JPH07143982A - 超音波装置 - Google Patents
超音波装置Info
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- JPH07143982A JPH07143982A JP5292980A JP29298093A JPH07143982A JP H07143982 A JPH07143982 A JP H07143982A JP 5292980 A JP5292980 A JP 5292980A JP 29298093 A JP29298093 A JP 29298093A JP H07143982 A JPH07143982 A JP H07143982A
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- sampling
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N2291/00—Indexing codes associated with group G01N29/00
- G01N2291/04—Wave modes and trajectories
- G01N2291/044—Internal reflections (echoes), e.g. on walls or defects
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Transducers For Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 新しい整相方式に基づく超音波装置を提供す
る。 【構成】 複数の受信素子Ｑnを有し超音波信号を受信
する超音波装置において、受信信号ａnを標本化する標
本化手段ＳＰＬと、標本化されたそれぞれの信号ｓnを
異なる時間関係に変換する時間変換手段ＴＣと、時間変
換されたそれぞれの信号ｆnの同一時刻同士の値を加算
する加算手段ＳＵＭと、加算結果と別の参照信号との畳
み込み処理を行なう畳み込み手段ＣＮＶを有し、各素子
による受信信号を時間移動した後に、同一時刻の信号毎
に別々に加算し、最後に標本化関数からなる波形との畳
み込み処理を行ない整相出力を得る。 【効果】 乗算器の規模が減少し構成の大幅簡易化が可
能となる。
る。 【構成】 複数の受信素子Ｑnを有し超音波信号を受信
する超音波装置において、受信信号ａnを標本化する標
本化手段ＳＰＬと、標本化されたそれぞれの信号ｓnを
異なる時間関係に変換する時間変換手段ＴＣと、時間変
換されたそれぞれの信号ｆnの同一時刻同士の値を加算
する加算手段ＳＵＭと、加算結果と別の参照信号との畳
み込み処理を行なう畳み込み手段ＣＮＶを有し、各素子
による受信信号を時間移動した後に、同一時刻の信号毎
に別々に加算し、最後に標本化関数からなる波形との畳
み込み処理を行ない整相出力を得る。 【効果】 乗算器の規模が減少し構成の大幅簡易化が可
能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】超音波により、水中での物体等の
計測を行なう場合に使用する超音波装置に関する。
計測を行なう場合に使用する超音波装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】これまで水中あるいは生体中における超
音波撮像の方式が提案されている。このような装置にお
いては、アナログ信号の遅延処理を行なう受信整相部の
構成法が最重要課題である。そこで本発明者は、遅延整
相部に対する精度要求を緩和する周波数移動整相法を提
案した（日本音響学会誌、４４巻、９号（１９８８）ｐ
ｐ．６４６〜６５２）。また、今後の整相部の構成法と
しては量子化整相法が重要な技術となる。この場合には
標本化回路の動作速度あるいは量子化精度が問題とな
る。この問題に関して本発明者は周波数移動オーバーサ
ンプリング法を提案している（特願平４−２５２５７６
号）。
音波撮像の方式が提案されている。このような装置にお
いては、アナログ信号の遅延処理を行なう受信整相部の
構成法が最重要課題である。そこで本発明者は、遅延整
相部に対する精度要求を緩和する周波数移動整相法を提
案した（日本音響学会誌、４４巻、９号（１９８８）ｐ
ｐ．６４６〜６５２）。また、今後の整相部の構成法と
しては量子化整相法が重要な技術となる。この場合には
標本化回路の動作速度あるいは量子化精度が問題とな
る。この問題に関して本発明者は周波数移動オーバーサ
ンプリング法を提案している（特願平４−２５２５７６
号）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来方式においては、
位相回転あるいは周波数移動に多数の乗算器が必要とな
り、装置構成が大きくなるという問題があった。本発明
の目的は、このような問題点を解決するため、加算器を
主体とする簡易な整相方式を提供し、この整相方式に基
づく、装置構成の大幅な簡易化を達成する超音波装置を
提供することにある。
位相回転あるいは周波数移動に多数の乗算器が必要とな
り、装置構成が大きくなるという問題があった。本発明
の目的は、このような問題点を解決するため、加算器を
主体とする簡易な整相方式を提供し、この整相方式に基
づく、装置構成の大幅な簡易化を達成する超音波装置を
提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は要約すると、複
数の受信素子を有し超音波信号を受信する超音波装置に
おいて、受信信号を標本化する標本化手段と、標本化さ
れたそれぞれの信号を異なる時間関係に変換する時間変
換手段と、時間変換されたそれぞれの信号の同一時刻同
士の値を加算する加算手段と、加算結果と別の参照信号
との畳み込み処理を行なう畳み込み手段を有し、各素子
による受信信号を時間移動した後に、同一時刻の信号毎
に別々に加算し、最後に標本化関数からなる波形との畳
み込み処理を行ない整相出力を得て、高性能な指向性を
有した超音波ビームを形成する。畳み込み手段における
畳み込みの時間間隔を標本化手段における標本化の時間
間隔よりも短くすることを特徴。以下、この方式を時間
軸分配法と呼ぶ。
数の受信素子を有し超音波信号を受信する超音波装置に
おいて、受信信号を標本化する標本化手段と、標本化さ
れたそれぞれの信号を異なる時間関係に変換する時間変
換手段と、時間変換されたそれぞれの信号の同一時刻同
士の値を加算する加算手段と、加算結果と別の参照信号
との畳み込み処理を行なう畳み込み手段を有し、各素子
による受信信号を時間移動した後に、同一時刻の信号毎
に別々に加算し、最後に標本化関数からなる波形との畳
み込み処理を行ない整相出力を得て、高性能な指向性を
有した超音波ビームを形成する。畳み込み手段における
畳み込みの時間間隔を標本化手段における標本化の時間
間隔よりも短くすることを特徴。以下、この方式を時間
軸分配法と呼ぶ。
【０００５】
【作用】時間軸分配法では、各素子による受信信号を標
本化し、時間移動を行った後に同一時刻の信号毎に加算
し最後に畳み込み処理を行なう。このような処理によ
り、信号の正確な遅延処理が可能となる原理を以下に説
明する。
本化し、時間移動を行った後に同一時刻の信号毎に加算
し最後に畳み込み処理を行なう。このような処理によ
り、信号の正確な遅延処理が可能となる原理を以下に説
明する。
【０００６】超音波の送受波器から中心周波数がωSな
る信号を送信する。この送信信号による反射信号をａ
（ｔ）とする。この信号を標本化した波形をｓ（ｔ）、
その標本化関数をＷ（ｔ）とすると、畳み込みにより
る信号を送信する。この送信信号による反射信号をａ
（ｔ）とする。この信号を標本化した波形をｓ（ｔ）、
その標本化関数をＷ（ｔ）とすると、畳み込みにより
【０００７】
【数１】 ａ（ｔ）＝∫ｓ（ｔ−ε）Ｗ（ε）ｄε＝ｓ（ｔ）＊Ｗ（ｔ） …（数１） となる。ここで、＊は畳み込み演算を示し、積分は−∞
から＋∞まで行なう。波形ａ（ｔ）をτだけ遅延した信
号ａ（ｔ−τ）は
から＋∞まで行なう。波形ａ（ｔ）をτだけ遅延した信
号ａ（ｔ−τ）は
【０００８】
【数２】 ａ（ｔ−τ）＝∫ｓ（ｔ−τ−ε）Ｗ（ε）ｄε ＝ｓ（Ｔ）＊Ｗ（ｔ） ＝ｓ（ｔ−τ）＊Ｗ（ｔ） …（数２） となる。ここで、（数１）と同様に＊は畳み込み演算を
示し、積分は−∞から＋∞まで行なう。この関係は、標
本化した波形を希望する時間τだけ時間移動した波形を
作り、これを標本化関数と畳み込むことにより、正しく
遅延処理された信号が形成されることを示している。こ
こで、畳み込みは線形の演算であるため、全ての信号を
加算した後にこの演算を行なうことが可能となる。
示し、積分は−∞から＋∞まで行なう。この関係は、標
本化した波形を希望する時間τだけ時間移動した波形を
作り、これを標本化関数と畳み込むことにより、正しく
遅延処理された信号が形成されることを示している。こ
こで、畳み込みは線形の演算であるため、全ての信号を
加算した後にこの演算を行なうことが可能となる。
【０００９】
【実施例】以下、本方式の動作を図面により詳細に説明
する。図１に本発明による超音波装置の基本構成を示
す。超音波の受波器Ｑ1…Ｑn…ＱN（以下ではＱn（ｎ＝
１…Ｎ）と記載する）により受信信号ａ1（ｔ）…ａ
n（ｔ）…ａN（ｔ）（以下ではａn（ｔ）（ｎ＝１…
Ｎ）と記載する）を得る。この信号ａn（ｔ）を、アナ
ログ−ディジタル変換器を含んで構成される標本化回路
ＳＰＬ（制御信号Ｃ1により制御される）により、時間
間隔Ｔ0にて標本化してｓn（ｔ）を得る。この標本化さ
れた信号ｓn（ｔ）を図２に示す。信号ｓn（ｔ）（ｎ＝
１…Ｎ）は反射体の存在する方向に対応した相互の時間
遅れを有し、受信波面の入射方向に対応する一点鎖線Ｐ
0により示した各時刻から、一斉に出現する（なお、図
２では、以下で説明する図４及び図７と同様に、ｎ＝１
…Ｎは、ｎ＝…−２、−１、０、＋１、＋２、…の形式
で表現されている）。この信号ｓn（ｔ）の時間軸ｔ
を、図１に示す時間軸補正部ＴＣ（制御信号Ｃ2により
制御される）により移動する。時間軸補正部ＴＣの具体
的構成を図３に示す。信号ｓn（ｔ）に対して、時間間
隔Ｔ0を単位とする遅延を記憶部Ｄ０にて行ない信号ｄn
（ｔ）（ｎ＝１…Ｎ）を得て、信号ｄn（ｔ）に対し
て、時間間隔Ｔ0より短い時間間隔Ｔ1（Ｔ0＝ｕＴ1）を
単位とする遅延を記憶部Ｄ１にて行なうことにより、ｓ
n（ｔ）をｐＴ0＋ｑＴ1（０≦ｑ＜ｕ−１）だけ遅延さ
せ、目的とする波面の入射時刻Ｐ0が全ての信号ｓ
n（ｔ）についてＴ1の精度で一致するように時間軸ｔの
移動を行なう。この制御全体を制御信号Ｃ2により行な
う。ここでｐ、ｑ、ｕはいずれも整数であり、標本化に
おける時間間隔Ｔ0より大幅に高い時間精度Ｔ1にて時間
調整を行なう。
する。図１に本発明による超音波装置の基本構成を示
す。超音波の受波器Ｑ1…Ｑn…ＱN（以下ではＱn（ｎ＝
１…Ｎ）と記載する）により受信信号ａ1（ｔ）…ａ
n（ｔ）…ａN（ｔ）（以下ではａn（ｔ）（ｎ＝１…
Ｎ）と記載する）を得る。この信号ａn（ｔ）を、アナ
ログ−ディジタル変換器を含んで構成される標本化回路
ＳＰＬ（制御信号Ｃ1により制御される）により、時間
間隔Ｔ0にて標本化してｓn（ｔ）を得る。この標本化さ
れた信号ｓn（ｔ）を図２に示す。信号ｓn（ｔ）（ｎ＝
１…Ｎ）は反射体の存在する方向に対応した相互の時間
遅れを有し、受信波面の入射方向に対応する一点鎖線Ｐ
0により示した各時刻から、一斉に出現する（なお、図
２では、以下で説明する図４及び図７と同様に、ｎ＝１
…Ｎは、ｎ＝…−２、−１、０、＋１、＋２、…の形式
で表現されている）。この信号ｓn（ｔ）の時間軸ｔ
を、図１に示す時間軸補正部ＴＣ（制御信号Ｃ2により
制御される）により移動する。時間軸補正部ＴＣの具体
的構成を図３に示す。信号ｓn（ｔ）に対して、時間間
隔Ｔ0を単位とする遅延を記憶部Ｄ０にて行ない信号ｄn
（ｔ）（ｎ＝１…Ｎ）を得て、信号ｄn（ｔ）に対し
て、時間間隔Ｔ0より短い時間間隔Ｔ1（Ｔ0＝ｕＴ1）を
単位とする遅延を記憶部Ｄ１にて行なうことにより、ｓ
n（ｔ）をｐＴ0＋ｑＴ1（０≦ｑ＜ｕ−１）だけ遅延さ
せ、目的とする波面の入射時刻Ｐ0が全ての信号ｓ
n（ｔ）についてＴ1の精度で一致するように時間軸ｔの
移動を行なう。この制御全体を制御信号Ｃ2により行な
う。ここでｐ、ｑ、ｕはいずれも整数であり、標本化に
おける時間間隔Ｔ0より大幅に高い時間精度Ｔ1にて時間
調整を行なう。
【００１０】この時間軸補正部ＴＣの出力、ｆn（ｔ）
（ｎ＝…−２、−１、０、＋１、＋２、…）を、図４
（ａ）に示す。ここで、受信信号の存在しない時刻の値
は０としてある。また、ここでは、ｕ＝４（Ｔ0＝４
Ｔ1）として図示してある。この信号ｆn（ｔ）を、各時
刻ごとに、図１に示す加算器ＳＵＭ（制御信号Ｃ3によ
り制御される）により加算し、図４（ｂ）に示す信号ｇ
（ｔ）を得る。図３に加算器ＳＵＭの構成を時間補正部
ＴＣと同時に示すが、Ａはリップルキャリーによる並列
加算器であり、二つの入力値の和出力を第三の加算器の
入力端子に出力する。また、Ｒはレジスターであり、時
間間隔Ｔ1なるクロックである制御信号Ｃ3により制御さ
れ対応する時刻の値を保持する。
（ｎ＝…−２、−１、０、＋１、＋２、…）を、図４
（ａ）に示す。ここで、受信信号の存在しない時刻の値
は０としてある。また、ここでは、ｕ＝４（Ｔ0＝４
Ｔ1）として図示してある。この信号ｆn（ｔ）を、各時
刻ごとに、図１に示す加算器ＳＵＭ（制御信号Ｃ3によ
り制御される）により加算し、図４（ｂ）に示す信号ｇ
（ｔ）を得る。図３に加算器ＳＵＭの構成を時間補正部
ＴＣと同時に示すが、Ａはリップルキャリーによる並列
加算器であり、二つの入力値の和出力を第三の加算器の
入力端子に出力する。また、Ｒはレジスターであり、時
間間隔Ｔ1なるクロックである制御信号Ｃ3により制御さ
れ対応する時刻の値を保持する。
【００１１】加算器ＳＵＭの出力である加算信号ｇ
（ｔ）と、図５（ａ）に示す標本化関数等からなる波形
ｗ（ｔ）との畳み込み積分処理を、図１に示す畳み込み
回路ＣＮＶにより行い、図４（ｃ）に示すような、畳み
込み回路ＣＮＶの出力ｈ（ｔ）として整相出力を得る。
図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した例の場合は、目的
方向からの受信信号であるため、畳み込み回路ＣＮＶの
出力ｈ（ｔ）は、ｈ0（ｔ）と大きく得られる。図５
（ｂ）に、波形としてｗ（ｔ）の別の例として、中心周
波数が超音波周波数と一致した波形を示すが、標本化に
よる不要信号成分を抑圧する波形であれば任意の波形ｗ
（ｔ）が使用可能である。
（ｔ）と、図５（ａ）に示す標本化関数等からなる波形
ｗ（ｔ）との畳み込み積分処理を、図１に示す畳み込み
回路ＣＮＶにより行い、図４（ｃ）に示すような、畳み
込み回路ＣＮＶの出力ｈ（ｔ）として整相出力を得る。
図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した例の場合は、目的
方向からの受信信号であるため、畳み込み回路ＣＮＶの
出力ｈ（ｔ）は、ｈ0（ｔ）と大きく得られる。図５
（ｂ）に、波形としてｗ（ｔ）の別の例として、中心周
波数が超音波周波数と一致した波形を示すが、標本化に
よる不要信号成分を抑圧する波形であれば任意の波形ｗ
（ｔ）が使用可能である。
【００１２】図６に畳み込み回路ＣＮＶの構成例を示
す。波形記憶部ＭＲに記憶したｗ（ｔ）と、シフトレジ
スタＳＨＲ（転送クロックＣ4aにより制御される）によ
り順次転送される波形ｇ（ｔ）との乗算を各々行ない、
乗算結果を加算器ＳＳ（加算クロックＣ4bにより制御さ
れる）により、乗算結果を全て加算することにより信号
ｈ（ｔ）が順次得られる。ここでクロックＣ4aとクロッ
クＣ4bとを一致させ時間間隔Ｔ1とすると、Ｔ1毎にｈ
（ｔ）が計算される。この時間間隔Ｔ1は、受信信号ｓ
（ｔ）に関するナイキスト間隔以内であれば基本的には
充分であることから、クロックＣ4bをクロックＣ4aより
も遅い構成とすることが可能であり、クロックＣ4bを時
間間隔Ｔ0とする構成が特に有利である。
す。波形記憶部ＭＲに記憶したｗ（ｔ）と、シフトレジ
スタＳＨＲ（転送クロックＣ4aにより制御される）によ
り順次転送される波形ｇ（ｔ）との乗算を各々行ない、
乗算結果を加算器ＳＳ（加算クロックＣ4bにより制御さ
れる）により、乗算結果を全て加算することにより信号
ｈ（ｔ）が順次得られる。ここでクロックＣ4aとクロッ
クＣ4bとを一致させ時間間隔Ｔ1とすると、Ｔ1毎にｈ
（ｔ）が計算される。この時間間隔Ｔ1は、受信信号ｓ
（ｔ）に関するナイキスト間隔以内であれば基本的には
充分であることから、クロックＣ4bをクロックＣ4aより
も遅い構成とすることが可能であり、クロックＣ4bを時
間間隔Ｔ0とする構成が特に有利である。
【００１３】以上は、目的方向からの信号についての本
発明の超音波装置の動作説明であるが、目的方向以外か
らの信号の場合には図４（ａ）の場合と異なり、図７
（ａ）に示すように、時間軸補正部ＴＣによる時間軸補
正後において、波面の入射時刻Ｐ0が同時刻とならない
ため、各信号ｆn（ｔ）（ｎ＝…−２、−１、０、＋
１、＋２、…）に位相差が存在するため、図７（ｂ）に
示す、加算器ＳＵＭの出力である加算信号ｇ（ｔ）は、
打ち消され不規則な小さい信号となる。この結果、畳み
込み回路ＣＮＶの出力ｈ（ｔ）も、図７（ｃ）に示すｈ
1（ｔ）と小さな出力となる。これ動作原理が、実質的
に目的方向からの信号のみを選択して抽出することを可
能としている。また、制御信号Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4は、
制御部ＣＮＴにより制御されている。
発明の超音波装置の動作説明であるが、目的方向以外か
らの信号の場合には図４（ａ）の場合と異なり、図７
（ａ）に示すように、時間軸補正部ＴＣによる時間軸補
正後において、波面の入射時刻Ｐ0が同時刻とならない
ため、各信号ｆn（ｔ）（ｎ＝…−２、−１、０、＋
１、＋２、…）に位相差が存在するため、図７（ｂ）に
示す、加算器ＳＵＭの出力である加算信号ｇ（ｔ）は、
打ち消され不規則な小さい信号となる。この結果、畳み
込み回路ＣＮＶの出力ｈ（ｔ）も、図７（ｃ）に示すｈ
1（ｔ）と小さな出力となる。これ動作原理が、実質的
に目的方向からの信号のみを選択して抽出することを可
能としている。また、制御信号Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4は、
制御部ＣＮＴにより制御されている。
【００１４】このようにして合成された超音波ビームの
指向性の性能は、受波信号の時間合わせの精度により決
定されるが（日本音響学会誌、４４巻、９号、ｐｐ．６
５３〜６５７）、標本化回路の高速化は困難である。し
かし、ここに述べた本実施例の構成によると、受波信号
の標本化間隔は時間間隔Ｔ0のままで、標本化された信
号ｓn（ｔ）（ｎ＝１…Ｎ）相互の時間合わせ精度のみ
をＴ1に向上することが可能であり、高性能な指向性を
有する超音波ビームが形成できる。
指向性の性能は、受波信号の時間合わせの精度により決
定されるが（日本音響学会誌、４４巻、９号、ｐｐ．６
５３〜６５７）、標本化回路の高速化は困難である。し
かし、ここに述べた本実施例の構成によると、受波信号
の標本化間隔は時間間隔Ｔ0のままで、標本化された信
号ｓn（ｔ）（ｎ＝１…Ｎ）相互の時間合わせ精度のみ
をＴ1に向上することが可能であり、高性能な指向性を
有する超音波ビームが形成できる。
【００１５】以上述べた本発明の超音波装置の各種の変
形構成も可能である。その第一の変形構成は、図８に示
すように、加算器（Ａ0、Ａ1、…、Ａq、…、Ａu-1）を
各受波信号に対して並列に配置した並列加算構成からな
り、短い時間間隔Ｔ1を単位とする遅延を行なう記憶部
Ｄ１を有しない構成である。この構成においては信号ｄ
n（ｔ）を、切り換え器ＭＰＸにより、ｑの値に対応す
る加算器Ａqのみに印加する。このような構成により、
それぞれのｑに対応する時刻の加算信号ｇq（ｔ）が対
応する加算器の出力として得られる。このような構成に
よると、一回の加算に許容される時間がＴ0となり、加
算器（Ａ0、Ａ1、…、Ａq、…、Ａu-1）の動作速度を低
下させることが可能となる。信号ｇq（ｔ）（ｑ＝０、
１、…ｑ…ｕ−１）は、畳み込み回路ＣＮＶにおいて畳
み込み演算される。
形構成も可能である。その第一の変形構成は、図８に示
すように、加算器（Ａ0、Ａ1、…、Ａq、…、Ａu-1）を
各受波信号に対して並列に配置した並列加算構成からな
り、短い時間間隔Ｔ1を単位とする遅延を行なう記憶部
Ｄ１を有しない構成である。この構成においては信号ｄ
n（ｔ）を、切り換え器ＭＰＸにより、ｑの値に対応す
る加算器Ａqのみに印加する。このような構成により、
それぞれのｑに対応する時刻の加算信号ｇq（ｔ）が対
応する加算器の出力として得られる。このような構成に
よると、一回の加算に許容される時間がＴ0となり、加
算器（Ａ0、Ａ1、…、Ａq、…、Ａu-1）の動作速度を低
下させることが可能となる。信号ｇq（ｔ）（ｑ＝０、
１、…ｑ…ｕ−１）は、畳み込み回路ＣＮＶにおいて畳
み込み演算される。
【００１６】第二の変形構成は、図９に示すように、受
波信号ｄn（ｔ）を、ｎについて複数の群に分割し、複
数の加算器ＳＵＭＢのそれぞれを各群に対して並列に配
置した並列加算構成からなる。図９では、受波信号ｄn
（ｔ）が、（１〜ｎ＋１）と、（ｎ＋２〜Ｎ）の２群に
分割されいる。ここでは２群に分割しているがさらに分
割数を増やしてもよい。図９の構成も、短い時間間隔Ｔ
1を単位とする遅延を行なう記憶部Ｄ１を保有しない構
成である。この構成はさらに切り換え器ＳＥＬnによ
り、加算器Ａnをｑの値に対応する信号線上に接続す
る。図９でに示した例では、加算器Ａ1はｑ＝３に対応
する信号線上に接続し、加算器Ａnはｑ＝２に対応する
信号線上に接続している。図８において、信号ｄ
n（ｔ）はｑに対応する信号せんｇq上においてのみ加算
されるが、図９に示すように使用する加算器の個数を減
少した簡易な構成により、それぞれのｑに対応する時刻
の加算信号ｇq（ｔ）が対応する加算器の出力として得
られる。このような構成によれば、加算器の動作速度を
低下させることが可能であり、さらに必要とする加算器
の個数が減少する。この図９に示す構成例では、上記の
各群に対して配置された加算器における遅延を補償する
ために、パイプライン処理を可能とする構成とし、上記
の各群の間において、適当な加算段数ごとにレジスター
Ｒを配置している。即ち、加算手段において部分的に加
算された信号を保持するレジスターＲを有し、部分的に
加算された信号の複数個をパイプライン処理により加算
する。通常の構成では、図９に示すｄ1〜ｄnは共通の波
面Ｐ0に対応する標本化信号であるが、このパイプライ
ン処理の場合には、信号ｄ1〜ｄnはの信号ｄn+1〜ｄNよ
りもＴ0だけ遅れた時刻の標本化信号とする。このよう
にすることにより、下段の加算器ＳＵＭＢにおける加算
処理による遅れ時間が補償可能となる。信号ｇq（ｔ）
（ｑ＝０、１、…ｑ…ｕ−１）は、畳み込み回路ＣＮＶ
において畳み込み演算される。
波信号ｄn（ｔ）を、ｎについて複数の群に分割し、複
数の加算器ＳＵＭＢのそれぞれを各群に対して並列に配
置した並列加算構成からなる。図９では、受波信号ｄn
（ｔ）が、（１〜ｎ＋１）と、（ｎ＋２〜Ｎ）の２群に
分割されいる。ここでは２群に分割しているがさらに分
割数を増やしてもよい。図９の構成も、短い時間間隔Ｔ
1を単位とする遅延を行なう記憶部Ｄ１を保有しない構
成である。この構成はさらに切り換え器ＳＥＬnによ
り、加算器Ａnをｑの値に対応する信号線上に接続す
る。図９でに示した例では、加算器Ａ1はｑ＝３に対応
する信号線上に接続し、加算器Ａnはｑ＝２に対応する
信号線上に接続している。図８において、信号ｄ
n（ｔ）はｑに対応する信号せんｇq上においてのみ加算
されるが、図９に示すように使用する加算器の個数を減
少した簡易な構成により、それぞれのｑに対応する時刻
の加算信号ｇq（ｔ）が対応する加算器の出力として得
られる。このような構成によれば、加算器の動作速度を
低下させることが可能であり、さらに必要とする加算器
の個数が減少する。この図９に示す構成例では、上記の
各群に対して配置された加算器における遅延を補償する
ために、パイプライン処理を可能とする構成とし、上記
の各群の間において、適当な加算段数ごとにレジスター
Ｒを配置している。即ち、加算手段において部分的に加
算された信号を保持するレジスターＲを有し、部分的に
加算された信号の複数個をパイプライン処理により加算
する。通常の構成では、図９に示すｄ1〜ｄnは共通の波
面Ｐ0に対応する標本化信号であるが、このパイプライ
ン処理の場合には、信号ｄ1〜ｄnはの信号ｄn+1〜ｄNよ
りもＴ0だけ遅れた時刻の標本化信号とする。このよう
にすることにより、下段の加算器ＳＵＭＢにおける加算
処理による遅れ時間が補償可能となる。信号ｇq（ｔ）
（ｑ＝０、１、…ｑ…ｕ−１）は、畳み込み回路ＣＮＶ
において畳み込み演算される。
【００１７】第三の変形構成は、図１０に示すように、
時間変換部と加算器からなる単位構成を従属的に接続す
る従属接続構成とすることにより、長時間記憶部Ｄ０の
記憶容量を減少する。この構成においては、受波信号ｓ
n（ｔ）が、ｎ＝１〜ｎ＋１と、ｎ＝ｎ＋２〜Ｎの２群
に分割され、複数の上記の単位構成のそれぞれが各群に
対して接続される。各群ににおいて、時間間隔Ｔ0を単
位時間とする遅延を記憶部Ｄ０にて行ない、それぞれ、
ｄ1〜ｄn+1、ｄn+2〜ｄNを得て、ｄ1〜ｄn+1、ｄn+2〜
ｄNが各群の加算器ＳＵＭに入力され、それぞれの加算
器ＳＵＭにおいて、信号ｄn（ｔ）が複数の群に分割さ
れ、これらそれぞれの群について、加算信号ｇｇ
q（ｔ）（ｑは、複数の群に分割された信号ｄn（ｔ）の
各群を識別するための引数を示す）が求められ、続い
て、２群の各群におけるｇｇq（ｔ）は、標本化時間間
隔Ｔ0を単位とする２次遅延回路ＤＤ０により再度遅延
を受ける。２次遅延回路ＤＤ０により再度遅延を受けた
２群からの信号は、２次加算器ＳＳＵＭにより再度加算
され最終的に、加算信号ｇq（ｔ）が得られる。この信
号ｇq（ｔ）は、畳み込み回路ＣＮＶにおいて畳み込み
演算される。このような構成によると時間間隔Ｔ0を単
位時間とする遅延を行なう記憶部Ｄ０の記憶容量を減少
することができる。
時間変換部と加算器からなる単位構成を従属的に接続す
る従属接続構成とすることにより、長時間記憶部Ｄ０の
記憶容量を減少する。この構成においては、受波信号ｓ
n（ｔ）が、ｎ＝１〜ｎ＋１と、ｎ＝ｎ＋２〜Ｎの２群
に分割され、複数の上記の単位構成のそれぞれが各群に
対して接続される。各群ににおいて、時間間隔Ｔ0を単
位時間とする遅延を記憶部Ｄ０にて行ない、それぞれ、
ｄ1〜ｄn+1、ｄn+2〜ｄNを得て、ｄ1〜ｄn+1、ｄn+2〜
ｄNが各群の加算器ＳＵＭに入力され、それぞれの加算
器ＳＵＭにおいて、信号ｄn（ｔ）が複数の群に分割さ
れ、これらそれぞれの群について、加算信号ｇｇ
q（ｔ）（ｑは、複数の群に分割された信号ｄn（ｔ）の
各群を識別するための引数を示す）が求められ、続い
て、２群の各群におけるｇｇq（ｔ）は、標本化時間間
隔Ｔ0を単位とする２次遅延回路ＤＤ０により再度遅延
を受ける。２次遅延回路ＤＤ０により再度遅延を受けた
２群からの信号は、２次加算器ＳＳＵＭにより再度加算
され最終的に、加算信号ｇq（ｔ）が得られる。この信
号ｇq（ｔ）は、畳み込み回路ＣＮＶにおいて畳み込み
演算される。このような構成によると時間間隔Ｔ0を単
位時間とする遅延を行なう記憶部Ｄ０の記憶容量を減少
することができる。
【００１８】
【発明の効果】本発明の超音波装置はは、各素子による
受信信号を微小遅延時間毎に別々に加算し、最後に畳み
込み処理を行なう新しい整相方式に基づくものであり、
必要とする乗算器の数が減少し、装置構成の大幅な簡易
化を可能とする。
受信信号を微小遅延時間毎に別々に加算し、最後に畳み
込み処理を行なう新しい整相方式に基づくものであり、
必要とする乗算器の数が減少し、装置構成の大幅な簡易
化を可能とする。
【図１】本発明による超音波装置の基本構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】受信信号と入射波面の関係、標本化された信号
ｓn（ｔ）を説明する図。
ｓn（ｔ）を説明する図。
【図３】時間補正部と加算器の詳細な構成を説明する
図。
図。
【図４】目的方向からの信号における、（ａ）時間軸補
正部の出力波形、（ｂ）加算器の出力波形、（ｃ）畳み
込み回路の出力波形を、それぞれ示する図。
正部の出力波形、（ｂ）加算器の出力波形、（ｃ）畳み
込み回路の出力波形を、それぞれ示する図。
【図５】畳み込み波形例である、（ａ）ｓｉｎｃ関数、
（ｂ）ｓｉｎ関数を示す図。
（ｂ）ｓｉｎ関数を示す図。
【図６】畳み込み回路の構成例を示すブロック図。
【図７】目的方向以外からの信号における、（ａ）時間
軸補正部の出力波形、（ｂ）加算器の出力波形、（ｃ）
畳み込み回路の出力波形を、それぞれ示する図。
軸補正部の出力波形、（ｂ）加算器の出力波形、（ｃ）
畳み込み回路の出力波形を、それぞれ示する図。
【図８】本発明による超音波装置の基本構成の第１の変
形構成を示すブロック図。
形構成を示すブロック図。
【図９】本発明による超音波装置の基本構成の第２の変
形構成を示すブロック図。
形構成を示すブロック図。
【図１０】本発明による超音波装置の基本構成の第３の
変形構成を示すブロック図。
変形構成を示すブロック図。
Ｑn…超音波受波器、ＳＰＬ…標本化回路、ＴＣ…時間
補正部、ＳＵＭ…加算器、ＣＮＶ…畳み込み回路、ＣＮ
Ｔ…制御部。
補正部、ＳＵＭ…加算器、ＣＮＶ…畳み込み回路、ＣＮ
Ｔ…制御部。
Claims (7)
- 【請求項１】複数の受信素子を有し超音波信号を受信す
る超音波装置において、受信信号を標本化する標本化手
段と、標本化されたそれぞれの信号を異なる時間関係に
変換する時間変換手段と、時間変換されたそれぞれの信
号の同一時刻同士の値を加算する加算手段と、加算結果
と別の参照信号との畳み込み処理を行なう畳み込み手段
を有することを特徴とする超音波装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の装置において、前記加算
手段において同一時刻の判定を、前記標本化手段におけ
る標本化時間間隔以内の特定の時間間隔以内とすること
を特徴とする超音波装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の装置において、前記加算
手段は、並列に接続された並列加算器により構成される
ことを特徴とする超音波装置。 - 【請求項４】請求項３に記載の装置において、前記加算
手段は切り換え器を含み、該切り換え器により、前記並
列加算器を対応する時刻の信号について動作させること
を特徴とする超音波装置。 - 【請求項５】請求項１に記載の装置において、前記加算
手段において部分的に加算された信号を保持する手段を
有し、前記部分的に加算された信号の複数個をパイプラ
イン処理により加算することを特徴とする超音波装置。 - 【請求項６】請求項１に記載の装置において、前記時間
変換手段および前記加算手段を単位構成として、複数の
該単位構成を従属的に接続したことを特徴とする超音波
装置。 - 【請求項７】請求項１に記載の装置において、前記畳み
込み手段における畳み込みの時間間隔を前記標本化手段
における標本化の時間間隔よりも短くすることを特徴と
する超音波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5292980A JPH07143982A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 超音波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5292980A JPH07143982A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 超音波装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07143982A true JPH07143982A (ja) | 1995-06-06 |
Family
ID=17788918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5292980A Pending JPH07143982A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 超音波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07143982A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0961409A (ja) * | 1995-08-21 | 1997-03-07 | Hitachi Ltd | 超音波信号処理装置 |
| JP2016080609A (ja) * | 2014-10-21 | 2016-05-16 | 日立Ｇｅニュークリア・エナジー株式会社 | 超音波式漏洩検知装置及びそれを用いた漏洩検知方法 |
-
1993
- 1993-11-24 JP JP5292980A patent/JPH07143982A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0961409A (ja) * | 1995-08-21 | 1997-03-07 | Hitachi Ltd | 超音波信号処理装置 |
| JP2016080609A (ja) * | 2014-10-21 | 2016-05-16 | 日立Ｇｅニュークリア・エナジー株式会社 | 超音波式漏洩検知装置及びそれを用いた漏洩検知方法 |
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