、上記高率圧縮符号化回路２２３，２２４から
の圧縮符号化されたオーディオデータは、それぞれロー
パスフィルタ２２８，２２９にも送られる。上記加算器
２２７からのデータは、加算器２３０によって上記サラ
ウンドレフトチャネル側に対応するローパスフィルタ２
２８の出力と加算され、出力端子２３１から出力され、
上記サラウンドライトチャネルに対応するローパスフィ
ルタ２２９の出力は出力端子２３２から出力される。

【００３０】ここで、上記サラウンドレフトチャネルと
サラウンドライトチャネルにおいて上記ハイパスフィル
タ２２５，２２６からの出力を加算器２２７によって加
算し、当該加算器２２７の加算出力を、更に加算器２２
８によってサラウンドレフトチャネルのローパスフィル
タ２２８出力に加算するのは以下の理由による。

【００３１】すなわち、人間の耳は高域の成分に対する
定位感が少なく、このため高域成分については例えば複
数個のスピーカのうちのいずれか１つのスピーカからで
ていても人間にはどのスピーカから出てきているのか聞
き取り難いという性質がある。このため、複数チャネル
のオーディオ信号の各高域成分を、そのうちの例えば１
チャネルに対応するスピーカのみに送るようにしても、
人間には各チャネルのオーディオ信号の高域成分が当該
１つのスピーカのみから出力されているとは感じられな
い。したがって、本実施例では、上述のように、上記８
チャネルのうちの例えばサラウンドレフトチャネルとサ
ラウンドライトチャネルの音声の高域成分を加算して、
例えばサラウンドレフトチャネルの低域成分の音声に加
えるようにしている。これにより、サラウンドレフトチ
ャネルとサラウンドライトチャネルの２つのチャネルの
高域成分を１つのチャネル分に圧縮できることになる。
なお、このような高域成分におけるチャネル間のクロス
トーク処理は、図１の例のような上記サラウンドレフト
チャネルとサラウンドライトチャネル間のみならず、図
示は省略しているが他のチャネル間（例えば全チャネ
ル）についても同様に行うことができる。このように全
チャネルについて高域成分のチャネルクロストーク処理
を行うことで更に圧縮率を上げることが可能となる。

【００３２】上述した図１の各出力端子２３３〜２３８
及び２３１，２３２からの各チャネルの圧縮符号化デー
タは、図３のそれぞれ対応する端子２３３〜２３８及び
２３１，２３２を介してマルチプレクサ２４１に送られ
てマルチプレクスされる。当該マルチプレクサ２４１の
出力は出力端子２４２を介して伝送路に伝送若しくは上
述した本発明の映画フィルムやディスク状記録媒体，テ
ープ状記録媒体などに記録される。

【００３３】次に、上記図１の各高聴感圧縮符号化回路
２１７〜２２２について具体的に説明する。

【００３４】先ず、図４には、上記各高聴感圧縮符号化
回路２１７〜２２２の一具体例の構成を示す。

【００３５】この図４に示す圧縮符号化回路では、入力
ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周波数帯域
に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行っ
て、得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に適応的にビット配分して符号化して
いる。この時、高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域
を用いる。もちろんフィルタなどによる非ブロッキング
の周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、クリティカルバンド単位もしくは高域では臨界帯域
幅（クリティカルバンド）を更に細分化したブロックで
フローティング処理を行っている。

【００３６】なお、上記帯域分割用フィルタとしては、
例えばＱＭＦ等のフィルタがあり、これは1976 R.E.Cro
chiere Digital coding of speech in subbands Bell
Syst.Tech. J. Vol.55, No.8 1976に、述べられてい
る。同じくICASSP 83, BOSTONPolyphase Quadrature f
ilters-A new subband coding technique Joseph H.Ro
thweilerには等バンド幅のフィルタ分割手法及び装置が
述べられている。

【００３７】さらに、上記クリティカルバンドとは、人
間の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、
ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズ
によって当該純音がマスクされるときのそのノイズの持
つ帯域のことである。このクリティカルバンドは、高域
ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全
周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割さ
れている。

【００３８】すなわち、図４において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィルタ
１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋＨ
ｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１１からの１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）
回路１３に送られ、帯域分割フィルタ１２からの５．５
ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送ら
れ、帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。

【００３９】各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５では、各
帯域毎に設けたブロック決定回路１９、２０、２１によ
り後述するように決定されたブロックサイズに基づいて
ＭＤＣＴ処理がなされる。

【００４０】なお、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５に
おける上記ＭＤＣＴ処理については、ICASSP 1987 Sub
band/Transform Coding Using Filter Bank Designs B
asedon Time Domain Aliasing Cancellation J.P.Princ
en A.B.Bradley Univ. ofSurrey Royal Melbourne Ins
t.of Tech.に述べられている。

【００４１】上記ブロック決定回路１９、２０、２１で
決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応ビ
ット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００４２】ここで、上記適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８においては、各ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５の出力から、上記臨界帯域（クリティカルバン
ド）または高域では更にクリティカルバンドを分割した
帯域毎のエネルギが、例えば当該バンド内での各振幅値
の２乗平均の平方根を計算すること等により求められ、
この計算結果に基づいてビット配分が行われる。もちろ
ん、上記スケールファクタそのものを以後のビット配分
の為に用いるようにしてもよい。この場合には新たなエ
ネルギ計算の演算が不要となるため、ハード規模の節約
となる。また、各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅
値のピーク値、平均値等を用いることも可能である。な
お、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５にてＭＤＣＴ処理
されて得られた周波数領域のスペクトルデータあるいは
ＭＤＣＴ係数データは、いわゆる臨界帯域（クリティカ
ルバンド）または高域では更にクリティカルバンドを分
割した帯域毎にまとめられて当該適応ビット配分符号化
回路１６、１７、１８に送られている。

【００４３】さらに、上記適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８では、上記ブロックサイズの情報、及び
臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では更にク
リティカルバンドを分割した帯域毎に割り当てられたビ
ット数に応じて各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ
係数データ）を再量子化（正規化して量子化）するよう
にしている。適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８で符号化されたデータは、出力端子２２、２４、２６
を介して取り出される。また、当該適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、どのような信号の大きさ
に関する正規化がなされたかを示すスケールファクタ
と、どのようなビット長で量子化がされたかを示すビッ
ト長情報も求めており、これらも同時に出力端子２２、
２４、２６から出力される。

【００４４】これら各出力端子２２〜２７からのデータ
はまとめられて上記各高聴感圧縮符号化回路２１７〜２
２２の出力となる。

【００４５】ところで、上記図１及び図４の例では、各
高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２においては各チャ
ネル毎にビット配分を行って圧縮符号化を行っている
が、これら各高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２間で
ビット配分を行う（すなわち各回路２１７〜２２２に対
応するチャネル間でビット配分を行う）ことも可能であ
る。

【００４６】この高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２
間でビット配分を行う場合の各回路構成について、以下
に説明する。図５には、チャネル間でビット配分を行う
高聴感圧縮符号化回路の構成を示す。なお、この図５の
構成のうち、適応ビット配分符号化回路１６，１７，１
８を除く他の構成要素は図４の対応する構成要素と基本
的には同一のものである。

【００４７】この図５に示される圧縮符号化回路におい
て、図４同様のブロック決定回路１９、２０、２１によ
り決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５でのブロ
ックサイズの具体例を図６のＡ及びＢに示す。なお、図
６のＡには直交変換ブロックサイズが長い場合（ロング
モードにおける直交変換ブロックサイズ）を、図６のＢ
には直交変換ブロックサイズが短い場合（ショートモー
ドにおける直交変換ブロックサイズ）を示ししている。
この図６の具体例においては、３つのフィルタ出力は、
それぞれ２つの直交変換ブロックサイズを持つ。すなわ
ち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号及び中域の
５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長いブロ
ック長の場合（図６のＡ）は１ブロック内のサンプル数
を１２８サンプルとし、短いブロックが選ばれた場合
（図６のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２サン
プル毎のブロックとしている。これに対して高域側の１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長いブロック
長の場合（図６のＡ）は１ブロック内のサンプル数を２
５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた場合（図６
のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２サンプル毎
のブロックとしている。このようにして短いブロックが
選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロックのサンプル
数を同じとして高域程時間分解能を上げ、なおかつブロ
ック化に使用するウインドウの種類を減らしている。な
お、図５の具体例のブロック決定回路１９、２０、２１
で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００４８】この図５の具体例の適応ビット配分符号化
回路１６、１７、１８では、上記ブロックサイズの情
報、及び臨界帯域（クリティカルバンド）または高域で
は更にクリティカルバンドを分割した帯域毎に割り当て
られたビット数に応じて各スペクトルデータ（あるいは
ＭＤＣＴ係数データ）を再量子化（正規化して量子化）
するようにしている。この時、適応ビット配分符号化回
路１６、１７、１８では、各チャネル間でのチャネルビ
ット配分、すなわち各チャネルの信号全体を見ることに
より、チャネル毎の使用ビット量を適応的に最適に振り
分けるビット配分を同時に行う。この場合の当該チャネ
ルビット配分は、後述する適応ビット配分回路から端子
２８を介して供給されたチャネルビット配分信号に基づ
いて行われる。このようにして符号化されたデータは、
出力端子２２、２４、２６を介して取り出される。ま
た、当該適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８で
は、どのような信号の大きさに関する正規化がなされた
かを示すスケールファクタと、どのようなビット長で量
子化がされたかを示すビット長情報も求めており、これ
らも同時に出力端子２２、２４、２６から出力される。

【００４９】次に、上記ビット配分を行うための適応ビ
ット配分回路の具体的な構成及び動作を図７を用いて説
明する。なお、この図７の例では、図１に対応して前記
８チャネルのうちの６チャネルについてのビット配分に
対応している。すなわち、聴感上影響の高い信号からな
るチャネルであるレフトチャネルとレフトセンタチャネ
ルとセンタチャネルとサブウーファチャネルとライトセ
ンタチャネルとライトチャネルの６チャネルに対応して
いる。

【００５０】この図７において、各チャネルの共通部に
ついて例えばレフトチャネル（Ｌｃｈ）を用いて説明す
る（他のチャネルについては同一の指示符号を付して説
明は省略している）と、レフトチャネルの入力情報信号
は当該レフトチャネル用の入力端子３１に与えられる。
なお、この端子３１は、図５の端子２９と対応してい
る。この入力情報信号はマッピング回路（Mapping)３２
により時間領域の信号から周波数領域に展開される。こ
こで、フィルタによる場合には、サブバンド信号として
時間領域サンプルが得られることになり、直交変換出力
の場合及びフィルタリング後に直交変換を行う場合には
周波数領域サンプルが得られることになる。

【００５１】これらのサンプルは、ブロッキング(Block
ing)回路３３によって複数サンプル毎にまとめられる。
ここで、フィルタによる場合には時間領域の複数サンプ
ルがまとめられることになり、直交変換出力の場合及び
フィルタリング後に直交変換を行う場合には周波数領域
の複数サンプルがまとめられることになる。

【００５２】また、本具体例では、マッピングの途中の
ＭＤＣＴ入力時間領域信号の時間変化を時間変化算出回
路３４により算出する。

【００５３】上記ブロッキング回路３３により複数のサ
ンプル毎にまとめられた各サンプルは正規化回路３７で
正規化される。ここで、正規化のための係数であるスケ
ールファクタは、スケールファクタ算出回路３５によっ
て得られる。同時にトーナリティの大きさがトーナリテ
ィ算出回路３６で算出される。

【００５４】以上で求められるパラメータは、ビット配
分回路３８でビット配分のために使用される。ここで、
ＭＤＣＴ係数を表現して伝送又は記録に使えるビット数
を、全チャネル（上記６チャネル）で８００Ｋｂｐｓと
すると、本具体例のビット配分回路３８では、チャネル
ビット配分を含む第１のビット配分（第１のビット配分
量）と、チャネルビット配分を含まない第２のビット配
分（第２のビット配分量）の２つを求める。

【００５５】先ず、チャネルビット配分を含む第１のビ
ット配分の配分手法について説明する。ここではスケー
ルファクタの周波数領域の分布をみて適応的にビット配
分を行う。

【００５６】この場合、全チャネルのスケールファクタ
の周波数領域の分布をみてチャネル間でのビット配分を
行うことで有効なビット配分を行うことができる。この
とき、複数チャネルの信号情報が、スピーカの場合のよ
うに同一音場のなかで混合されて左右の耳に達する場合
を考えると、全チャネル信号の加算されたものでマスキ
ングが作用すると考えてよいから、図８のＡ，Ｆに示す
ように、同一帯域において各チャネルが同一のノイスレ
ベルになるようにビット配分を行うことが有効である。
このための一方法としてはスケールファクタ指標の大き
さに比例したビット配分を行えばよい。すなわち、以下
の式によってビット配分を行う。

【００５７】Ｂｍ＝Ｂ＊（ΣＳＦｎ）／Ｓ Ｓ＝Σ（ΣＳＦｎ）

【００５８】ここで、Ｂｍは各チャネルへのビット配分
量、Ｂは全チャネルへのビット配分量、ＳＦｎはスケー
ルファクタ指標であり概略ピーク値の対数に対応してい
る。ｎは各チャネル内のブロックフローティングバンド
番号、ｍはチャネル番号、Ｓは全チャネルのスケールフ
ァクタ指標の和である。なお、図８には、レフトチャネ
ルとライトチャネルのみ示し他の４チャネルについては
図示を省略している。

【００５９】以上に加えて、ビット配分回路３８は、各
チャネルの信号の時間変化特性を検出して、この指標に
よってチャネル毎のビット配分量を変えるプロセスを持
つ。この時間変化を表す指標は次のようにして求められ
る。

【００６０】図９のＡ〜Ｆに示すように、チャネルが６
チャネルあるとすると、それぞれのチャネルの情報入力
信号についてビット配分の時間単位であるビット配分時
間ブロックを時間的に４分割し、それぞれの時間ブロッ
ク（サブブロック）のピーク値を得る。そして各サブブ
ロックのピーク値が小から大へと変わるところの差分の
大きさに応じてチャネル間でビットを分け合う。ここ
で、このビット配分のために６チャネル合計でＣビット
使えるとしたとき、各チャネルの各サブブロックのピー
ク値が小から大へと変わるところの差分の大きさがそれ
ぞれａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆデシベル（ｄＢ）とする
と、それぞれＣ＊ａ／Ｔ，Ｃ＊ｂ／Ｔ，・・・・・，Ｃ
＊ｆ／Ｔビット（ビット）と配分することができる。こ
こで、Ｔ＝ａ＋ｂ＋ｃ＋ｄ＋ｅ＋ｆである。信号情報が
大きくなる程度が大であるほどそのチャネルに対しての
ビット配分量が大きくなる。なお、図９には、レフトチ
ャネルとレフトセンタチャネルとライトチャネルのみ示
し他の３つのチャネルについては図示を省略している。

【００６１】次に、チャネルビット配分を含まない第２
のビット配分の配分手法について説明する。ここでは、
チャネルビット配分を含まない第２のビット配分の手法
として更に２つのビット配分からなるビット配分手法に
ついて説明する。なお，この第２のビット配分は、前記
図４における適応ビット配分符号化回路でのビット配分
処理に対応している。

【００６２】この２つのビット配分をそれぞれビット配
分(1) とビット配分(2) とする。以下のビット配分では
各チャネルで使用できるビットレートは事前にそれぞれ
のチャネルで固定的に決めておく。例えば、６チャネル
の内で音声など重要部分を担う２つのチャネルには１４
７ｋｂｐｓという比較的大きいビットを使い、サブウー
ハチャネルには高々２ｋｂｐｓ、それ以外のチャネルに
は１００ｋｂｐｓを割り当てておく。

【００６３】先ず、ビット配分(1) に使うべきビット量
を確定する。そのためには、信号情報（ａ）のスペクト
ル情報のうちトーナリティ情報及び信号情報（ｂ）の時
間変化情報を使用する。

【００６４】ここで、トーナリティ情報について説明す
ると、指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差の
絶対値の和を、信号スペクトル数で割った値を、指標と
して用いている。より簡単にはブロックフローティング
の為のブロックごとのスケールファクタの、隣接スケー
ルファクタ指標の間の差の平均値を用いる。スケールフ
ァクタ指標は、概略スケールファクタの対数値に対応し
ている。本実施例では、ビット配分(1) に使うべきビッ
ト量をこのトーナリティを表す値に対応させて最大８０
ｋｂｐｓ、最小１０ｋｂｐｓと設定している。ここでは
簡単のために、全チャネルそれぞれの割当を等しく１０
０ｋｂｐｓとしている。

【００６５】トーナリティ計算は次式のように行う。

【００６６】 Ｔ＝（１／ＷＬｍａｘ）（ΣＡＢＳ（ＳＦｎ−１））

【００６７】なお、ＷＬｍａｘはワードレングス最大値
＝１６、ＳＦｎはスケールファクタ指標で概略ピーク値
の対数に対応している。ｎはブロックフローティングバ
ンド番号である。

【００６８】このようにして求められたトーナリティ情
報Ｔとビット配分(1)のビット配分量とは、図１０に示
すように対応付けられる。

【００６９】これと共に本実施例においては、ビット配
分(1) とそれに付加するその他の少なくとも１つのビッ
ト配分との分割率は、情報信号の時間変化特性に依存す
る。本具体例では、直交変換時間ブロックサイズを更に
分割した時間区間毎に信号情報のピーク値を隣接ブロッ
ク毎に比較することにより情報信号の振幅が急激に大き
くなる時間領域を検出してその大きくなるときの状態の
程度により分割率を決定する。

【００７０】時間変化率計算は次式のように行う。

【００７１】Ｖｔ＝ΣＶｍ Ｖａｖ＝（１／Ｖｍａｘ）＊（１／Ｃｈ）Ｖｔ

【００７２】ここで、Ｖｔは各チャネルの時間サブブロ
ックのピーク値の小から大への変化をｄＢ値で表しもの
のチャネルに関する和、Ｖｍは各チャネルの時間サブブ
ロックのピーク値の小から大への変化をｄＢ値で表しも
ので一番大きいものの大きさ（但し最大値を３０ｄＢに
制限しＶｍａｘであらわす。ｍはチャネル番号、Ｃｈは
チャネル数、Ｖａｖは時間サブブロックのピーク値の小
から大への変化をｄＢ値で表しもののチャネル平均であ
る。

【００７３】このようにして求められた時間変化率Ｖａ
ｖとビット配分(1) の配分量とは、図１１に示すように
対応付けられる。最終的にビット配分(1) への配分量は
次の式で求められる。

【００７４】Ｂ＝１／２（Ｂｆ＋Ｂｔ）

【００７５】ここで、Ｂは最終的なビット配分(1) への
配分量、ＢｆはＴｖａより求められたビット配分量、Ｂ
ｔはＶａｖより求められたビット配分量である。

【００７６】ここでのビット配分(1) はスケ−ルファク
タに依存した周波数、時間領域上の配分がなされる。

【００７７】このようにしてビット配分(1) に使用され
るビット量が決定されたならば、次にビット配分(1) で
使われなかったビットについての配分すなわちビット配
分(2) を決定する。ここでは多種のビット配分が行われ
る。

【００７８】第１に全てのサンプル値に対する均一配分
が行われる。この場合のビット配分に対する量子化雑音
スペクトルの一例を図１２に示す。この場合、全周波数
帯域で均一の雑音レベル低減が行える。

【００７９】第２に信号情報の周波数スペクトル及びレ
ベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得るため
のビット配分が行われる。この場合のビット配分に対す
る量子化雑音スペクトルの一例を図１３に示す。この例
では情報信号のスペクトルに依存させたビット配分を行
っていて、特に情報信号のスペクトルの低域側にウエイ
トをおいたビット配分を行い、広域側に比して起きる低
域側でのマスキング効果の減少を補償している。これは
隣接臨界帯域間でのマスキングを考慮して、スペクトル
の低域側を重視したマスキングカーブの非対象性に基づ
いている。このように、図１３の例では低域を重視した
ビット配分が行われている。

【００８０】そして最終的にビット配分(1) とビット配
分(1) に付加されるビット配分の値の和が図７のビット
配分回路３８でとられる。最終的なビット配分は以上の
各ビット配分の和として与えられる。

【００８１】なお、図１２，図１３の図中Ｓは信号スペ
クトルを、ＮＬ１は上記全てのサンプルに対する均一配
分による雑音レベルを、ＮＬ２は上記周波数スペクトル
及びレベルに対する依存正を持たせた聴覚的な高かを得
るためのビット配分による雑音レベルを示している。

【００８２】次にチャネルビット配分を含まないビット
配分の別の手法を次に説明する。この場合の適応ビット
配分回路の動作を図１４で説明するとＭＤＣＴ係数の大
きさが各ブロックごとに求められ、そのＭＤＣＴ係数が
入力端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に供
給されたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路８
０３に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３で
は、クリティカルバンドまたは高域においてはクリティ
カルバンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する信
号エネルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８０
３で算出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、エ
ネルギ依存ビット配分回路８０４に供給される。

【００８３】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合（本実
施例では１００Ｋｂｐｓ）を用いて白色の量子化雑音を
作り出すようなビット配分を行う。このとき、入力信号
のトーナリティが高いほど、すなわち入力信号のスペク
トルの凸凹が大きいほど、このビット量が上記１２８Ｋ
ｂｐｓに占める割合が増加する。なお、入力信号のスペ
クトルの凸凹を検出するには、隣接するブロックのブロ
ックフローティング係数の差の絶対値の和を指標として
使う。そして、求められた使用可能なビット量につき、
各帯域のエネルギの対数値に比例したビット配分を行
う。

【００８４】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、まず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図５（図４の場合も同様）の適応ビット配
分符号化回路１６、１７、１８により各クリティカルバ
ンド毎もしくは高域においてはクリティカルバンドを更
に複数帯域に分割した帯域に割り当てられたビット数に
応じて各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数デー
タ）を再量子化するようにしている。このようにして符
号化されたデータは、図５の出力端子２２、２４、２６
を介して取り出される。

【００８５】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が上記許容雑音算出回
路に与えられる。

【００８６】図１５は上記許容雑音算出回路をまとめて
説明した一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図１５において、入力端子５２１には、ＭＤＣ
Ｔ回路１３、１４、１５からの周波数領域のスペクトル
データが供給されている。

【００８７】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図１６はこのような各クリティカルバン
ド毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、こ
の図１６では、図示を簡略化するため、上記クリティカ
ルバンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1〜Ｂ12）で表現
している。

【００８８】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。なお、上記
マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号
によって他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象を
いうものであり、このマスキング効果には、時間領域の
オーディオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数
領域の信号による同時刻マスキング効果とがある。これ
らのマスキング効果により、マスキングされる部分にノ
イズがあったとしても、このノイズは聞こえないことに
なる。このため、実際のオーディオ信号では、このマス
キングされる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされ
る。

【００８９】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００９０】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器５２４には、上記レベルαを求めるるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上記レベルαの
制御を行っている。当該許容関数は、次に説明するよう
な（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されている
ものである。

【００９１】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5を用い
ることができる。

【００９２】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００９３】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図１７に示すように、上記バーク
スペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳ
のレベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前の
各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２か
らのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けられ
ている。

【００９４】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。

【００９５】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報が図５の端子２８を介して上記適応ビット
配分符号化回路１６、１７、１８に送られることで、こ
こでＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数領域の
各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てら
れたビット数で量子化されるわけである。

【００９６】すなわち要約すれば、適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバンド
の各バンド帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域のエネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて配分されたビ
ット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化す
ることになる。

【００９７】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図１７に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
レッショールドＭＳとを合成することができる。この最
小可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴
カーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この
最小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例え
ば再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、
現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダ
イナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いが
ないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい
周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周
波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化
雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このよう
に例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ
付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最
小可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳと
を共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにす
ると、この場合の許容ノイズレベルは、図１７中の斜線
で示す部分までとすることができるようになる。なお、
本実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベル
を、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせてい
る。また、この図１７は、信号スペクトルＳＳも同時に
示している。

【００９８】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１７に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋHzと同じ大き
さに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧
よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音
（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じた
カーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが良
いことがわかる。このようなことから、上記等ラウドネ
ス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正すること
は、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００９９】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。

【０１００】次に２つのビット配分手法の間でのビット
量分割手法について説明する。図１４に戻って、ＭＤＣ
Ｔ回路出力が供給される入力端子８０１からの信号は、
スペクトルの滑らかさ算出回路８０８にも与えられ、こ
こでスペクトルの滑らかさが算出される。本実施例で
は、信号スペクトルの絶対値の隣接値間の差の絶対値の
和を、信号スペクトルの絶対値の和で割った値を、上記
スペクトルの滑らかさとして算出している。

【０１０１】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。

【０１０２】このときのビット配分の様子を図１８、図
１９に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図２０、図２１に示す。図１８は信号のスペクトルが割
合平坦である場合を示しており、図１９は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図１８及び図１９の図中ＱＳは信号レベル依存分のビッ
ト量を示し、図中ＱＮは聴覚許容雑音レベル依存のビッ
ト割当分のビット量を示している。図２０及び図２１の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮＳは信号レベル依存
分による雑音低下分を、図中ＮＮは聴覚許容雑音レベル
依存のビット割当分による雑音低下分を示している。

【０１０３】先ず、信号のスペクトルが、割合平坦であ
る場合を示す図１８において、聴覚許容雑音レベルに依
存したビット配分は、全帯域に渡り大きい信号雑音比を
取るために役立つ。しかし低域及び高域では比較的少な
いビット配分が使用されている。これは聴覚的にこの帯
域の雑音に対する感度が小さいためである。信号エネル
ギレベルに依存したビット配分の分は量としては少ない
が、ホワイトな雑音スペクトルを生じるように、この場
合には中低域の信号レベルの高い周波数領域に重点的に
配分されている。

【０１０４】これに対して、図１９に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、信号エ
ネルギレベルに依存したビット配分量が多くなり、量子
化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するために
使用される。聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
分の集中はこれよりもきつくない。

【０１０５】図１４に示すように、この両者のビット配
分の和により、孤立スペクトル入力信号での特性の向上
が達成される。

【０１０６】以上の様にして得られたチャネルビット配
分を含むビット配分とチャネルビット配分を含まないビ
ット配分の２つを用いて、次のようにして第１と第２の
量子化を行う。

【０１０７】図２２を用いて説明する。この例では、全
６チャネルのうちでチャネルビット配分を含むビット配
分により１４７ｋｂｐｓを越えるビット配分がなされる
チャネルはセンタチャネルとサブウーファチャネルとラ
イトチャネルである。

【０１０８】まず、チャネルビット配分を含むビット配
分量が１４７ｋｂｐｓを越えるチャネルについて、ある
一定のビット量例えば１２８ｋｂｐｓを最大とする部分
と１２８ｋｂｐｓを越える部分に２分する。

【０１０９】この処理を行う構成を図２３に示す。図２
３の構成では、チャネルビット配分を含むビット配分で
の配分量が１４７ｋｂｐｓを越えるビット配分の各サン
プルについて、複数サンプルごとのブロックについての
正規化処理すなわちブロックフローティングを行う。こ
の時どの程度のブロックフローティングが行われたかを
示す係数としてスケールファクタが得られる。

【０１１０】この図２３において、入力端子９００に供
給されたＭＤＣＴ係数（ＭＤＣＴサンプル）は正規化回
路９０５によって複数サンプル毎に、ブロックについて
の正規化処理すなわちブロックフローティングが施され
る。この時どの程度のブロックフローティングが行われ
たかを示す係数としてスケールファクタが得られる。

【０１１１】次段の第１の量子化器(quantizer) ９０１
は、前記チャネルビット配分を含まないビット配分の各
サンプル語長で量子化を行なう。この時、量子化雑音を
少なくするためには四捨五入による量子化が行われる。

【０１１２】次に、上記正規化回路９０５の出力と上記
量子化器９０１の出力が差分器９０２に送られる。すな
わち、当該差分器９０２では、量子化器９０１の入力と
出力の差（量子化誤差）が取られる。この差分器９０２
からの出力は、さらに正規化回路９０６を介して第２の
量子化器９０３に送られる。

【０１１３】当該第２の量子化器９０３では、前記チャ
ネルビット配分を含むビット配分の各サンプル語長と前
記チャネルビット配分を含まないビット配分の各サンプ
ル語長の差の語長が各サンプル毎に使用される。この時
のフローティング係数は第１の量子化器９０１で用いら
れたフローティング係数と語長から自動的に決定され
る。すなわち第１の量子化器９０１で用いられた語長が
Ｎビットであったときには、（２＊＊Ｎ）で第２の量子
化器９０３で用いられるフローティング係数が得られ
る。

【０１１４】また、上記第２の量子化器９０３では、第
１の量子化器９０１と同じように四捨五入処理を含むビ
ット配分を行う。このようにして２つの量子化により、
前記チャネルビット半分を含むビット配分で１４７ｋｂ
ｐｓを越えるビット配分を受けたチャネルのビットは、
１２８ｋｂｐｓ以下になるべく１２８ｋｂｐｓに近いビ
ット配分と残りのビット配分とに分けられる。

【０１１５】ここで、１２８ｋｂｐｓと１４７ｋｂｐｓ
という２つのスレッショールドを設けているのは、以下
のような理由による。すなわち、前記残りのビット配分
データも語長を表すサブ情報が必要であるので、このサ
ブ情報量も含めてデータ領域がとれるようなビット配分
がされる最下限量として１４７ｋｂｐｓが設定されてい
る。また、前記チャネルビット配分を含むビット配分量
が１２８ｋｂｐｓを上回り１４７ｋｂｐｓを下回る場合
には、１２８ｋｂｐｓを越えたデータ部分にはサブ情報
しか書き込めないのでサンプル情報を書き込む余地がな
く意味がなくなってしまう。このため、このような場合
にはこのチャネルは前記チャネルビット配分を含まない
ビット配分で１２８ｋｂｐｓよりも小さく、できるだけ
１２８ｋｂｐｓ近いビット配分を行うために、上記１２
８ｋｂｐｓが設定されている。

【０１１６】また、前記チャネルビット配分を含むビッ
ト配分で１２８ｋｂｐｓよりも小さいビット配分となっ
たチャネルは、そのままそのビット配分を使用する。

【０１１７】前に述べたように、前記残りのビット配分
の成分の大きさは図２３で示されるようにビット配分
(1) のスケールファクタとワードレングスからスケール
ファクタを算出できるのでワードレングスのみがデコ−
ダに必要とされる。

【０１１８】このようにして量子化器９０１及び９０３
では、それぞれ四捨五入された効率の高い量子化出力が
得られる。

【０１１９】なお、図２３の構成（エンコーダ）に対応
する構成（デコーダ）では、上記正規化回路９０５，９
０６に対応する逆正規化処理を行う逆正規化回路９０
８，９０７が設けられ、これら逆正規化回路９０８，９
０７の出力が加算器９０４で加算される。その加算出力
が出力端子９１０から取りだされることになる。

【０１２０】次に、図１に示したサラウンドレフトチャ
ネルとサラウンドライトチャネルとの間でビット配分を
行う高率圧縮符号化回路２２３，２２４の具体的構成を
図２４に示す。

【０１２１】この図２４において、入力端子３０１には
サラウンドレフトチャネルのディジタルオーディオ信号
が、入力端子３１１にはサラウンドライトチャネルのデ
ィジタルオーディオ信号が供給される。

【０１２２】上記入力端子３０１と３１１からのディジ
タルオーディオ信号は、それぞれ対応するバッファ３０
２，３１２に一旦記憶される。このバッファ３０２，３
１２からは、各々５０％オーバーラップしたＮポイント
（Ｎサンプル）毎のブロックでデータが取り出される。
このブロック単位のデータは、直交変換回路３０３，３
１３に送られ、当該直交変換回路３０３，３１３によっ
てそれぞれＭＤＣＴ及びＭＤＳＴ(Modified Discrete S
ine transform)の直交変換が施される。

【０１２３】上記直交変換回路３０３からの係数データ
は、それぞれ対応するサブバンド・ブロックフローティ
ングポイント圧縮回路３０４，３１４によって圧縮され
る。上記サブバンド・ブロックフローティングポイント
圧縮回路３０４，３１４からの係数データと語長情報や
スケールファクタ等のサブ情報は、対応する適応量子化
回路３０５，３１５に送られる。また、サブバンド・ブ
ロックフローティングポイント圧縮回路３０４，３１４
からは、スペクトル情報がｌｏｇスペクトラルエンベロ
ープ検出回路３０８に送られる。

【０１２４】上記適応量子化回路３０５は、ｌｏｇスペ
クトラルエンベロープ検出回路３０８によって検出され
たエンベロープ情報に基づいてチャネル間ビット配分量
を決定する分配決定回路３０９からのビット配分情報に
基づいて、上記係数データとサブ情報を適応的に量子化
する。この適応量子化回路３０５，３１５からは、量子
化された係数データとサブ情報及びビット配分情報とが
出力される。この適応量子化回路３０５，３１５の各出
力は、上記マルチプレクス・エラーコレクション回路３
０６，３１６に送られる。

【０１２５】これらマルチプレクス・エラーコレクショ
ン回路３０６，３１６では、各チャネル毎に量子化され
た係数データとサブ情報及びビット配分情報をマルチプ
レクスすると共に、エラー訂正符号を付加する。これら
マルチプレクス・エラーコレクション回路３０６，３１
６からの出力端子３０７，３１７を介した出力が、前記
図１のサラウンドレフトチャネル用とサラウンドライト
チャネル用の高率圧縮符号化回路２２３，２２４の出力
となる。

【０１２６】次に、図２５には、前記図１の各高聴感圧
縮符号化回路２１７〜２２２に対応する高聴感伸張復号
化回路の構成を示す。すなわち、この図２５の高聴感伸
張復号化回路は、本発明の伝送装置に対応する受信装置
に適用されるものであり、前記ｎ個の複数チャネルのデ
ィジタルオーディオ信号のうち、上記ｍ個のチャネルの
ディジタルオーディオ信号に対して上記第１の符号化方
式で圧縮符号化がなされた信号を復号化する回路（１チ
ャネル分）の構成である。

【０１２７】この図２５において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は復号化装置入力端子１２２、１２４、
１２６に与えられ、また使用されたブロックサイズ情報
及び適応ビット配分情報は入力端子１２３、１２５、１
２７に与えられる。復号化回路１１６、１１７、１１８
では、適応ビット配分情報を用いてビット割当を解除
し、ブロックサイズ情報を用いて伸張復号化を行う。

【０１２８】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では、周波数領域の信号が時間領域の信号に変換さ
れる。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回
路１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。

【０１２９】ここで、高聴感伸張復号化回路では、前記
チャネルビット配分を含む１２８ｋｂｐｓ以下のビット
配分(1) が行われるチャネルと、前記チャネルビット配
分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配分(2) が行われ
るチャネルにおけるある一定のビット量例えば１２８ｋ
ｂｐｓを最大とする部分と１２８ｋｂｐｓを越える部分
のそれぞれが、上記復号化回路１１６，１１７，１１８
で復号化される。但し、ビット配分(2) の２つ部分はそ
れそれが復号化された後、それぞれのサンプルが加算さ
れて精度の高いサンプルとなる。

【０１３０】また、得られた各チャネルのデータの並べ
方については、シンクブロック中に、先ず、（１）前記
チャネルビット配分を含む１２８ｋｂｐｓ以下のビット
配分が行われるチャネル、（２）前記チャネルビット配
分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配分が行われるチ
ャネルにおけるある一定のビット量例えば１２８ｋｂｐ
ｓを最大とする部分を、チャネル順に並べ、次に前記チ
ャネルビット配分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配
分が行われるチャネルにおける１２８ｋｂｐｓを越える
部分をチャネル順に並べる。

【０１３１】次に、図１の高率圧縮符号化回路２２３，
２２４に対応する高率伸張復号化回路の構成を図２６
（１チャネル分）に示す。すなわち、この図２６の高率
伸張復号化回路は、本発明の伝送装置に対応する受信装
置に適用されるものであり、前記ｎ−ｍ個のチャネルの
ディジタルオーディオ信号に対して上記第２の符号化方
式で圧縮符号化がされた信号を復号化する回路（１チャ
ネル分）の構成である。

【０１３２】この図２６において、入力端子４１０に
は、前記高率圧縮符号化が施されたディジタルオーディ
オ信号が供給される。この信号は、デマルチプレクス・
エラーコレクション回路４１１によってデマルチプレク
スとエラー訂正が行われる。

【０１３３】当該デマルチプレクス・エラーコレクショ
ン回路４１１からは、適応量子化された係数データとサ
ブ情報及びビット配分情報とが出力される。係数データ
及びサブ情報は、適応逆量子化回路４１２に送られる。
また、ビット配分情報は量子化ステップサイズコントロ
ール回路４１３に送られる。上記適応逆量子化回路４１
２は、上記量子化ステップサイズコントロール回路４１
３からの量子化ステップサイズ情報に基づいて、上記量
子化変換係数情報に対して逆量子化を施す。この適応逆
量子化回路４１２からの量子化圧縮変換係数はサブバン
ド・ブロックフローティングポイント伸張回路４１４に
送られる。

【０１３４】上記サブバンド・ブロックフローティング
ポイント伸張回路４１４では、前記図２４のサブバンド
・ブロックフローティングポイント圧縮回路３０４，３
１４の逆処理を行う。この伸張回路４１４の出力は、同
じく図２４の直交変換回路３０３，３１３の逆変換処理
を行う逆直交変換回路４１５によってＮポイントのサン
プルデータに変換され、ウインドウ・オーバーラップ加
算回路４１６に送られる。当該ウインドウ・オーバーラ
ップ加算回路４１６では、前記オーバーラップが解除さ
れて、ＰＣＭオーディオ信号として出力される。このＰ
ＣＭオーディオ信号が出力端子４１６から取り出され
る。

【０１３５】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタルオーディオ信号の伝送装置においては、
複数チャネルの信号のうち、聴感上影響力の高い信号か
らなるチャネルの信号に対しては聴感上の劣化が少ない
第１の圧縮率の第１の符号化方式によって圧縮符号化を
行い、聴感上影響力の低い信号からなるチャネルの信号
に対しては第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮率の第２
の符号化方式で圧縮符号化を行うようにしているため、
特に重要な音に対しては高音質の圧縮符号化が可能であ
ると共に、ビット配分量（バイト配分量）の無駄を無く
すことが可能となる。

【０１３６】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置においては、複数チャネルの信号のうち、聴
感上影響力の高い信号からなるチャネルの信号に対して
聴感上の劣化が少ない第１の圧縮率の第１の符号化方式
によって圧縮符号化がされた信号と、聴感上影響力の低
い信号からなるチャネルの信号に対して第１の圧縮率よ
りも高い第２の圧縮率の第２の符号化方式で圧縮符号化
がなされた信号を、それぞれ復号化可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例のディジタルオーディオ信号の伝
送装置の主要部の概略構成を示すブロック回路図であ
る。

【図２】８チャネルディジタルサラウンドシステムにお
けるスピーカの配置を説明するための図である。

【図３】各チャネルの圧縮されたオーディオ信号をマル
チプレクスする構成を示すブロック回路図である。

【図４】高聴感圧縮符号化回路の一具体例（チャネル間
ビット配分を行わない例）の概略構成を示すブロック回
路図である。

【図５】高聴感圧縮符号化回路の一具体例（チャネル間
ビット配分を行う例）の概略構成を示すブロック回路図
である。

【図６】高聴感圧縮符号化回路での信号の周波数及び時
間分割を示す図である。

【図７】高聴感圧縮符号化回路のマルチチャネルでのビ
ット配分用パラメータを求める構成の一例を示すブロッ
ク回路図である。

【図８】高聴感圧縮符号化回路におけるチャネル間でス
ペクトルの大きさからビット配分を行う概念を示す図で
ある。

【図９】高聴感圧縮符号化回路におけるチャネル間での
情報信号の時間特性を考慮したビット配分の為のパラメ
ータの求め方を示す図である。

【図１０】ビット配分(1) のビット配分量とトーナリテ
ィとの間の関係を示す図である。

【図１１】ビット配分(1) のビット配分量と時間変化率
との間の関係を示す図である。

【図１２】均一配分の時のノイズスペクトルを示す図で
ある。

【図１３】情報信号の周波数スペクトル及びレベルに対
する依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビット
配分によるノイズスペクトルの例を示す図である。

【図１４】情報信号の大きさ及び聴覚許容雑音スペクト
ルの二者を用いたビット配分手法を実現する構成を示す
ブロック回路図である。

【図１５】許容雑音レベルを求める構成を示すブロック
回路図である。

【図１６】各帯域の信号レベルによるマスキングスレシ
ョールドの例を示す図である。

【図１７】情報スペクトル、マスキングスレショール
ド、最小可聴限を示す図である。

【図１８】トーナリティが低い情報信号に対する信号レ
ベル依存および聴覚許容雑音レベル依存のビット配分を
示す図である。

【図１９】トーナリティが高い情報信号に対する信号レ
ベル依存および聴覚許容雑音レベル依存のビット配分を
示す図である。

【図２０】トーナリティが低い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図２１】トーナリティが高い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図２２】高聴感圧縮符号化回路でのマルチチャネルに
おけるビット配分の関係を示す図である。

【図２３】ビット配分の分割を行う具体的構成を示すブ
ロック回路図である。

【図２４】高率圧縮符号化回路の具体的構成例を示すブ
ロック回路図である。

【図２５】本発明実施例の受信装置の高聴感伸張復号化
回路の構成例を示すブロック回路図である。

【図２６】本発明実施例の受信装置の高率伸張復号化回
路の構成例を示すブロック回路図である。

【符号の説明】

２０９〜２１６・・・Ａ／Ｄ変換器 ２１７〜２２２・・・高聴感圧縮符号化回路 ２２３，２２４・・・高率圧縮符号化回路 ２２５，２２６・・・ハイパスフィルタ ２２８，２２９・・・ローパスフィルタ ２２７，２３０・・・加算器 ２４１・・・マルチプレクサ ３０２，３１３・・・バッファ ３０３，３１３・・・直交変換回路 ３０４，３１４・・・サブバンドブロックフローティン
グポイント圧縮回路 ３０５，３１５・・・適応量子化回路 ３０６，３１６・・・マルチプレクス・エラーコレクシ
ョン回路 ３０８・・・ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路 ３０９・・・分配決定回路 １１，１２・・・帯域分割フィルタ １３，１４，１５・・・ＭＤＣＴ回路 １６，１７，１８・・・適応ビット配分符号化回路 １９，２０，２１・・・ブロックサイズ決定回路 ３１・・・各チャネル情報信号入力端子 ３２・・・マッピング回路 ３３・・・ブロッキング回路 ３４・・・時間変化算出回路 ３５・・・スケ−ルファクタ算出回路 ３６・・・トーナリティ算出回路 ３７・・・正規化回路 ３８・・・ビット配分回路 １１６，１１７，１１８・・・適応ビット配分復号化回
路 １１３，１１４，１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路 １１２，１１１・・・ＩＱＭＦ回路 ４１１・・・デマルチプレクス・エラーコレクション回
路 ４１２・・・適応逆量子化回路 ４１３・・・量子化ステップサイズコントロール回路 ４１４・・・サブバンドブロックフローティングポイン
ト伸張回路 ４１５・・・逆直交変換回路 ４１６・・・ウインドウ・オーバーラップ加算回路 ５２０・・・許容雑音算出回路 ５２１・・・許容雑音算出回路入力端子 ５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ５２３・・・畳込みフィルタ回路 ５２４・・・引算器 ５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路 ５２６・・・割算器 ５２７・・・合成回路 ５２８・・・減算器 ５３０・・・許容雑音補正回路 ５３２・・・最小可聴カーブ発生回路 ５３３・・・補正情報出力回路 ８０２・・・使用可能総ビット発生回路 ８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路 ８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路 ８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路 ８０６・・・アダー ８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路 ８０９・・・ビット分割率決定回路 ８１１、８１２・・・マルチプライヤ ９０５，９０６・・・正規化回路 ９０１・・・第１の量子化器 ９０３・・・第２の量子化器 ９０７，９０９・・・逆正規化回路 ９０４・・・加算器

【手続補正書】

【提出日】平成６年４月８日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 ディジタルオーディオ信号の伝送装置
及び受信装置、並びにディジタルオーディオ信号の伝送
方法及び受信方法

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、映画フィルム
映写システム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスク
プレーヤ等のステレオや、いわゆるマルチサラウンド音
響システムにおいて用いられるマルチチャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化して伝送するディジタ
ルオーディオ信号の伝送装置及びそれに対応する受信装
置、並びにディジタルオーディオ信号の伝送方法及びそ
れに対応する受信方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】通常のオーディオ機器の場合のみなら
ず、例えば映画フィルム映写システム、高品位テレビジ
ョン、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ
等のステレオないしはマルチサラウンド音響システムに
おいては、例えば４〜８チャネル等の複数チャネルのオ
ーディオ或いは音声信号を扱うようになりつつある。

【０００３】特に、業務用においては、ディジタルオー
ディオのマルチチャネル化が進んでおり、例えば８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を扱う機器が浸透して
きている。上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
を扱う機器としては、例えば映画フィルム映写システム
等がある。また、高品位テレビジョン、ビデオテープレ
コーダ、ビデオディスクプレーヤ等のステレオないしは
マルチサラウンド音響システムにおいても、例えば４〜
８チャネル等の複数チャネルのオーディオ或いは音声信
号を扱うようになりつつある。

【０００４】上記８チャネルのディジタルオーディオ信
号を扱う映画フィルム映写システムにおいては、上記映
画フィルムに対して、例えばレフトチャネル，レフトセ
ンタチャネル，センタチャネル，ライトセンタチャネ
ル，ライトチャネル，サラウンドレフトチャネル，サラ
ウンドライトチャネル，サブウーファチャネルの８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を記録することが行わ
れつつある。なお、上記映画フィルムに記録する上記８
チャネルの各チャネルは、例えば当該映画フィルムの画
像記録領域から再生された画像が映写機によって投影さ
れるスクリーン側に配置されるレフトスピーカ、レフト
センタスピーカ、センタスピーカ、ライトセンタスピー
カ、ライトスピーカ、サブウーファスピーカ、観客席を
取り囲むように左側に配置されるサラウンドレフトスピ
ーカ及び右側に配置されるサラウンドライトスピーカと
対応するものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、映画フィル
ムに上記８チャネルのディジタルオーディオ信号を記録
する場合において、映画フィルムには、例えばいわゆる
ＣＤ（コンパクトディスク）などで用いているようなサ
ンプリング周波数４４．１ｋＨｚで１６ビットの直線量
子化されたオーディオデータを上記８チャネル分も記録
できる領域を確保することは困難であるため、上記８チ
ャネルのオーディオデータを圧縮して記録する必要があ
る。

【０００６】また、フィルムという媒体は、表面に傷な
どが発生しやすいため、ディジタルデータをオリジナル
のまま記録していたのでは、データ欠けが激しく実用に
ならない。このため、エラー訂正符号の能力が非常に重
要になり、上記データ圧縮は、その訂正符号も含めて上
記フィルム上の記録領域に記録可能な程度まで行う必要
がある。

【０００７】しかし、圧縮符号化を行うと楽器や人間の
声などが原音から変化するため、特に上記映画フィルム
のように原音の忠実な再現が必要とされるメディアの記
録フォーマットとして採用する場合において人間の声な
ど重要な音に対しては何らかの高音質化の手段が必要と
なってくる。

【０００８】そこで、本発明は、上述したようなことに
鑑み、特に重要な音に対しては高音質の圧縮符号化が可
能であると共に、さらに高圧縮率の圧縮符号化をも可能
とする高能率符号化を用いたディジタルオーディオ信号
の伝送装置及びこれに対応する受信装置を提供すること
を目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、本発明のディジ
タルオーディオ信号の伝送装置は、複数チャネル（ｎチ
ャネル、ｎは３より大なる正の整数）のディジタルオー
ディオ信号を圧縮符号化して伝送する伝送装置であり、
上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号のう
ち、ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ
信号であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオー
ディオ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１
の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化する第１の圧
縮符号化手段と、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタル
オーディオ信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い
第２の圧縮率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化す
る第２の圧縮符号化手段とを有し、上記第１の圧縮符号
化手段からの圧縮符号化出力と上記第２の圧縮符号化手
段からの圧縮符号化出力を共に伝送することを特徴とす
るものである。

【００１０】ここで、本発明の伝送装置において、上記
ｎ個のチャネルはセンタチャネルとレフトチャネルとラ
イトチャネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンド
ライトチャネルであり、上記ｎ−ｍ個のチャネルはサラ
ウンドレフトチャネルとサラウンドライトチャネルであ
る。或いは、上記ｎ個のチャネルはセンタチャネルとレ
フトチャネルとライトチャネルとレフトセンタチャネル
とライトセンタチャネルとサラウンドレフトチャネルと
サラウンドライトチャネルであり、上記ｎ−ｍ個のチャ
ネルはサラウンドレフトチャネルとサラウンドライトチ
ャネルである。

【００１１】さらに、本発明の伝送装置において、上記
第１の符号化方式は、入力ディジタルオーディオ信号を
複数帯域に分割し、各帯域毎のディジタルオーディオ信
号を複数サンプル毎にブロック化し、各ブロック単位で
直交変換したスペクトル成分を、聴覚特性に応じて適応
的に圧縮符号化する方式であり、上記第２の符号化方式
は、入力ディジタルオーディオ信号を複数サンプル毎に
直交変換した係数情報とそれに関連するサブ情報を得、
各チャネルのエネルギに応じて各チャネルのビット配分
量を決定し、このビット配分量で適応的に圧縮符号化す
る方式である。なお、上記伝送は、記録媒体への記録を
含む。

【００１２】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置は、複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号のうち、
ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ信号
であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディ
オ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１の圧
縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化がなされていると
共に、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ
信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮
率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化がなされた信
号を受信するディジタルオーディオ信号の受信装置であ
り、上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号の
うち、上記ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号
に対して上記第１の符号化方式に対応する第１の伸張復
号化を施す第１の復号化手段と、上記ｎ−ｍ個のチャネ
ルのディジタルオーディオ信号に対して上記第２の符号
化方式に対応する第２の伸張復号化を施す第２の復号化
手段とを有することを特徴とするものである。

【００１３】次に、本発明のディジタルオーディオ信号
の伝送方法は、複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号を圧縮符
号化して伝送するディジタルオーディオ信号の伝送方法
であり、上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信
号のうち、ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオー
ディオ信号であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタ
ルオーディオ信号より聴感上影響力の高い信号に対して
は第１の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化する第
１の圧縮符号化工程と、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディ
ジタルオーディオ信号に対しては上記第１の圧縮率より
も高い第２の圧縮率を有する第２の符号化方式で圧縮符
号化する第２の圧縮符号化工程とを有し、上記第１の圧
縮符号化工程からの圧縮符号化出力と上記第２の圧縮符
号化工程からの圧縮符号化出力を共に伝送することを特
徴とするものである。

【００１４】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信方法は、複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号のうち、
ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ信号
であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディ
オ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１の圧
縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化がなされていると
共に、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ
信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮
率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化がなされた信
号を受信するディジタルオーディオ信号の受信方法であ
り、上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号の
うち、上記ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号
に対して上記第１の符号化方式に対応する第１の伸張復
号化を施す第１の復号化工程と、上記ｎ−ｍ個のチャネ
ルのディジタルオーディオ信号に対して上記第２の符号
化方式に対応する第２の伸張復号化を施す第２の復号化
工程とを有することを特徴とするものである。

【００１５】

【作用】本発明のディジタルオーディオ信号の伝送装置
及び方法によれば、複数チャネルの信号のうち、聴感上
影響力の高い信号からなるチャネルの信号に対しては聴
感上の劣化が少ない第１の圧縮率の第１の符号化方式に
よって圧縮符号化を行い、聴感上影響力の低い信号から
なるチャネルの信号に対しては第１の圧縮率よりも高い
第２の圧縮率の第２の符号化方式で圧縮符号化を行う。

【００１６】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置及び方法によれば、複数チャネルの信号のう
ち、聴感上影響力の高い信号からなるチャネルの信号に
対して聴感上の劣化が少ない第１の圧縮率の第１の符号
化方式によって圧縮符号化がされた信号と、聴感上影響
力の低い信号からなるチャネルの信号に対して第１の圧
縮率よりも高い第２の圧縮率の第２の符号化方式で圧縮
符号化がなされた信号を、それぞれ復号化するようにし
ている。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００１８】図１には、本発明のディジタルオーディオ
信号の伝送方法を実現する本発明のディジタルオーディ
オ信号の伝送装置の構成を示す。本発明実施例のディジ
タルオーディオ信号の伝送装置は、ｎ個（ｎは３より大
なる正の整数であり本実施例では例えば８個）のチャネ
ルのディジタルオーディオ信号を圧縮符号化して伝送す
る伝送装置である。

【００１９】ここで、本実施例では、上記ｎ個（８個）
のチャネルとして、例えば前述したレフトチャネル（Ｌ
ｃｈ）、レフトセンタチャネル（ＬＣｃｈ）、センタチ
ャネル（Ｃｃｈ）、サブウーファチャネル（ＳＷｃ
ｈ）、ライトセンタチャネル（ＲＣｃｈ）、ライトチャ
ネル（Ｒｃｈ）、サラウンドレフトチャネル（ＬＢｃ
ｈ）、サラウンドライトチャネル（ＲＢｃｈ）を用い
る。なお、本発明では、上記例に限らず、上記ｎ個のチ
ャネルを例えばセンタチャネルとレフトチャネルとライ
トチャネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンドラ
イトチャネルの５チャネルとしたり、また、センタチャ
ネルとレフトチャネルとライトチャネルとレフトセンタ
チャネルとライトセンタチャネルとサラウンドレフトチ
ャネルとサラウンドライトチャネルの７チャネルとする
こともできる。

【００２０】本実施例のディジタルオーディオ信号の伝
送装置は、上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
のうち、ｍ個（ｎ＞ｍで、図１の例ではｍ＝６）のチャ
ネルのディジタルオーディオ信号であって他のｎ−ｍ
（図１の例ではｎ−ｍ＝８−６＝２）個のチャネルのデ
ィジタルオーディオ信号より聴感上影響力の高い信号に
対しては第１の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化
する第１の圧縮符号化手段としての高聴感圧縮符号化回
路２１７〜２２２と、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジ
タルオーディオ信号に対しては上記第１の圧縮率よりも
高い第２の圧縮率を有する第２の符号化方式で圧縮符号
化する第２の圧縮符号化手段である高率圧縮符号化回路
２２３，２２４とを有し、上記高聴感圧縮符号化回路２
１７〜２２２からの圧縮符号化出力と上記高率圧縮符号
化回路２２３，２２４からの圧縮符号化出力を共に伝送
することを特徴とするものである。

【００２１】なお、本実施例では、上記８チャネルのう
ち上記第１の符号化方式で圧縮する上記聴感上影響力の
高い信号からなるチャネル（６個のチャネル）を、上記
レフトチャネルとレフトセンタチャネルとセンタチャネ
ルとサブウーファチャネルとライトセンタチャネルとラ
イトチャネルとし、上記第２の符号化方式で圧縮するチ
ャネル（ｎ−ｍ個のチャネル）をサラウンドレフトチャ
ネルとサラウンドライトチャネルとしている。勿論、本
発明はこれらに限定されず、例えば上記ｎ個のチャネル
を例えばセンタチャネルとレフトチャネルとライトチャ
ネルとサラウンドレフトチャネルとサラウンドライトチ
ャネルの５チャネルとしたときには、上記ｍ個のチャネ
ルをセンタチャネルとレフトチャネルとライトチャネル
の３チャネルとし、上記ｎ−ｍ個のチャネルをサラウン
ドレフトチャネルとサラウンドライトチャネルとするこ
ともできる。同様に、上記ｎ個のチャネルを例えばセン
タチャネルとレフトチャネルとライトチャネルとレフト
センタチャネルとライトセンタチャネルとサラウンドレ
フトチャネルとサラウンドライトチャネルの７チャネル
としたときには、上記ｍ個のチャネルをセンタチャネル
とレフトチャネルとライトチャネルとし、上記ｎ−ｍ個
のチャネルをサラウンドレフトチャネルとサラウンドラ
イトチャネルとすることもできる。

【００２２】さらに、本発明実施例の伝送装置におい
て、上記第１の符号化方式で圧縮符号化を行う高聴感圧
縮符号化回路２１７〜２２２には、前述したようなサブ
バンドコーディング等を用いたオーディオ信号の高能率
圧縮符号化方式であって人間の聴覚上の特性を利用し、
オーディオデータを約１／５に圧縮するような方式、す
なわち、入力ディジタルオーディオ信号を複数帯域に分
割し、各帯域毎のディジタルオーディオ信号を複数サン
プル毎にブロック化し、各ブロック単位で直交変換した
スペクトルデータを、人間の聴覚特性に応じて適応的に
圧縮符号化する方式（例えばいわゆるＡＴＲＡＣ：Adap
tive TRansform Acoustic Coding方式）を用いる。

【００２３】また、第２の符号化方式で圧縮符号化を行
う高率圧縮符号化回路２２３，２２４には、入力ディジ
タルオーディオ信号を複数サンプル毎に直交変換した係
数データとそれに関連するサブ情報（語長情報やスケー
ルファクタの情報）を得、各チャネルのエネルギに応じ
て各チャネルのビット配分を決定し、この各チャネルの
ビット配分によって適応的に圧縮符号化する方式を用い
る。勿論、本発明はこれら各符号化方式に限定されるも
のでないことは言うまでもない。

【００２４】さらに、本実施例では、上記伝送として、
例えば映画フィルムへの記録や、光ディスク，光磁気デ
ィスク，相変化型光ディスク，磁気ディスク等のディス
ク状記録媒体、磁気テープ等のテープ状記録媒体への記
録、半導体メモリ，ＩＣカードなどへの記録を挙げるこ
とができる。

【００２５】なお、上記伝送を映画フィルムへの記録と
した場合には、例えば図２に示すようにスピーカが配置
されるディジタルサラウンドシステムに対応することに
なる。各チャネルは、センタ（Ｃ）チャネル、サブウー
ファ（ＳＷ）チャネル、レフト（Ｌ）チャネル、レフト
センタ（ＣＬ）チャネル、ライト（Ｒ）チャネル、ライ
トセンタ（ＣＲ）チャネル、レフトサラウンド（ＬＢ）
チャネル、ライトサラウンド（ＲＢ）チャネルの８つで
ある。

【００２６】ここで、この図２において、上記映画フィ
ルムに記録する上記８チャネルの各チャネルは、例えば
当該映画フィルムの画像記録領域から再生された画像が
映写機（プロジェクタ１００）によって投影されるスク
リーン１０１側に配置されたレフトスピーカ１０６，レ
フトセンタースピーカ１０４，センタースピーカ１０
２，ライトセンタースピーカ１０５，ライトスピーカ１
０７，サラウンドレフトスピーカ１０８及び２００，サ
ラウンドライトスピーカ１０９及び２０１，サブウーフ
ァスピーカ１０３と対応するものである。

【００２７】上記センタスピーカ１０２は、スクリーン
１０１側の中央に配置され、センタチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので例えば俳優のせ
りふ等の最も重要な再生音を出力する。上記サブウーフ
ァスピーカ１０３は、サブウーファチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので、例えば爆発音
などの低域の音というよりは振動として感じられる音を
効果的に出力するものであり、爆発シーンなどに効果的
に使用されることが多いものである。上記レフトスピー
カ１０６及びライトスピーカ１０７は、上記スクリーン
１０１の左右に配置され、レフトチャネルのオーディオ
データによる再生音とライトチャネルのオーディオデー
タによる再生音を出力するもので、ステレオ音響効果を
発揮する。上記レフトセンタスピーカ１０４とライトセ
ンタスピーカ１０５は、上記センタスピーカ１０２と上
記レフトスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７との
間に配置され、レフトセンタチャネルのオーディオデー
タによる再生音とライトセンタチャネルのオーディオデ
ータによる再生音を出力するもので、それぞれ上記レフ
トスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７の補助的な
役割を果たす。特にスクリーン１０１が大きく収容人数
の多い映画館等では、座席の位置によって音像の定位が
不安定になりやすいが、上記レフトセンタスピーカ１０
４とライトセンタスピーカ１０７を付加することによ
り、音像のよりリアルな定位を作り出すのに効果を発揮
する。さらに、上記サラウンドレフトスピーカ１０８と
サラウンドライトスピーカ１０９は、観客席を取り囲む
ように配置され、サラウンドレフトチャネルのオーディ
オデータによる再生音とサラウンドライトチャネルのオ
ーディオデータによる再生音を出力するもので、残響音
や拍手、歓声に包まれた印象を与える効果がある。これ
により、より立体的な音像を作り出すことができる。

【００２８】図１に戻って、上述したような８チャネル
のディジタルオーディオ信号を扱う図１の伝送装置は、
上記８チャネルのディジタルオーディオ信号を得るため
に、各チャネルに対応するマイクロホン２０１〜２０８
からのアナログオーディオ信号をそれぞれ対応するＡ／
Ｄ変換器２０９〜２１６によってディジタルオーディオ
信号に変換する。

【００２９】各Ａ／Ｄ変換器２０９〜２１６からの各チ
ャネルのディジタルオーディオ信号は、それぞれ対応す
る圧縮符号化回路２１７〜２２４に送られて各々圧縮符
号化される。なお、これら各圧縮符号化回路２１７〜２
２４の具体的構成については後述する。

【００３０】上記高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２
からの圧縮符号化されたオーディオデータは、それぞれ
対応する出力端子２３３〜２３８から後段の構成に送ら
れる。

【００３１】一方、上記高率圧縮符号化回路２２３，２
２４からの圧縮符号化されたオーディオデータは、それ
ぞれハイパスフィルタ２２５，２２６によって高域成分
のみが取り出された後、加算器２２７によって加算され
る。また、上記高率圧縮符号化回路２２３，２２４から
の圧縮符号化されたオーディオデータは、それぞれロー
パスフィルタ２２８，２２９にも送られる。上記加算器
２２７からのデータは、加算器２３０によって上記サラ
ウンドレフトチャネル側に対応するローパスフィルタ２
２８の出力と加算され、出力端子２３１から出力され、
上記サラウンドライトチャネルに対応するローパスフィ
ルタ２２９の出力は出力端子２３２から出力される。

【００３２】ここで、上記サラウンドレフトチャネルと
サラウンドライトチャネルにおいて上記ハイパスフィル
タ２２５，２２６からの出力を加算器２２７によって加
算し、当該加算器２２７の加算出力を、更に加算器２２
８によってサラウンドレフトチャネルのローパスフィル
タ２２８出力に加算するのは以下の理由による。

【００３３】すなわち、人間の耳は高域の成分に対する
定位感が少なく、このため高域成分については例えば複
数個のスピーカのうちのいずれか１つのスピーカからで
ていても人間にはどのスピーカから出てきているのか聞
き取り難いという性質がある。このため、複数チャネル
のオーディオ信号の各高域成分を、そのうちの例えば１
チャネルに対応するスピーカのみに送るようにしても、
人間には各チャネルのオーディオ信号の高域成分が当該
１つのスピーカのみから出力されているとは感じられな
い。したがって、本実施例では、上述のように、上記８
チャネルのうちの例えばサラウンドレフトチャネルとサ
ラウンドライトチャネルの音声の高域成分を加算して、
例えばサラウンドレフトチャネルの低域成分の音声に加
えるようにしている。これにより、サラウンドレフトチ
ャネルとサラウンドライトチャネルの２つのチャネルの
高域成分を１つのチャネル分に圧縮できることになる。
なお、このような高域成分におけるチャネル間のクロス
トーク処理は、図１の例のような上記サラウンドレフト
チャネルとサラウンドライトチャネル間のみならず、図
示は省略しているが他のチャネル間（例えば全チャネ
ル）についても同様に行うことができる。このように全
チャネルについて高域成分のチャネルクロストーク処理
を行うことで更に圧縮率を上げることが可能となる。

【００３４】上述した図１の各出力端子２３３〜２３８
及び２３１，２３２からの各チャネルの圧縮符号化デー
タは、図３のそれぞれ対応する端子２３３〜２３８及び
２３１，２３２を介してマルチプレクサ２４１に送られ
てマルチプレクスされる。当該マルチプレクサ２４１の
出力は出力端子２４２を介して伝送路に伝送若しくは上
述した本発明の映画フィルムやディスク状記録媒体，テ
ープ状記録媒体などに記録される。

【００３５】次に、上記図１の各高聴感圧縮符号化回路
２１７〜２２２について具体的に説明する。

【００３６】先ず、図４には、上記各高聴感圧縮符号化
回路２１７〜２２２の一具体例の構成を示す。

【００３７】この図４に示す圧縮符号化回路では、入力
ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周波数帯域
に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行っ
て、得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に適応的にビット配分して符号化して
いる。この時、高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域
を用いる。もちろんフィルタなどによる非ブロッキング
の周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、クリティカルバンド単位もしくは高域では臨界帯域
幅（クリティカルバンド）を更に細分化したブロックで
フローティング処理を行っている。

【００３８】なお、上記帯域分割用フィルタとしては、
例えばＱＭＦ等のフィルタがあり、これは1976 R.E.Cro
chiere Digital coding of speech in subbands Bell
Syst.Tech. J. Vol.55, No.8 1976に、述べられてい
る。同じくICASSP 83, BOSTONPolyphase Quadrature f
ilters-A new subband coding technique Joseph H.Ro
thweilerには等バンド幅のフィルタ分割手法及び装置が
述べられている。

【００３９】さらに、上記クリティカルバンドとは、人
間の聴覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、
ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズ
によって当該純音がマスクされるときのそのノイズの持
つ帯域のことである。このクリティカルバンドは、高域
ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全
周波数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割さ
れている。

【００４０】すなわち、図４において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィルタ
１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋＨ
ｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１１からの１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）
回路１３に送られ、帯域分割フィルタ１２からの５．５
ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送ら
れ、帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。

【００４１】各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５では、各
帯域毎に設けたブロック決定回路１９、２０、２１によ
り後述するように決定されたブロックサイズに基づいて
ＭＤＣＴ処理がなされる。

【００４２】なお、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５に
おける上記ＭＤＣＴ処理については、ICASSP 1987 Sub
band/Transform Coding Using Filter Bank Designs B
asedon Time Domain Aliasing Cancellation J.P.Princ
en A.B.Bradley Univ. ofSurrey Royal Melbourne Ins
t.of Tech.に述べられている。

【００４３】上記ブロック決定回路１９、２０、２１で
決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応ビ
ット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００４４】ここで、上記適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８においては、各ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５の出力から、上記臨界帯域（クリティカルバン
ド）または高域では更にクリティカルバンドを分割した
帯域毎のエネルギが、例えば当該バンド内での各振幅値
の２乗平均の平方根を計算すること等により求められ、
この計算結果に基づいてビット配分が行われる。もちろ
ん、上記スケールファクタそのものを以後のビット配分
の為に用いるようにしてもよい。この場合には新たなエ
ネルギ計算の演算が不要となるため、ハード規模の節約
となる。また、各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅
値のピーク値、平均値等を用いることも可能である。な
お、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５にてＭＤＣＴ処理
されて得られた周波数領域のスペクトルデータあるいは
ＭＤＣＴ係数データは、いわゆる臨界帯域（クリティカ
ルバンド）または高域では更にクリティカルバンドを分
割した帯域毎にまとめられて当該適応ビット配分符号化
回路１６、１７、１８に送られている。

【００４５】さらに、上記適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８では、上記ブロックサイズの情報、及び
臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では更にク
リティカルバンドを分割した帯域毎に割り当てられたビ
ット数に応じて各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ
係数データ）を再量子化（正規化して量子化）するよう
にしている。適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８で符号化されたデータは、出力端子２２、２４、２６
を介して取り出される。また、当該適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、どのような信号の大きさ
に関する正規化がなされたかを示すスケールファクタ
と、どのようなビット長で量子化がされたかを示すビッ
ト長情報も求めており、これらも同時に出力端子２２、
２４、２６から出力される。

【００４６】これら各出力端子２２〜２７からのデータ
はまとめられて上記各高聴感圧縮符号化回路２１７〜２
２２の出力となる。

【００４７】ところで、上記図１及び図４の例では、各
高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２においては各チャ
ネル毎にビット配分を行って圧縮符号化を行っている
が、これら各高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２間で
ビット配分を行う（すなわち各回路２１７〜２２２に対
応するチャネル間でビット配分を行う）ことも可能であ
る。

【００４８】この高聴感圧縮符号化回路２１７〜２２２
間でビット配分を行う場合の各回路構成について、以下
に説明する。図５には、チャネル間でビット配分を行う
高聴感圧縮符号化回路の構成を示す。なお、この図５の
構成のうち、適応ビット配分符号化回路１６，１７，１
８を除く他の構成要素は図４の対応する構成要素と基本
的には同一のものである。

【００４９】この図５に示される圧縮符号化回路におい
て、図４同様のブロック決定回路１９、２０、２１によ
り決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５でのブロ
ックサイズの具体例を図６のＡ及びＢに示す。なお、図
６のＡには直交変換ブロックサイズが長い場合（ロング
モードにおける直交変換ブロックサイズ）を、図６のＢ
には直交変換ブロックサイズが短い場合（ショートモー
ドにおける直交変換ブロックサイズ）を示ししている。
この図６の具体例においては、３つのフィルタ出力は、
それぞれ２つの直交変換ブロックサイズを持つ。すなわ
ち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号及び中域の
５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長いブロ
ック長の場合（図６のＡ）は１ブロック内のサンプル数
を１２８サンプルとし、短いブロックが選ばれた場合
（図６のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２サン
プル毎のブロックとしている。これに対して高域側の１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長いブロック
長の場合（図６のＡ）は１ブロック内のサンプル数を２
５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた場合（図６
のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２サンプル毎
のブロックとしている。このようにして短いブロックが
選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロックのサンプル
数を同じとして高域程時間分解能を上げ、なおかつブロ
ック化に使用するウインドウの種類を減らしている。な
お、図５の具体例のブロック決定回路１９、２０、２１
で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００５０】この図５の具体例の適応ビット配分符号化
回路１６、１７、１８では、上記ブロックサイズの情
報、及び臨界帯域（クリティカルバンド）または高域で
は更にクリティカルバンドを分割した帯域毎に割り当て
られたビット数に応じて各スペクトルデータ（あるいは
ＭＤＣＴ係数データ）を再量子化（正規化して量子化）
するようにしている。この時、適応ビット配分符号化回
路１６、１７、１８では、各チャネル間でのチャネルビ
ット配分、すなわち各チャネルの信号全体を見ることに
より、チャネル毎の使用ビット量を適応的に最適に振り
分けるビット配分を同時に行う。この場合の当該チャネ
ルビット配分は、後述する適応ビット配分回路から端子
２８を介して供給されたチャネルビット配分信号に基づ
いて行われる。このようにして符号化されたデータは、
出力端子２２、２４、２６を介して取り出される。ま
た、当該適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８で
は、どのような信号の大きさに関する正規化がなされた
かを示すスケールファクタと、どのようなビット長で量
子化がされたかを示すビット長情報も求めており、これ
らも同時に出力端子２２、２４、２６から出力される。

【００５１】次に、上記ビット配分を行うための適応ビ
ット配分回路の具体的な構成及び動作を図７を用いて説
明する。なお、この図７の例では、図１に対応して前記
８チャネルのうちの６チャネルについてのビット配分に
対応している。すなわち、聴感上影響の高い信号からな
るチャネルであるレフトチャネルとレフトセンタチャネ
ルとセンタチャネルとサブウーファチャネルとライトセ
ンタチャネルとライトチャネルの６チャネルに対応して
いる。

【００５２】この図７において、各チャネルの共通部に
ついて例えばレフトチャネル（Ｌｃｈ）を用いて説明す
る（他のチャネルについては同一の指示符号を付して説
明は省略している）と、レフトチャネルの入力情報信号
は当該レフトチャネル用の入力端子３１に与えられる。
なお、この端子３１は、図５の端子２９と対応してい
る。この入力情報信号はマッピング回路（Mapping)３２
により時間領域の信号から周波数領域に展開される。こ
こで、フィルタによる場合には、サブバンド信号として
時間領域サンプルが得られることになり、直交変換出力
の場合及びフィルタリング後に直交変換を行う場合には
周波数領域サンプルが得られることになる。

【００５３】これらのサンプルは、ブロッキング(Block
ing)回路３３によって複数サンプル毎にまとめられる。
ここで、フィルタによる場合には時間領域の複数サンプ
ルがまとめられることになり、直交変換出力の場合及び
フィルタリング後に直交変換を行う場合には周波数領域
の複数サンプルがまとめられることになる。

【００５４】また、本具体例では、マッピングの途中の
ＭＤＣＴ入力時間領域信号の時間変化を時間変化算出回
路３４により算出する。

【００５５】上記ブロッキング回路３３により複数のサ
ンプル毎にまとめられた各サンプルは正規化回路３７で
正規化される。ここで、正規化のための係数であるスケ
ールファクタは、スケールファクタ算出回路３５によっ
て得られる。同時にトーナリティの大きさがトーナリテ
ィ算出回路３６で算出される。

【００５６】以上で求められるパラメータは、ビット配
分回路３８でビット配分のために使用される。ここで、
ＭＤＣＴ係数を表現して伝送又は記録に使えるビット数
を、全チャネル（上記６チャネル）で８００Ｋｂｐｓと
すると、本具体例のビット配分回路３８では、チャネル
ビット配分を含む第１のビット配分（第１のビット配分
量）と、チャネルビット配分を含まない第２のビット配
分（第２のビット配分量）の２つを求める。

【００５７】先ず、チャネルビット配分を含む第１のビ
ット配分の配分手法について説明する。ここではスケー
ルファクタの周波数領域の分布をみて適応的にビット配
分を行う。

【００５８】この場合、全チャネルのスケールファクタ
の周波数領域の分布をみてチャネル間でのビット配分を
行うことで有効なビット配分を行うことができる。この
とき、複数チャネルの信号情報が、スピーカの場合のよ
うに同一音場のなかで混合されて左右の耳に達する場合
を考えると、全チャネル信号の加算されたものでマスキ
ングが作用すると考えてよいから、図８のＡ，Ｆに示す
ように、同一帯域において各チャネルが同一のノイスレ
ベルになるようにビット配分を行うことが有効である。
このための一方法としてはスケールファクタ指標の大き
さに比例したビット配分を行えばよい。すなわち、以下
の式によってビット配分を行う。

【００５９】Ｂｍ＝Ｂ＊（ΣＳＦｎ）／Ｓ Ｓ＝Σ（ΣＳＦｎ）

【００６０】ここで、Ｂｍは各チャネルへのビット配分
量、Ｂは全チャネルへのビット配分量、ＳＦｎはスケー
ルファクタ指標であり概略ピーク値の対数に対応してい
る。ｎは各チャネル内のブロックフローティングバンド
番号、ｍはチャネル番号、Ｓは全チャネルのスケールフ
ァクタ指標の和である。なお、図８には、レフトチャネ
ルとライトチャネルのみ示し他の４チャネルについては
図示を省略している。

【００６１】以上に加えて、ビット配分回路３８は、各
チャネルの信号の時間変化特性を検出して、この指標に
よってチャネル毎のビット配分量を変えるプロセスを持
つ。この時間変化を表す指標は次のようにして求められ
る。

【００６２】図９のＡ〜Ｆに示すように、チャネルが６
チャネルあるとすると、それぞれのチャネルの情報入力
信号についてビット配分の時間単位であるビット配分時
間ブロックを時間的に４分割し、それぞれの時間ブロッ
ク（サブブロック）のピーク値を得る。そして各サブブ
ロックのピーク値が小から大へと変わるところの差分の
大きさに応じてチャネル間でビットを分け合う。ここ
で、このビット配分のために６チャネル合計でＣビット
使えるとしたとき、各チャネルの各サブブロックのピー
ク値が小から大へと変わるところの差分の大きさがそれ
ぞれａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆデシベル（ｄＢ）とする
と、それぞれＣ＊ａ／Ｔ，Ｃ＊ｂ／Ｔ，・・・・・，Ｃ
＊ｆ／Ｔビット（ビット）と配分することができる。こ
こで、Ｔ＝ａ＋ｂ＋ｃ＋ｄ＋ｅ＋ｆである。信号情報が
大きくなる程度が大であるほどそのチャネルに対しての
ビット配分量が大きくなる。なお、図９には、レフトチ
ャネルとレフトセンタチャネルとライトチャネルのみ示
し他の３つのチャネルについては図示を省略している。

【００６３】次に、チャネルビット配分を含まない第２
のビット配分の配分手法について説明する。ここでは、
チャネルビット配分を含まない第２のビット配分の手法
として更に２つのビット配分からなるビット配分手法に
ついて説明する。なお，この第２のビット配分は、前記
図４における適応ビット配分符号化回路でのビット配分
処理に対応している。

【００６４】この２つのビット配分をそれぞれビット配
分(1) とビット配分(2) とする。以下のビット配分では
各チャネルで使用できるビットレートは事前にそれぞれ
のチャネルで固定的に決めておく。例えば、６チャネル
の内で音声など重要部分を担う２つのチャネルには１４
７ｋｂｐｓという比較的大きいビットを使い、サブウー
ハチャネルには高々２ｋｂｐｓ、それ以外のチャネルに
は１００ｋｂｐｓを割り当てておく。

【００６５】先ず、ビット配分(1) に使うべきビット量
を確定する。そのためには、信号情報（ａ）のスペクト
ル情報のうちトーナリティ情報及び信号情報（ｂ）の時
間変化情報を使用する。

【００６６】ここで、トーナリティ情報について説明す
ると、指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差の
絶対値の和を、信号スペクトル数で割った値を、指標と
して用いている。より簡単にはブロックフローティング
の為のブロックごとのスケールファクタの、隣接スケー
ルファクタ指標の間の差の平均値を用いる。スケールフ
ァクタ指標は、概略スケールファクタの対数値に対応し
ている。本実施例では、ビット配分(1) に使うべきビッ
ト量をこのトーナリティを表す値に対応させて最大８０
ｋｂｐｓ、最小１０ｋｂｐｓと設定している。ここでは
簡単のために、全チャネルそれぞれの割当を等しく１０
０ｋｂｐｓとしている。

【００６７】トーナリティ計算は次式のように行う。

【００６８】 Ｔ＝（１／ＷＬｍａｘ）（ΣＡＢＳ（ＳＦｎ−１））

【００６９】なお、ＷＬｍａｘはワードレングス最大値
＝１６、ＳＦｎはスケールファクタ指標で概略ピーク値
の対数に対応している。ｎはブロックフローティングバ
ンド番号である。

【００７０】このようにして求められたトーナリティ情
報Ｔとビット配分(1)のビット配分量とは、図１０に示
すように対応付けられる。

【００７１】これと共に本実施例においては、ビット配
分(1) とそれに付加するその他の少なくとも１つのビッ
ト配分との分割率は、情報信号の時間変化特性に依存す
る。本具体例では、直交変換時間ブロックサイズを更に
分割した時間区間毎に信号情報のピーク値を隣接ブロッ
ク毎に比較することにより情報信号の振幅が急激に大き
くなる時間領域を検出してその大きくなるときの状態の
程度により分割率を決定する。

【００７２】時間変化率計算は次式のように行う。

【００７３】Ｖｔ＝ΣＶｍ Ｖａｖ＝（１／Ｖｍａｘ）＊（１／Ｃｈ）Ｖｔ

【００７４】ここで、Ｖｔは各チャネルの時間サブブロ
ックのピーク値の小から大への変化をｄＢ値で表したも
ののチャネルに関する和、Ｖｍは各チャネルの時間サブ
ブロックのピーク値の小から大への変化をｄＢ値で表し
たもので一番大きいものの大きさ（但し最大値を３０ｄ
Ｂに制限しＶｍａｘであらわす。ｍはチャネル番号、Ｃ
ｈはチャネル数、Ｖａｖは時間サブブロックのピーク値
の小から大への変化をｄＢ値で表したもののチャネル平
均である。

【００７５】このようにして求められた時間変化率Ｖａ
ｖとビット配分(1) の配分量とは、図１１に示すように
対応付けられる。最終的にビット配分(1) への配分量は
次の式で求められる。

【００７６】Ｂ＝１／２（Ｂｆ＋Ｂｔ）

【００７７】ここで、Ｂは最終的なビット配分(1) への
配分量、ＢｆはＴｖａより求められたビット配分量、Ｂ
ｔはＶａｖより求められたビット配分量である。

【００７８】ここでのビット配分(1) はスケ−ルファク
タに依存した周波数、時間領域上の配分がなされる。

【００７９】このようにしてビット配分(1) に使用され
るビット量が決定されたならば、次にビット配分(1) で
使われなかったビットについての配分すなわちビット配
分(2) を決定する。ここでは多種のビット配分が行われ
る。

【００８０】第１に全てのサンプル値に対する均一配分
が行われる。この場合のビット配分に対する量子化雑音
スペクトルの一例を図１２に示す。この場合、全周波数
帯域で均一の雑音レベル低減が行える。

【００８１】第２に信号情報の周波数スペクトル及びレ
ベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得るため
のビット配分が行われる。この場合のビット配分に対す
る量子化雑音スペクトルの一例を図１３に示す。この例
では情報信号のスペクトルに依存させたビット配分を行
っていて、特に情報信号のスペクトルの低域側にウエイ
トをおいたビット配分を行い、広域側に比して起きる低
域側でのマスキング効果の減少を補償している。これは
隣接臨界帯域間でのマスキングを考慮して、スペクトル
の低域側を重視したマスキングカーブの非対象性に基づ
いている。このように、図１３の例では低域を重視した
ビット配分が行われている。

【００８２】そして最終的にビット配分(1) とビット配
分(1) に付加されるビット配分の値の和が図７のビット
配分回路３８でとられる。最終的なビット配分は以上の
各ビット配分の和として与えられる。

【００８３】なお、図１２，図１３の図中Ｓは信号スペ
クトルを、ＮＬ１は上記全てのサンプルに対する均一配
分による雑音レベルを、ＮＬ２は上記周波数スペクトル
及びレベルに対する依存正を持たせた聴覚的な高かを得
るためのビット配分による雑音レベルを示している。

【００８４】次にチャネルビット配分を含まないビット
配分の別の手法を次に説明する。この場合の適応ビット
配分回路の動作を図１４で説明するとＭＤＣＴ係数の大
きさが各ブロックごとに求められ、そのＭＤＣＴ係数が
入力端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に供
給されたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路８
０３に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３で
は、クリティカルバンドまたは高域においてはクリティ
カルバンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する信
号エネルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８０
３で算出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、エ
ネルギ依存ビット配分回路８０４に供給される。

【００８５】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合（本実
施例では１００Ｋｂｐｓ）を用いて白色の量子化雑音を
作り出すようなビット配分を行う。このとき、入力信号
のトーナリティが高いほど、すなわち入力信号のスペク
トルの凸凹が大きいほど、このビット量が上記１２８Ｋ
ｂｐｓに占める割合が増加する。なお、入力信号のスペ
クトルの凸凹を検出するには、隣接するブロックのブロ
ックフローティング係数の差の絶対値の和を指標として
使う。そして、求められた使用可能なビット量につき、
各帯域のエネルギの対数値に比例したビット配分を行
う。

【００８６】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、まず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図５（図４の場合も同様）の適応ビット配
分符号化回路１６、１７、１８により各クリティカルバ
ンド毎もしくは高域においてはクリティカルバンドを更
に複数帯域に分割した帯域に割り当てられたビット数に
応じて各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数デー
タ）を再量子化するようにしている。このようにして符
号化されたデータは、図５の出力端子２２、２４、２６
を介して取り出される。

【００８７】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が上記許容雑音算出回
路に与えられる。

【００８８】図１５は上記許容雑音算出回路をまとめて
説明した一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図１５において、入力端子５２１には、ＭＤＣ
Ｔ回路１３、１４、１５からの周波数領域のスペクトル
データが供給されている。

【００８９】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図１６はこのような各クリティカルバン
ド毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、こ
の図１６では、図示を簡略化するため、上記クリティカ
ルバンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1〜Ｂ12）で表現
している。

【００９０】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。なお、上記
マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号
によって他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象を
いうものであり、このマスキング効果には、時間領域の
オーディオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数
領域の信号による同時刻マスキング効果とがある。これ
らのマスキング効果により、マスキングされる部分にノ
イズがあったとしても、このノイズは聞こえないことに
なる。このため、実際のオーディオ信号では、このマス
キングされる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされ
る。

【００９１】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００９２】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器５２４には、上記レベルαを求めるるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上記レベルαの
制御を行っている。当該許容関数は、次に説明するよう
な（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されている
ものである。

【００９３】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5を用い
ることができる。

【００９４】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００９５】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図１７に示すように、上記バーク
スペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳ
のレベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前の
各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２か
らのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けられ
ている。

【００９６】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。

【００９７】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報が図５の端子２８を介して上記適応ビット
配分符号化回路１６、１７、１８に送られることで、こ
こでＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数領域の
各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てら
れたビット数で量子化されるわけである。

【００９８】すなわち要約すれば、適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバンド
の各バンド帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域のエネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて配分されたビ
ット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化す
ることになる。

【００９９】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図１７に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
レッショールドＭＳとを合成することができる。この最
小可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴
カーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この
最小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例え
ば再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、
現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダ
イナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いが
ないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい
周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周
波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化
雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このよう
に例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ
付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最
小可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳと
を共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにす
ると、この場合の許容ノイズレベルは、図１７中の斜線
で示す部分までとすることができるようになる。なお、
本実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベル
を、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせてい
る。また、この図１７は、信号スペクトルＳＳも同時に
示している。

【０１００】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１７に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋHzと同じ大き
さに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧
よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音
（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じた
カーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが良
いことがわかる。このようなことから、上記等ラウドネ
ス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正すること
は、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【０１０１】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。

【０１０２】次に２つのビット配分手法の間でのビット
量分割手法について説明する。図１４に戻って、ＭＤＣ
Ｔ回路出力が供給される入力端子８０１からの信号は、
スペクトルの滑らかさ算出回路８０８にも与えられ、こ
こでスペクトルの滑らかさが算出される。本実施例で
は、信号スペクトルの絶対値の隣接値間の差の絶対値の
和を、信号スペクトルの絶対値の和で割った値を、上記
スペクトルの滑らかさとして算出している。

【０１０３】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。

【０１０４】このときのビット配分の様子を図１８、図
１９に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図２０、図２１に示す。図１８は信号のスペクトルが割
合平坦である場合を示しており、図１９は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図１８及び図１９の図中ＱＳは信号レベル依存分のビッ
ト量を示し、図中ＱＮは聴覚許容雑音レベル依存のビッ
ト割当分のビット量を示している。図２０及び図２１の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮＳは信号レベル依存
分による雑音低下分を、図中ＮＮは聴覚許容雑音レベル
依存のビット割当分による雑音低下分を示している。

【０１０５】先ず、信号のスペクトルが、割合平坦であ
る場合を示す図１８において、聴覚許容雑音レベルに依
存したビット配分は、全帯域に渡り大きい信号雑音比を
取るために役立つ。しかし低域及び高域では比較的少な
いビット配分が使用されている。これは聴覚的にこの帯
域の雑音に対する感度が小さいためである。信号エネル
ギレベルに依存したビット配分の分は量としては少ない
が、ホワイトな雑音スペクトルを生じるように、この場
合には中低域の信号レベルの高い周波数領域に重点的に
配分されている。

【０１０６】これに対して、図１９に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、信号エ
ネルギレベルに依存したビット配分量が多くなり、量子
化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するために
使用される。聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
分の集中はこれよりもきつくない。

【０１０７】図１４に示すように、この両者のビット配
分の和により、孤立スペクトル入力信号での特性の向上
が達成される。

【０１０８】以上の様にして得られたチャネルビット配
分を含むビット配分とチャネルビット配分を含まないビ
ット配分の２つを用いて、次のようにして第１と第２の
量子化を行う。

【０１０９】図２２を用いて説明する。この例では、全
６チャネルのうちでチャネルビット配分を含むビット配
分により１４７ｋｂｐｓを越えるビット配分がなされる
チャネルはセンタチャネルとサブウーファチャネルとラ
イトチャネルである。

【０１１０】まず、チャネルビット配分を含むビット配
分量が１４７ｋｂｐｓを越えるチャネルについて、ある
一定のビット量例えば１２８ｋｂｐｓを最大とする部分
と１２８ｋｂｐｓを越える部分に２分する。

【０１１１】この処理を行う構成を図２３に示す。図２
３の構成では、チャネルビット配分を含むビット配分で
の配分量が１４７ｋｂｐｓを越えるビット配分の各サン
プルについて、複数サンプルごとのブロックについての
正規化処理すなわちブロックフローティングを行う。こ
の時どの程度のブロックフローティングが行われたかを
示す係数としてスケールファクタが得られる。

【０１１２】この図２３において、入力端子９００に供
給されたＭＤＣＴ係数（ＭＤＣＴサンプル）は正規化回
路９０５によって複数サンプル毎に、ブロックについて
の正規化処理すなわちブロックフローティングが施され
る。この時どの程度のブロックフローティングが行われ
たかを示す係数としてスケールファクタが得られる。

【０１１３】次段の第１の量子化器(quantizer) ９０１
は、前記チャネルビット配分を含まないビット配分の各
サンプル語長で量子化を行なう。この時、量子化雑音を
少なくするためには四捨五入による量子化が行われる。

【０１１４】次に、上記正規化回路９０５の出力と上記
量子化器９０１の出力が差分器９０２に送られる。すな
わち、当該差分器９０２では、量子化器９０１の入力と
出力の差（量子化誤差）が取られる。この差分器９０２
からの出力は、さらに正規化回路９０６を介して第２の
量子化器９０３に送られる。

【０１１５】当該第２の量子化器９０３では、前記チャ
ネルビット配分を含むビット配分の各サンプル語長と前
記チャネルビット配分を含まないビット配分の各サンプ
ル語長の差の語長が各サンプル毎に使用される。この時
のフローティング係数は第１の量子化器９０１で用いら
れたフローティング係数と語長から自動的に決定され
る。すなわち第１の量子化器９０１で用いられた語長が
Ｎビットであったときには、（２＊＊Ｎ）で第２の量子
化器９０３で用いられるフローティング係数が得られ
る。

【０１１６】また、上記第２の量子化器９０３では、第
１の量子化器９０１と同じように四捨五入処理を含むビ
ット配分を行う。このようにして２つの量子化により、
前記チャネルビット半分を含むビット配分で１４７ｋｂ
ｐｓを越えるビット配分を受けたチャネルのビットは、
１２８ｋｂｐｓ以下になるべく１２８ｋｂｐｓに近いビ
ット配分と残りのビット配分とに分けられる。

【０１１７】ここで、１２８ｋｂｐｓと１４７ｋｂｐｓ
という２つのスレッショールドを設けているのは、以下
のような理由による。すなわち、前記残りのビット配分
データも語長を表すサブ情報が必要であるので、このサ
ブ情報量も含めてデータ領域がとれるようなビット配分
がされる最下限量として１４７ｋｂｐｓが設定されてい
る。また、前記チャネルビット配分を含むビット配分量
が１２８ｋｂｐｓを上回り１４７ｋｂｐｓを下回る場合
には、１２８ｋｂｐｓを越えたデータ部分にはサブ情報
しか書き込めないのでサンプル情報を書き込む余地がな
く意味がなくなってしまう。このため、このような場合
にはこのチャネルは前記チャネルビット配分を含まない
ビット配分で１２８ｋｂｐｓよりも小さく、できるだけ
１２８ｋｂｐｓ近いビット配分を行うために、上記１２
８ｋｂｐｓが設定されている。

【０１１８】また、前記チャネルビット配分を含むビッ
ト配分で１２８ｋｂｐｓよりも小さいビット配分となっ
たチャネルは、そのままそのビット配分を使用する。

【０１１９】前に述べたように、前記残りのビット配分
の成分の大きさは図２３で示されるようにビット配分
(1) のスケールファクタとワードレングスからスケール
ファクタを算出できるのでワードレングスのみがデコ−
ダに必要とされる。

【０１２０】このようにして量子化器９０１及び９０３
では、それぞれ四捨五入された効率の高い量子化出力が
得られる。

【０１２１】なお、図２３の構成（エンコーダ）に対応
する構成（デコーダ）では、上記正規化回路９０５，９
０６に対応する逆正規化処理を行う逆正規化回路９０
８，９０７が設けられ、これら逆正規化回路９０８，９
０７の出力が加算器９０４で加算される。その加算出力
が出力端子９１０から取りだされることになる。

【０１２２】次に、図１に示したサラウンドレフトチャ
ネルとサラウンドライトチャネルとの間でビット配分を
行う高率圧縮符号化回路２２３，２２４の具体的構成を
図２４に示す。

【０１２３】この図２４において、入力端子３０１には
サラウンドレフトチャネルのディジタルオーディオ信号
が、入力端子３１１にはサラウンドライトチャネルのデ
ィジタルオーディオ信号が供給される。

【０１２４】上記入力端子３０１と３１１からのディジ
タルオーディオ信号は、それぞれ対応するバッファ３０
２，３１２に一旦記憶される。このバッファ３０２，３
１２からは、各々５０％オーバーラップしたＮポイント
（Ｎサンプル）毎のブロックでデータが取り出される。
このブロック単位のデータは、直交変換回路３０３，３
１３に送られ、当該直交変換回路３０３，３１３によっ
てそれぞれＭＤＣＴ及びＭＤＳＴ(Modified Discrete S
ine transform)の直交変換が施される。

【０１２５】上記直交変換回路３０３からの係数データ
は、それぞれ対応するサブバンド・ブロックフローティ
ングポイント圧縮回路３０４，３１４によって圧縮され
る。上記サブバンド・ブロックフローティングポイント
圧縮回路３０４，３１４からの係数データと語長情報や
スケールファクタ等のサブ情報は、対応する適応量子化
回路３０５，３１５に送られる。また、サブバンド・ブ
ロックフローティングポイント圧縮回路３０４，３１４
からは、スペクトル情報がｌｏｇスペクトラルエンベロ
ープ検出回路３０８に送られる。

【０１２６】上記適応量子化回路３０５は、ｌｏｇスペ
クトラルエンベロープ検出回路３０８によって検出され
たエンベロープ情報に基づいてチャネル間ビット配分量
を決定する分配決定回路３０９からのビット配分情報に
基づいて、上記係数データとサブ情報を適応的に量子化
する。この適応量子化回路３０５，３１５からは、量子
化された係数データとサブ情報及びビット配分情報とが
出力される。この適応量子化回路３０５，３１５の各出
力は、上記マルチプレクス・エラーコレクション回路３
０６，３１６に送られる。

【０１２７】これらマルチプレクス・エラーコレクショ
ン回路３０６，３１６では、各チャネル毎に量子化され
た係数データとサブ情報及びビット配分情報をマルチプ
レクスすると共に、エラー訂正符号を付加する。これら
マルチプレクス・エラーコレクション回路３０６，３１
６からの出力端子３０７，３１７を介した出力が、前記
図１のサラウンドレフトチャネル用とサラウンドライト
チャネル用の高率圧縮符号化回路２２３，２２４の出力
となる。

【０１２８】次に、図２５には、前記図１の各高聴感圧
縮符号化回路２１７〜２２２に対応する高聴感伸張復号
化回路の構成を示す。すなわち、この図２５の高聴感伸
張復号化回路は、本発明の伝送装置及び方法に対応する
受信装置及び方法に適用されるものであり、前記ｎ個の
複数チャネルのディジタルオーディオ信号のうち、上記
ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号に対して上
記第１の符号化方式で圧縮符号化がなされた信号を復号
化する回路（１チャネル分）の構成である。

【０１２９】この図２５において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は復号化装置入力端子１２２、１２４、
１２６に与えられ、また使用されたブロックサイズ情報
及び適応ビット配分情報は入力端子１２３、１２５、１
２７に与えられる。復号化回路１１６、１１７、１１８
では、適応ビット配分情報を用いてビット割当を解除
し、ブロックサイズ情報を用いて伸張復号化を行う。

【０１３０】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では、周波数領域の信号が時間領域の信号に変換さ
れる。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回
路１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。

【０１３１】ここで、高聴感伸張復号化回路では、前記
チャネルビット配分を含む１２８ｋｂｐｓ以下のビット
配分(1) が行われるチャネルと、前記チャネルビット配
分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配分(2) が行われ
るチャネルにおけるある一定のビット量例えば１２８ｋ
ｂｐｓを最大とする部分と１２８ｋｂｐｓを越える部分
のそれぞれが、上記復号化回路１１６，１１７，１１８
で復号化される。但し、ビット配分(2) の２つ部分はそ
れそれが復号化された後、それぞれのサンプルが加算さ
れて精度の高いサンプルとなる。

【０１３２】また、得られた各チャネルのデータの並べ
方については、シンクブロック中に、先ず、（１）前記
チャネルビット配分を含む１２８ｋｂｐｓ以下のビット
配分が行われるチャネル、（２）前記チャネルビット配
分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配分が行われるチ
ャネルにおけるある一定のビット量例えば１２８ｋｂｐ
ｓを最大とする部分を、チャネル順に並べ、次に前記チ
ャネルビット配分を含む１４７ｋｂｐｓ以上のビット配
分が行われるチャネルにおける１２８ｋｂｐｓを越える
部分をチャネル順に並べる。

【０１３３】次に、図１の高率圧縮符号化回路２２３，
２２４に対応する高率伸張復号化回路の構成を図２６
（１チャネル分）に示す。すなわち、この図２６の高率
伸張復号化回路は、本発明の伝送装置に対応する受信装
置に適用されるものであり、前記ｎ−ｍ個のチャネルの
ディジタルオーディオ信号に対して上記第２の符号化方
式で圧縮符号化がされた信号を復号化する回路（１チャ
ネル分）の構成である。

【０１３４】この図２６において、入力端子４１０に
は、前記高率圧縮符号化が施されたディジタルオーディ
オ信号が供給される。この信号は、デマルチプレクス・
エラーコレクション回路４１１によってデマルチプレク
スとエラー訂正が行われる。

【０１３５】当該デマルチプレクス・エラーコレクショ
ン回路４１１からは、適応量子化された係数データとサ
ブ情報及びビット配分情報とが出力される。係数データ
及びサブ情報は、適応逆量子化回路４１２に送られる。
また、ビット配分情報は量子化ステップサイズコントロ
ール回路４１３に送られる。上記適応逆量子化回路４１
２は、上記量子化ステップサイズコントロール回路４１
３からの量子化ステップサイズ情報に基づいて、上記量
子化変換係数情報に対して逆量子化を施す。この適応逆
量子化回路４１２からの量子化圧縮変換係数はサブバン
ド・ブロックフローティングポイント伸張回路４１４に
送られる。

【０１３６】上記サブバンド・ブロックフローティング
ポイント伸張回路４１４では、前記図２４のサブバンド
・ブロックフローティングポイント圧縮回路３０４，３
１４の逆処理を行う。この伸張回路４１４の出力は、同
じく図２４の直交変換回路３０３，３１３の逆変換処理
を行う逆直交変換回路４１５によってＮポイントのサン
プルデータに変換され、ウインドウ・オーバーラップ加
算回路４１６に送られる。当該ウインドウ・オーバーラ
ップ加算回路４１６では、前記オーバーラップが解除さ
れて、ＰＣＭオーディオ信号として出力される。このＰ
ＣＭオーディオ信号が出力端子４１６から取り出され
る。

【０１３７】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタルオーディオ信号の伝送装置及び方法にお
いては、複数チャネルの信号のうち、聴感上影響力の高
い信号からなるチャネルの信号に対しては聴感上の劣化
が少ない第１の圧縮率の第１の符号化方式によって圧縮
符号化を行い、聴感上影響力の低い信号からなるチャネ
ルの信号に対しては第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮
率の第２の符号化方式で圧縮符号化を行うようにしてい
るため、特に重要な音に対しては高音質の圧縮符号化が
可能であると共に、ビット配分量（バイト配分量）の無
駄を無くすことが可能となる。

【０１３８】また、本発明のディジタルオーディオ信号
の受信装置及び方法においては、複数チャネルの信号の
うち、聴感上影響力の高い信号からなるチャネルの信号
に対して聴感上の劣化が少ない第１の圧縮率の第１の符
号化方式によって圧縮符号化がされた信号と、聴感上影
響力の低い信号からなるチャネルの信号に対して第１の
圧縮率よりも高い第２の圧縮率の第２の符号化方式で圧
縮符号化がなされた信号を、それぞれ復号化可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例のディジタルオーディオ信号の伝
送装置の主要部の概略構成を示すブロック回路図であ
る。

【図２】８チャネルディジタルサラウンドシステムにお
けるスピーカの配置を説明するための図である。

【図３】各チャネルの圧縮されたオーディオ信号をマル
チプレクスする構成を示すブロック回路図である。

【図４】高聴感圧縮符号化回路の一具体例（チャネル間
ビット配分を行わない例）の概略構成を示すブロック回
路図である。

【図５】高聴感圧縮符号化回路の一具体例（チャネル間
ビット配分を行う例）の概略構成を示すブロック回路図
である。

【図６】高聴感圧縮符号化回路での信号の周波数及び時
間分割を示す図である。

【図７】高聴感圧縮符号化回路のマルチチャネルでのビ
ット配分用パラメータを求める構成の一例を示すブロッ
ク回路図である。

【図８】高聴感圧縮符号化回路におけるチャネル間でス
ペクトルの大きさからビット配分を行う概念を示す図で
ある。

【図９】高聴感圧縮符号化回路におけるチャネル間での
情報信号の時間特性を考慮したビット配分の為のパラメ
ータの求め方を示す図である。

【図１０】ビット配分(1) のビット配分量とトーナリテ
ィとの間の関係を示す図である。

【図１１】ビット配分(1) のビット配分量と時間変化率
との間の関係を示す図である。

【図１２】均一配分の時のノイズスペクトルを示す図で
ある。

【図１３】情報信号の周波数スペクトル及びレベルに対
する依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビット
配分によるノイズスペクトルの例を示す図である。

【図１４】情報信号の大きさ及び聴覚許容雑音スペクト
ルの二者を用いたビット配分手法を実現する構成を示す
ブロック回路図である。

【図１５】許容雑音レベルを求める構成を示すブロック
回路図である。

【図１６】各帯域の信号レベルによるマスキングスレシ
ョールドの例を示す図である。

【図１７】情報スペクトル、マスキングスレショール
ド、最小可聴限を示す図である。

【図１８】トーナリティが低い情報信号に対する信号レ
ベル依存および聴覚許容雑音レベル依存のビット配分を
示す図である。

【図１９】トーナリティが高い情報信号に対する信号レ
ベル依存および聴覚許容雑音レベル依存のビット配分を
示す図である。

【図２０】トーナリティが低い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図２１】トーナリティが高い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図２２】高聴感圧縮符号化回路でのマルチチャネルに
おけるビット配分の関係を示す図である。

【図２３】ビット配分の分割を行う具体的構成を示すブ
ロック回路図である。

【図２４】高率圧縮符号化回路の具体的構成例を示すブ
ロック回路図である。

【図２５】本発明実施例の受信装置の高聴感伸張復号化
回路の構成例を示すブロック回路図である。

【図２６】本発明実施例の受信装置の高率伸張復号化回
路の構成例を示すブロック回路図である。

【符号の説明】 ２０９〜２１６・・・Ａ／Ｄ変換器 ２１７〜２２２・・・高聴感圧縮符号化回路 ２２３，２２４・・・高率圧縮符号化回路 ２２５，２２６・・・ハイパスフィルタ ２２８，２２９・・・ローパスフィルタ ２２７，２３０・・・加算器 ２４１・・・マルチプレクサ ３０２，３１３・・・バッファ ３０３，３１３・・・直交変換回路 ３０４，３１４・・・サブバンドブロックフローティン
グポイント圧縮回路 ３０５，３１５・・・適応量子化回路 ３０６，３１６・・・マルチプレクス・エラーコレクシ
ョン回路 ３０８・・・ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路 ３０９・・・分配決定回路 １１，１２・・・帯域分割フィルタ １３，１４，１５・・・ＭＤＣＴ回路 １６，１７，１８・・・適応ビット配分符号化回路 １９，２０，２１・・・ブロックサイズ決定回路 ３１・・・各チャネル情報信号入力端子 ３２・・・マッピング回路 ３３・・・ブロッキング回路 ３４・・・時間変化算出回路 ３５・・・スケ−ルファクタ算出回路 ３６・・・トーナリティ算出回路 ３７・・・正規化回路 ３８・・・ビット配分回路 １１６，１１７，１１８・・・適応ビット配分復号化回
路 １１３，１１４，１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路 １１２，１１１・・・ＩＱＭＦ回路 ４１１・・・デマルチプレクス・エラーコレクション回
路 ４１２・・・適応逆量子化回路 ４１３・・・量子化ステップサイズコントロール回路 ４１４・・・サブバンドブロックフローティングポイン
ト伸張回路 ４１５・・・逆直交変換回路 ４１６・・・ウインドウ・オーバーラップ加算回路 ５２０・・・許容雑音算出回路 ５２１・・・許容雑音算出回路入力端子 ５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ５２３・・・畳込みフィルタ回路 ５２４・・・引算器 ５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路 ５２６・・・割算器 ５２７・・・合成回路 ５２８・・・減算器 ５３０・・・許容雑音補正回路 ５３２・・・最小可聴カーブ発生回路 ５３３・・・補正情報出力回路 ８０２・・・使用可能総ビット発生回路 ８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路 ８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路 ８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路 ８０６・・・アダー ８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路 ８０９・・・ビット分割率決定回路 ８１１、８１２・・・マルチプライヤ ９０５，９０６・・・正規化回路 ９０１・・・第１の量子化器 ９０３・・・第２の量子化器 ９０７，９０９・・・逆正規化回路 ９０４・・・加算器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
   大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号を圧縮符
   号化して伝送するディジタルオーディオ信号の伝送装置
   において、 上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号のう
   ち、ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ
   信号であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオー
   ディオ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１
   の圧縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化する第１の圧
   縮符号化手段と、 上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号に
   対しては上記第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮率を有
   する第２の符号化方式で圧縮符号化する第２の圧縮符号
   化手段とを有し、 上記第１の圧縮符号化手段からの圧縮符号化出力と上記
   第２の圧縮符号化手段からの圧縮符号化出力を共に伝送
   することを特徴とするディジタルオーディオ信号の伝送
   装置。
2. 【請求項２】 上記ｎ個のチャネルはセンタチャネルと
   レフトチャネルとライトチャネルとサラウンドレフトチ
   ャネルとサラウンドライトチャネルであり、 上記ｎ−ｍ個のチャネルはサラウンドレフトチャネルと
   サラウンドライトチャネルであることを特徴とする請求
   項１記載のディジタルオーディオ信号の伝送装置。
3. 【請求項３】 上記ｎ個のチャネルはセンタチャネルと
   レフトチャネルとライトチャネルとレフトセンタチャネ
   ルとライトセンタチャネルとサラウンドレフトチャネル
   とサラウンドライトチャネルであり、 上記ｎ−ｍ個のチャネルはサラウンドレフトチャネルと
   サラウンドライトチャネルであることを特徴とする請求
   項１記載のディジタルオーディオ信号の伝送装置。
4. 【請求項４】 上記第１の符号化方式は、入力ディジタ
   ルオーディオ信号を複数帯域に分割し、各帯域毎のディ
   ジタルオーディオ信号を複数サンプル毎にブロック化
   し、各ブロック単位で直交変換したスペクトル成分を、
   聴覚特性に応じて適応的に圧縮符号化する方式であり、 上記第２の符号化方式は、入力ディジタルオーディオ信
   号を複数サンプル毎に直交変換した係数情報とそれに関
   連するサブ情報を得、各チャネルのエネルギに応じて各
   チャネルの情報量を割り当てて適応的に圧縮符号化する
   方式であることを特徴とする請求項１記載のディジタル
   オーディオ信号の伝送装置。
5. 【請求項５】 上記伝送は、記録媒体への記録を含むこ
   とを特徴とする請求項１記載のディジタルオーディオ信
   号の伝送装置。
6. 【請求項６】 複数チャネル（ｎチャネル、ｎは３より
   大なる正の整数）のディジタルオーディオ信号のうち、
   ｍ個（ｎ＞ｍ）のチャネルのディジタルオーディオ信号
   であって他のｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディ
   オ信号より聴感上影響力の高い信号に対しては第１の圧
   縮率の第１の符号化方式で圧縮符号化がなされていると
   共に、上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ
   信号に対しては上記第１の圧縮率よりも高い第２の圧縮
   率を有する第２の符号化方式で圧縮符号化がなされた信
   号を受信するディジタルオーディオ信号の受信装置であ
   って、 上記ｎ個のチャネルのディジタルオーディオ信号のう
   ち、上記ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号に
   対して上記第１の符号化方式に対応する第１の伸張復号
   化を施す第１の復号化手段と、 上記ｎ−ｍ個のチャネルのディジタルオーディオ信号に
   対して上記第２の符号化方式に対応する第２の伸張復号
   化を施す第２の復号化手段とを有することを特徴とする
   ディジタルオーディオ信号の受信装置。