JPH0712219B2

JPH0712219B2 - ビデオ信号の色成分の信号対雑音比を改善するための装置

Info

Publication number: JPH0712219B2
Application number: JP58161182A
Authority: JP
Inventors: ト−マス・ビンセント・ボルジヤ
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-09-01
Filing date: 1983-08-31
Publication date: 1995-02-08
Anticipated expiration: 2010-02-08
Also published as: ES525158A0; FR2532504B1; AT386914B; JPS5964989A; GB2126453A; ATA313383A; AU1854383A; FR2532504A1; GB2126453B; ES8406022A1; GB8323489D0; AU566426B2; US4472733A; KR910006859B1; KR840005956A; DE3331447C2; IT1212087B; CA1206595A; DE3331447A1; IT8322709A0

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の背景〕この発明はTV受像機の色信号処理に関し、具体的には、
或る短い期間を通じて平均した各時々における最新の色
信号の帯域幅に従つて色信号を適応型（アダプテイブ）
的にろ波するための装置に関するものである。その様な
ろ波作用をするに当つて、そのフイルタの帯域幅は、固
定フイルタが周波数の高い色信号成分を通過させるに必
要な値よりも大幅に狭い平均帯域幅となるように、連続
的に調節され、それによつて色信号の信号対雑音比が改
善される。

通常のアナログTV受像機では、色信号をろ波処理して帯
域外の雑音を除去している。その様なフイルタの帯域幅
は、良好な過渡応答性を得るようにすると共に付帯雑音
を最大限に抑制するという考え方に基いた妥協案で決め
られる。もしそのフイルタの帯域幅を受信信号の周波数
スペクトルに応じて瞬時に変えることができれば、上記
の様な妥協をしなくてもその２つの機能を実現すること
ができる。受像機中では、色信号は最終的には輝度信号
と組合わされて映像管を駆動するＲ、ＧおよびＢの３つ
の信号を生成する。従つて、色信号フイルタは色信号と
輝度信号の間に事実上位相遅れを導入しないことが必要
である。現在のところ、最終的にTVスクリーンに像とし
て再生した場合にぼけやしみを作り出すような色信号と
輝度信号の間の位相差を持込まないような適応型アナロ
グ・フイルタを作ることは、実用上できない。

しかしビデオ信号をデジタル技術で処理することは現在
でも可能である。更に、フイルタ機能を果すために有限
インパルス応答（FIR）フイルタを使用すれば、位相遅
れを導入することなく、帯域幅と振幅応答性を適応型的
に調節するようにプログラムすることができる。

〔発明の概要〕

この発明は、ビデオ信号の処理にデジタル回路を使用し
たTV受像機における色信号処理チャンネルの信号対雑音
比を改善する装置に関連するものである。その色チャン
ネル（たとえば、ＩおよびＱ信号通路）中には適応型の
低域通過デジタルFIRフイルタが入つていて、色信号周
波数の帯域外の電気的雑音エネルギを実質的に除去す
る。この適応型フイルタの帯域幅は、各時点々々に処理
されている色信号の周波数成分に応じて自動的に調節さ
れる。

この発明の装置の概略構成を後程説明する図示の実施例
に沿って説明すると、この発明の装置は、プログラム係
数の組を選択的に印加することにより遮断周波数を変化
させ得る、色信号の低域通過ろ波作用を行うための適応
型低域通過線形位相FIRフィルタ（38;39）と、より新し
い色信号の周波数スペクトルに応答して、色信号の周波
数スペクトル領域を占める信号の検出された周波数成分
に従って上記FIRフィルタを周期的に再プログラムする
ための係数を発生し、それによって上記FIRフィルタの
帯域幅を、色信号を通過させる相対最小値に維持するた
めの係数発生手段（32、36;33、37）とを具備してい
る。

上記係数発生手段は、色信号を受信するように結合され
た第１（60;70）および第２のフィルタ（61;71）を含
み、各フィルタが有する通過帯域の上限（例えば第６図
のf₁,f₂）は異なり、また、上記２個のフィルタのうち
の少なくとも第２のフィルタが有する適応型通過帯域の
上限は該第２のフィルタに供給される係数によって変化
する（第６図のＢ、第７図のＤ）。

上記係数発生手段は、さらに、上記色信号の周波数スペ
クトル領域に対応する帯域通過信号を与えるために、上
記第１のフィルタの通過帯域の上限と第２のフィルタの
通過帯域の上限との間の信号差を形成する手段（62;7
2）と、上記色信号の周波数スペクトル領域を占める信
号の周波数成分を決定する検出器（63、64、64;73、7
4、75）と、上記色信号の周波数スペクトル領域を占め
る信号の周波数成分に従って選択された各係数の組を記
憶し、適当な係数を上記適応型FIRフィルタ（38,39）お
よび少なくとも上記第２のフィルタ（61;71）に供給す
る記憶手段（66、67、68;76、77、78）とを含んでい
る。

〔詳細な説明〕

以下、図面を参照して詳細に説明する。

第１図には、デジタル信号処理技術の分野で周知の、重
み付け出力型サンプルデータFIRフイルタが示されてい
る。素子10は、それぞれが印加された信号Ｘ（ｎ）を１
サンプル周期だけ遅延させる遅延段Z^-1をＭ個縦続して
成るものである。印加信号Ｘ（ｎ）と素子10からの出力
信号は、Ｍ＋１個の係数乗算器20に供給されるが、その
乗算器の個々は出力信号Ｘ（ｎ−ｒ）krを発生する。な
お、この信号中の、ｒは印加信号Ｘ（ｎ）に与えられた
遅延数で、krは各係数の値である。係数乗算器20からの
出力信号は加算器21で加算されてフイルタ出力信号Ｙ
（ｎ）を発生する。係数制御器22は各係数値を決定する
ものであつて、所望の間隔でその係数を変化するように
構成することができる。制御器22は、種々のアドレス・
コードによつて周期的に繰返し制御されて所定の順序で
乗算器に既知の係数を供給するような、メモリとするこ
とができる。

第１図の形式のフイルタの、与えられた係数krの組に体
する伝達関数は下式で表わされる。

また別の係数arの組に対する伝達関数はとなる。従つて、サンプル周期中にこの係数を変えるこ
とができれば、このフイルタは各印加信号サンプルＸ
（ｎ）に対して相異なるフイルタ作用を行なうことがで
きる。

第１図のフイルタの特徴は、遅延段10の中心点を挾んで
重み付け係数が対称的に維持されている限り、処理信号
のグループ遅延は一定に保たれるということ、すなわち
このフイルタは線形位相装置であるということである。
従つて、前述の条件に対して、グループ遅延を変えるこ
となしに、フイルタ作用を変えることができる。

グループ遅延が一定の適応型FIRフイルタを入力重み付
け型（図示せず）で構成し得ることも理解できよう。し
かし、入力重み付け型フイルタは、フイルタ作用をサン
プルごとの割合で変えることができずＮ個のサンプルの
周期を通じて変えねばならないという制約がある。それ
は、入力重み付け型の構成で生成された部分和は、新し
いすなわち変更された作用が有効になる前にそのフイル
タ・レジスタから消さねばならないからである。

第２図には、色信号チヤンネルに適応型低域通過ろ波技
術を使用したカラーTV受像機のビデオ信号処理回路の一
部が示されている。この受像機では、ＩおよびＱチヤン
ネルにそれぞれ共存する信号の信号対雑音比を改善する
目的でそれら信号の情報帯域幅に従つて、可調節帯域幅
フイルタ38と39が最小帯域幅を持つように調節される。
この図において、合成ビデオ信号はくし形フイルタ28の
入力端子27に供給され、このフイルタによりその色（ク
ロミナンス）Ｃおよび輝度Ｙ成分が分離される。NTSC方
式では、輝度信号Ｙは、伝送される情景の赤Ｒ、青Ｂお
よび緑Ｇの色信号を特定の割合で加え合せたものより成
り、広帯域信号である。この軌道は画像の明るさを表わ
す。色（クロミナンス）信号は互に直角位相関係にある
２つの信号ＩとＱによつて変調されたある搬送波であ
る。この２つの信号も共にＲ、ＢおよびＧ成分から成
り、たとえば次式で表わされる。

Ｉ＝0.60R−0.28G−0.32B. （３）Ｑ＝0.21R−0.52G＋0.31B. （４）Ｉ信号の帯域幅は1.5MHzでＱ信号の帯域幅は0.5MHzであ
る。

色信号は、回路29に供給され、そこで帯域ろ波され（帯
域外信号と雑音の除去のため）ＩとＱ成分に復調され
る。端子30に出力するＩ信号と端子31に出力するＱ信号
はそれぞれ適応型低域通過フイルタ24と25に与えられ
る。ろ波された信号Ｉ′とＱ′は端子40と41に生じ、色
マトリクス回路45に与えられ、そこで通常Ｒ−ＹとＢ−
Ｙ信号に変換された後輝度信号と適正な割合で組合わさ
れて映像管駆動用のＲ、Ｇ、Ｂ信号を生成する。

適応型フイルタ24と25は同じ様な動作をするので、以下
の説明ではフイルタ24中の各素子につけた参照番号の後
にそれに対応するフイルタ25中の素子の参照番号をカツ
コ書きして付加する（たとえば、遅延34（35）の如
く）。

適応型フイルタ24（25）は、たとえば第１図に図示され
た形式の可調節帯域幅FIRフイルタ38（39）と端子30（3
1）にその時与えられているＩ（Ｑ）信号の最高信号周
波数を検出する回路32と36（33と37）を持つている。回
路29の出力と可調節帯域幅FIRフイルタ38（39）との間
には、遅延素子34（35）が直列に接続されている。この
遅延素子34（35）は、それによって遅延した信号がフィ
ルタに印加される前に、最大信号周波数の平均値とそれ
から得られるフィルタ係数が発生されるような或る時間
を、またFIRフィルタが各サンプルごとに選択的に変更
されるような形式の場合にはそのサンプルを検出してフ
ィルタを再プログラムするために充分な時間がとれるよ
うな、或る時間を与える。

基本的には、フイルタ係数は信号の存在しない期間たと
えば水平ブランキング期間の間に変更または再プログラ
ムすることが望ましい。この様な動作モードでは再プロ
グラム回路の装置に対する速度の要求が少なくなる。従
つて、フイルタ係数を水平線ごとに変更する場合には、
遅延素子34（35）は公称1H遅延線になる。しかし実際に
は1Hよりも多少増減したものとなる。遅延素子34は一応
正確に1Hの長さであると考える。そうすると、１水平線
全部のスペクトルはその線をフイルタ38に供給する前に
検査することができる。一方この遅延線が1Hよりも短い
場合には、フイルタ係数の決定に当つて前位の水平線の
一部のスペクトル内容を平均化することはできるが、各
水平線についてその線の前半部（遅延長に等しい）のみ
を検査する。

再び第２図に戻つて、端子30（31）に接続された信号分
析器32（33）は、所定の期間たとえば１水平線期間に亘
つてＩ（Ｑ）信号の周波数成分を検査する。分析器32
（33）はその期間中存在する最大信号周波数に関する制
御信号を発生する。この制御信号はフイルタ制御器36
（37）に印加されるが、この制御器は係数値の組（セツ
ト）によつてプログラムされる読取り専用メモリであつ
てフイルタ係数を再プログラムし、それによつてその時
の最大信号周波数によつてフイルタ帯域幅を再プログラ
ムする。

第３図は、信号周波数成分を分析して可調節帯域幅フイ
ルタを制御する一例構成のブロツク図である。素子32′
は或る形式の周波数分析器を形成し、素子36′は第２図
におけるフイルタ制御器36に相当するものである。第３
図に示された波形は一般にアナログ信号でこれらの回路
素子がアナログ型であることを意味している。デジタル
信号処理技術の分野の専門家には上記と等価のデジタル
処理素子を得ることは容易であり、従つて第３図の回路
とその機能はアナログ信号についてもデジタル信号につ
いても実現できることが理解されよう。

この分析器において、信号は先ず微分器46により微分さ
れて低周波数信号成分が除かれ、次いで検出器47により
振幅閾値検出が行なわれる。この検出器は、微分された
信号の振幅を、チヤンネル中の雑音の予想振幅よりも大
きな値に設定されたある固定基準レベルと比較する動作
を行なう。この検出器による比較出力は、入力信号が基
準レベルと交差するごとに状態を変える２レベル電位で
ある。検出器の出力信号はカウンタ48に印加される。カ
ウンタ48はこの２レベル信号の正向き（または負向き）
の転移部の数を計数する。カウンタ48は信号S4がＲ入力
に印加されたとき計数を開始する。このカウンタは、た
とえばリセツトすることで起動される。計数期間Ｔの終
点におけるカウンタ中の数Ｎは、転移部が計数された期
間Ｔを通じての平均信号周波数Faに比例する。すなわち
Fa＝N/Tである。NTSC方式では、1.5MHz信号に相当する
Ｉチヤンネルにおける最大計数値はほゞ100または２進
数表示では７ビツトである。

計数値ＮはＬ入力に印加される信号S3によつて復号器回
路49中に保持される。この計数値は次に復号、すなわち
たとえば複数区域に分割される。実際的な理由から各計
数値ごとに１組の係数を持つことは一般に不可能であ
る。従つて復号器回路はたとえば４ビツトの２進数で表
わされる16区域にこの２進数値を分割するように作られ
る。復号器回路49は、８ビツトアドレスを作るために４
つの下位ビツトが付加されるべきアドレス・コードの上
位４ビツトとしてこの４ビツト数を構成するものであ
る。このアドレスは、読取り専用メモリ（ROM）より成
る係数ルツク・アツプ・テーブルである回路50に供給さ
れる。復号器は、各水平消去（ブランキング）期間中４
つの下位ビツトの可能なすべての組合せを一巡して復号
器49からその時の区域数に対して各係数に１アドレスの
割合で16個の別別のアドレスを発生する。この構成のた
めに、各区域数はルツク・アツプ・テーブル50から16の
係数を生成、最大16係数の乗算器を持つプログラム可能
なフイルタに利用される。区域数に５つの下位ビツトを
加えるとすれば各区域数に対して32個の係数が生成され
ることに注意されたい。

第２図と第３図の回路の一般的なタイミングは第４図に
その一部が示されている。第４図において、信号S1は端
子30（31）で得られるＩ（Ｑ）信号を表わしている。こ
の信号は、それぞれ消去（ブランキング）期間と信号期
間（実際の縮尺では示されていない）を有するそれぞれ
1Hの長さの相連続する順次水平線セグメントに区分され
る。信号S2は1H遅延素子34（35）の出力である。各S2信
号期間はS1信号期間から正確に１水平線期間だけ時間的
にずれており、プログラム可能なすなわち適応型フイル
タ38（39）に供給される。各S1信号セグメントLiの開始
点でパルスS4が発生してカウンタを起動する。各S1信号
期間の終りに別のパルスS3が発生して計数値Ｎを復号器
中に保持（ラツチ）する。この計数値は信号S6で表わさ
れている。消去期間の前縁と後縁がパルスS3とS4の発生
時点を決めるために使用できることに注意されたい。ま
た、或種の回路構成では、一つの信号S3だけでカウンタ
の起動（またはリセツト）とその時の計数値Ｎの復号器
中への保持（ラツチ）とを同時に行なうことができる。

期間Li中の信号のスペクトル情報を分析器が検査する時
間の窓はS5に示された周期Aiである。窓Ai中に検出され
た計数値Ｎに対応するフイルタ関数FiはS7として示さ
れ、かつそれはそのフイルタに印加された各信号期間Li
（S2）と時間的に整列している。

微分器46は、高域通過フイルタ機能を有効に果し、これ
は第３図に破線で示されたような高速通過フイルタで置
換できる。検出器47の機能はカウンタ48の入力回路に組
合わされて、このカウンタをトリガするに足る大きさの
振幅の信号を供給する。

上記微分器の代りに使用し得る線形位相高域通過フイル
タが第５図に示されている。この微分器の機能が高域通
過フイルタで実現され、また遅延素子34を縦続接続され
た複数の１サンプル遅延段Z^-1で実現されゝば、第５図
のフイルタは遅延素子の最初の４段の部分として組込む
ことができる。

再び第２図に戻ると、遅延素子43と等化器44とが輝度チ
ヤンネル中に、くし形フイルタ28と色マトリクス回路45
との間に直列接続されている。各水平線におけるＩ、Ｑ
およびＹ信号が、マトリクス45内でＲ、ＧおよびＢ信号
を再生するに必要な信号成分を含んでいることを想起さ
れたい。そのため輝度信号は、マトリクス回路の入力に
おいてＩおよびＱ信号と時間的に正確に一致していなけ
ればならない。輝度チヤンネル中の遅延素子43は素子34
と35によつて与えられるＩおよびＱの遅延を補償する作
用を行なつている。等化器44はフイルタ38と39によつて
Ｉ、Ｑ信号に与えられるグループ遅延を補償するもので
ある。

Ｉ、Ｑフイルタ38、39のような線形位相FIRフイルタで
は、グループ遅延は一定であつて、フイルタの入力に印
加された信号サンプルがフイルタの中点に伝送されるに
要する時間に等しい。Ｒ個の遅延段を有するFIRフイル
タではこのグループ遅延は各段の遅延のR/2倍である。
この遅延に合わせるために、輝度チヤンネル中の等化器
44はR/2段のシフト・レジスタで作ることができかつ遅
延素子43中に組入れることができる。

第６図は第２図の回路の変形例で、この回路では信号周
波数のある狭い帯域を検査することによつて信号のスペ
クトル情報を一層正確に求めている。入力信号Ｘ（ｎ）
は、信号スペクトルの上端部の信号を通過させる可調整
帯域通過フイルタによつてろ波される。もしその通過帯
域内の信号のエネルギがある所定値に満たない場合はそ
の通過帯域をより低い周波数域に変移させてその新しい
通過帯域で信号エネルギを検査する。この帯域通過機能
の帯域幅は、低域通過ＩまたはＱフイルタに対する適切
な遮断周波数を表わす或る特定の信号エネルギ・レベル
を持つ周波数域をこの装置が見出すまで繰返し調節され
る。この装置は適応型フイルタを選択的に再プログラム
することによつて通過帯域のスペクトル部分を調節す
る。適切なスペクトル範囲が見つかるとその帯域通過機
能のプログラム情報は、フイルタ係数の相似性によって
または係数ルツク・アツプ・テーブルに印加すべきアド
レス情報の形で、低域通過フイルタ機能用のプログラム
情報と一致する。

第６図において、微分器73、検出器74およびカウンタ75
は第３図の各素子46、47および48と同様に動作する。遅
延素子80は入力信号Ｘ（ｎ）のスペクトル情報が分析さ
れる時間を与えるし、またフイルタ81はプログラム可能
な低域通過フイルタ（たとえばＩチヤンネルの）であ
る。

可調整帯域通過フイルタ機能は、減算器72において、狭
帯域低域通過フイルタ71のフイルタ応答を並列広帯域低
域通過フイルタ70のフイルタ応答から差引くことによつ
て得られる。その通過帯域は、図示のように、応答特性
ＢとＡをそれぞれ有するフイルタ71と70の遮断周波数f₁
とf₂の間のスペクトル範囲である。低域通過フイルタ70
と71は何れもその帯域幅をプログラムすることが可能
で、またもし両者を同時に再プログラムすればそれらの
遮断周波数を一方が他方に追随して可調整通過帯域を生
成するように再調整できることは容易に理解できるであ
ろう。しかし、簡単な適応型FIRSフイルタを使用した場
合にはその係数に精密さが要求されるので通常帯域の幅
を正確に一定に維持することは実用的ではない。しか
し、装置は入力信号の最大周波数範囲を算定するためだ
けに設計されるので、可調整帯域通過機能の帯域幅を精
密に保つ必要はない。

減算器72の出力における通過帯域内の信号の転移部は回
路73、74および75において調整処理されカウントされ
る。計数値Ｎは比較回路76である基準と比較される。計
数値Ｎがこの基準に対してどれだけ大きいか小さいかに
従つて、比較器は増大（インクレメント）、保持または
減少（デクレメント）信号をアドレス回路77に供給す
る。アドレス回路77は係数テーブル（ROM）で生成され
た係数の特定の組を制御して比較器76の信号に応じて通
過帯域の位置を調整する。この実施例では、増大／減少
フイルタ遮断周波数に相当するテーブル中のフイルタ係
数の組が増大／減少アドレス位置にあるようにしておく
と好都合である。通過帯域の上昇／下降を調節するには
テーブルに印加される係数アドレスを増大／減少させる
だけで良い。通過帯域位置の繰返しは、水平消去パルス
から発生できる信号であるような、カウンタ75、比較器
76およびアドレス回路77に印加されるストローブ信号に
よつて制御される。しかし或る用途では、水平線周波数
より高いまたは低い周波数で繰返しを行なうことが望ま
しい場合がある。

係数テーブルは、１個、２個または３個の並列テーブル
であるが、それは相異るフイルタ70、71および81に対し
ては相異るプログラム係数の組を必要とするからであ
る。しかし、帯域の広いフイルタ71の帯域幅は事実Ｉフ
イルタ81の帯域幅と一致し、また両フイルタが同様な構
成であれば両者は同じ係数を共有することに注意すべき
である。一方、分析器のフイルタが再プログラムされる
度ごとにフイルタ81を再プログラムすることは望ましく
ないから、フイルタ81と係数テーブル間の係数データ径
路中にはラツチ82が入つている。このラツチは水平消去
パルスの転移部であるプログラムパルスＰで付勢される
ものである。

フイルタ70のプログラム特性が充分速くて係数の変化が
処理済信号中に不要な不連続部を発生しないように設計
されていれば、所望のフイルタ機能Ｘ″（ｎ）は遅延素
子80とＩフイルタ81を必要とすることなくフイルタ70の
出力から直接に得ることができる。

第７図は第６図の回路のまた別の変形例である。第７図
の構成では、上側遮断周波数が一定で下側遮断周波数が
可変であるような通過帯域内で信号スペクトル内容の検
査を行なう。この固定フイルタの遮断周波数すなわち3d
b周波数は、少なくとも印加信号の最大周波数成分たと
えば色信号のＩ成分の場合には1.5MHzと同大でなければ
ならぬ。この通過帯域は、低域通過フイルタ60の一定帯
域幅の応答からプログラム可能な低域通過FIRフイルタ6
1の信号応答を差引くことによつて得ることができる。
上記以外の点ではこの第７図の回路の動作は第６図の回
路の動作と同様である。第７図の回路は、別の低域通過
フイルタたとえばＩまたはＱフイルタをプログラムする
ように、またはFIRフイルタ61の出力から直接に低域通
過フイルタ応答が得られるような用途に利用できるよう
にすることもできる。

上述した第６図および第７図の可調節帯域通過フイルタ
は、１つの低域通過フイルタの応答を他の並列接続され
た低域通過フイルタの応答から差引くことによつて実現
されている。その通過帯域は、応答特性Ｄを持つフイル
タ61の遮断周波数と応答特性Ｃを有するフイルタ60の遮
断周波数の間のスペクトル範囲である。これらの機能
は、一部重複する周波数応答特性を持つ低域通過フイル
タと高域通過フイルタとを縦続接続することにより得る
こともできる。

上述の論議では、線形位相フイルタ特性を維持するため
にフイルタの中点に対し係数を対称的にせねばならぬと
いう条件がある。FIRフイルタの設計の分野の専門家は
対称的な重み付け係数の組を選択して低域通過フイルタ
の遮断周波数を変えることができる。簡単な例として、
第１図のフイルタが４つの遅延段と５個の重み付け回路
K₀−K₄を有し、またレジスタが3.58MHzでクロツクされ
るものと考える。係数K₀−K₄をそれぞれ−0.5、１、
３、１、−0.5に等しく選ぶと、低域通過伝達関数は相
対振幅応答が４で遮断周波数が1.2MHzとなる。係数K₀−
K₄をそれぞれ０、１、２、１、０に等しく選ぶと相対振
幅応答は４であるが遮断周波数は0.6MHzになる。

帯域幅をより小さな増分で変えると係数中の有効10進位
置数（分解能）が大きくなる。重み付け回路の複雑さは
係数の分解能が高くなるにつれて増す傾向がある。従つ
て、帯域幅の変更の間フイルタな相対的な振幅応答を一
定に保つような係数を選択することは実用的ではない。
振幅応答の変化を補償するにはプログラム可能なスケー
リング回路（重み付け回路）をフイルタの入力信号路ま
たは出力信号路中に直列に挿入すれば良い。このスケー
リング回路は、フイルタ係数ルツク・アツプ・テーブル
と同時にアドレスされるスケーリング回路ルツク・アツ
プ・テーブルからプログラミング係数を使つてプログラ
ムされる。スケーリング回路ルツク・アツプ・テーブル
はフイルタ係数の各組ごとに対応するプログラミング係
数を持つている。

以上ではこの発明をTV信号のＩおよびＱ信号を適応型ろ
波する例について説明したが、色信号をＩとＱ成分に復
調する前に直接適応型ろ波作用を行ない得ることはTV信
号処理技術分野の専門家にとつて容易に理解できよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は適応型FIRフイルタのブロツク図、第２図は適
応型低域通過FIRフイルタを有する色信号処理チヤンネ
ルの一部のブロツク図、第３図、第６図および第７図は
第２図に示した型の適応型フイルタを動的制御するため
のこの発明の装置を構成する回路のブロツク図、第４図
は第２図および第３図の回路に関するタイミング図、第
５図は微分器に対抗する伝達関数を持つたサンプル・デ
ータ・フイルタのブロツク図である。 28……くし形フイルタ、29……Ｉ、Ｑ復調回路、24、25
……適応型低域通過フイルタ、32と36（33と37）……最
高信号周波数検出回路を構成する分析器とフイルタ制御
器、34（35）……遅延素子、38、39……可調節帯域幅FI
Rフイルタ、45……色マトリクス回路、60（70）……第
１のフィルタ、61（71）……第２のフィルタ、63〜68
（73〜78）……FIRフィルタに係数を供給する手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】プログラム係数の組を選択的に印加するこ
とにより遮断周波数を変化させ得る、色信号の低域通過
ろ波作用を行うための適応型低域通過線形位相FIRフィ
ルタと、より新しい色信号の周波数スペクトルに応答して、色信
号の周波数スペクトル領域を占める信号の検出された周
波数成分に従って上記FIRフィルタを周期的に再プログ
ラムするための係数を発生し、それによって上記FIRフ
ィルタの帯域幅を、色信号を通過させる相対最小値に維
持するための係数発生手段とからなり、上記係数発生手段は、色信号を受信するように結合され
た第１および第２のフィルタを含み、各フィルタが有す
る通過帯域の上限は異なり、また、上記２個のフィルタ
のうちの少なくとも第２のフィルタが有する適応型通過
帯域の上限は該第２のフィルタに供給される係数によっ
て変化し、上記係数発生手段は、さらに、上記色信号の周波数スペ
クトル領域に対応する帯域通過信号を与えるために、上
記第１のフィルタの通過帯域の上限と第２のフィルタの
通過帯域の上限との間の信号差を形成する手段と、上記色信号の周波数スペクトル領域を占める信号の周波
数成分を決定する検出器と、上記色信号の周波数スペク
トル領域を占める信号の周波数成分に従って選択された
各係数の組を記憶し、適当な係数を上記適応型FIRフィ
ルタおよび少なくとも上記第２のフィルタに供給する記
憶手段と、を含むものである、 TV受像機の色信号処理チャンネルにおいてビデオ信号の
色成分の信号対雑音比を改善するための装置。