JPH07120217B2

JPH07120217B2 - モータ制御回路

Info

Publication number: JPH07120217B2
Application number: JP2216316A
Authority: JP
Inventors: 琢司中野; 哲雄河原
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-08-16
Filing date: 1990-08-16
Publication date: 1995-12-20
Anticipated expiration: 2010-12-20
Also published as: JPH0498506A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、モータ制御回路に係り、特にスピン安定方式
で回転運用され、回転速度に変更の生ずる条件下で人工
衛星の搭載機器をデスパン制御の下に一定方向に指向さ
せるべくDCモータの位置（回転角）制御を行うモータ制
御回路に関する。

（従来の技術）周知のように、この種のDCモータによる位置（回転角）
制御にはアナログ方式のものとディジタル方式のものと
あるが、基本的にはDCモータの位置検出値を位置指令値
に一致させるように構成される。

（発明が解決しようとする課題）ところで、スピン安定方式の人工衛星では、搭載機器た
とえばアンテナを一定方向に指向させるため人工衛星の
スピン（回転）を打ち消す逆方向の回転を与え、定速度
での回転状態を保ったまま目標方向への位相制御を行う
デスパン制御がDCモータによって行われるが、対象が高
指向性アンテナであるときは高精度な位置制御が要求さ
れる。しかも、衛星のスピンは一定不変ではなく変更さ
れるので、デスパン制御は回転速度に変更が生ずる条件
下で行わなければならない。アナログ方式でこれを実現
するとすれば、必然的に高価となり、また回路が複雑化
し面倒な調整を要し信頼性の点でも問題がある。従っ
て、ディジタル方式で実現することが望まれる。

本発明は、このような問題に鑑みなされたもので、その
目的は、スピン安定方式で運用され回転速度に変更の生
ずる人工衛星の搭載機器を一定方向に指向させる条件下
での位置（回転角）制御をディジタル方式によって高精
度になし得るモータ制御回路を提供することにある。

（課題を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のモータ制御回路は
次の如き構成を有する。

即ち、本発明のモータ制御回路は、スピン安定方式の人
工衛星の搭載機器をデスパン制御の下で一定方向に指向
させるDCモータを制御するモータ制御回路であって、前
記DCモータの回転軸に連結され回転軸が１回転するごと
に回転基準とする１個のポジションパルスと回転角に対
応した個数のレートパルスとを出力し前記DCモータの回
転部分とともに前記搭載機器を所定の方向に指向させる
デスパン部を構成するロータリエンコーダと；前記ポジ
ションパルス以後のレートパルスの個数を係数して求め
たモータの位置と外部から与えられる指令位置との差を
位置誤差として検出する位置誤差検出部と；外部から与
えられ前記人工衛星のスピン安定動作における回転速度
に比例した周波数のパルスによる指令速度の周波数を前
記位置誤差に応じて変化させる周波数変化付与回路と；
前記レートパルスの周波数と前記周波数変化付与回路で
変化させた指令速度の周波数との周波数差を検出する周
波数誤差検出部と；前記周波数誤差検出部で検出した周
波数差に応じて前記DCモータを前記デスパン部に所定の
指向方向を与えるように駆動制御するモータ駆動回路
と；を備えたことを特徴とするものである。

（作用）次に、前記の如く構成される本発明のモータ制御回路の
作用を説明する。

本発明では、モータの位置（回転角）及び回転速度のセ
ンサとしてロータリエンコーダを用いる。ロータリエン
コーダは、周知のように、モータの位置情報と回転速度
情報を高精度なディジタル信号として出力する。そし
て、指令位置との位置誤差を検出する回路、その位置誤
差に応じて指令速度を変化させる回路、周波数差（即
ち、変更された回転速度）を求める回路及びモータを駆
動制御する回路は、全てディジタル回路で構成できる。

即ち、本発明のモータ制御回路は、位置情報と回転速度
情報とをフィードバックするディジタルサーボループを
備えたものであり、回転速度に変更が生じても、ロータ
リエンコーダの最小ディジットの制度で位置情報をなし
得、しかも分解能はロータリエンコーダの分解能を細か
くすることで容易に向上させ得るという優れた特徴を有
する。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るモータ制御回路を示
す。第１図において、ロータリエンコーダ２は、光学式
エンコーダで、これはDCモータ１の回転軸に連結され、
回転軸が１回転する間に回転基準とする１個のポジショ
ンパルスPPと、360゜を12ビットで表現する4096個（2¹²
個）のレートパルスPPとを出力する。

ポジションパルスPPは、具体的にはエンコーダの先頭識
別パルスで、このPPを原点としてRPをカウントすれば、
回転する人工衛星本体と、DCモータ１とロータリエンコ
ーダ２の回転部でなるデスパン部との位置関係の基準と
なる。また、DCモータ１は人工衛星本体と逆方向回転
し、太陽、地球および人工衛星を含む慣性空間に対して
DCモータ１およびロータリエンコーダ２が相対的に静止
するようにデスパン制御される。

位置誤差検出部３には、ポジションパルスPPとレートパ
ルスRPの他、図外のデスパン制御部から指令位置信号を
構成するターゲットパルスTPとフェイズクロックPCとが
入力される。ターゲットパルスTPは１個のパルスで、前
述した慣性空間に対して前述のデスパン部を指向させ、
これと結合する搭載機器を所定の方向に指向させる場合
の基準とする信号である。つまり、TPはデスパン部の指
向方向の基準を与える信号である。フェイズクロックPC
は、S_rをスピンレート［rpm］としたとき（S_r/60）×10
¹²［H_Z］の周波数をもつパルス列である。位置誤差検出
部３は、ポジションパルスPPを基準にレートパルスRPの
個数（DCモータの位置）を求める例えば12ビットの第１
カウンタと、ターゲットパルスTPを基準にフェイズクロ
ックPCの個数（指令位置）を求める同じく12ビットの第
２カウンタと、両カウンタのカウント値の差値（位置誤
差）ｕを求める第３カウンタとで基本的に構成される。

この構成による具体的動作は、この位置誤差検出部３
で、PPをプリセット入力、RPをクロック入力としたダウ
ンカウンタとしての第１カウンタの出力と、TPをプリセ
ット入力、PCをクロック入力とした第２カウンタの出力
とを第３のカウンタとしての加算器に入力して演算し位
置誤差utを求める。この位置誤差ｕは、デスパン部を指
向させたい方向と、現在デスパン部が指向している方向
との角度差を示す。

周波数変化付与回路４には、前記位置誤差ｕの他、図外
のデスパン制御部から指令速度信号たるスピンクロック
SCが入力される。本実施例では、この指令速度信号（S
C）と前述した指令位置信号（PC、TP）とは、人工衛星
本体が慣性空間に対して１回転するごとに１個のパルス
を出力する太陽高センサ（サンセンサ）のパルス（サン
パルス）を入力として動作する位相同期回路（PLL）の
出力を利用している。

更に具体的には、PCは、人工衛星がある角度回転するご
とに発生するパルス、TPはサンパルスと位相同期するパ
ルスにデスパン部を指向させたい角度だけのオフセット
を加えたものである。なお、SCは人工衛星の回転速度と
比例した周波数のパルスでPCと同じでもよいが、必ずし
もサンパルスと位相同期している必要はない。この周波
数変化付与回路は、レートマルチプライヤと若干の付加
回路とで構成される。スピンクロックSCはレートマルチ
プライヤの入力クロックであり、その周波数ｆは例えば
ｆ＝（S_r/60）×10¹⁹［H_Z］である。位置誤差ｕは例え
ば12ビットのディジタル値からなり、レートマルチプラ
イヤの設定値（いわゆるレート入力）として機能する。
これは、レートマルチプライヤの出力クロックｙがｙ＝f/2＋（f/2ⁿ）×ｕ ……（１）となるように、付加回路を介してレートマルチプライヤ
に印加される。即ち、この周波数変化付与回路４、位置
誤差ｕが零であるときはレートパルスRPの基準であるス
ピンクロックSCの1/2の周波数のクロックを出力する
が、位置誤差ｕが零ではないある値のときはその誤差に
比例して周波数が増減するクロックを出力する。位置誤
差のフィードバックを行おうとするのである。

つまり、周波数変化付与回路４は、前述した位置誤差ｕ
をレートマルチプライヤに対するレートセレクト入力と
し、またSCをクロック入力として演算を行わしめること
により、位置誤差ｕに対応してSCの周波数を変化させた
クロックを出力するように動作する。

ここに、式（１）において、ｎは、付加回路の構成等で
定まる任意の自然数である。その妥当な値は後述する
が、付加回路は、次の点を考慮して構成する。まず、本
発明の目的が高精度な位置制御にあるから、位置誤差ｕ
の小さな変化に対し出力クロックｙに大きな周波数変化
が現れるようにする。一方、そうすると、逆に位置誤差
の変化が大きく、例えば−180度から＋180度に変化する
ような場合には収束しないケースが生ずる。位置誤差の
フィードバックゲインは、要求精度を満足するには所定
値以上必要であるが、それは平衡点付近において満たさ
れていれば良く、平衡点を十分に離れたところではリニ
アに増加する必要はなく一定値で良い。つまり、位置誤
差ｕが大きい場合は出力クロックｙ周波数はある値で飽
和するようにするのである。

周波数誤差検出部５には、周波数変化付与回路４の出力
クロックｙとレートパルスRPとが入力される。この周波
数誤差検出部５、カウンタとラッチ回路とで基本的に構
成される。カウンタでは、例えば２周期分のレートパル
スRPをクロックとして用い出力クロックｙを計数し周波
数差を出力する。この周波数差はレートパルスRPの２周
期ごとにラッチ回路にラッチされる。ラッチ回路は周波
数誤差Ｗを８ビットのディジタル信号として出力する。
回転速度（レート）のフィードバックを行おうとするの
である。なお、周波数誤差Ｗは、レートをｄθ/dt［rad
/sec］とすれば、レートパルスRPの周波数ｇ［H_Z］がｇ＝（2¹²/2π）×（θ/dt） ……（２）であるから、Ｗ＝ｙ×（2/g）−2⁷ ……（３）である。なお、８ビットの最上位ビットは極性符号であ
ることは勿論である。

モータ駆動回路６には、前記８ビットの周波数誤差Ｗの
他、図外のデスパン制御部からドライバクロックが供給
される。モータ駆動回路６は、ドライバクロックの１パ
ルス幅δを単位として周波数誤差の値、即ち、８ビット
のビットパターンに対応したパルス幅の電圧パルス（極
性を含む）を発生し、その電圧パルスのパルス幅の期間
内DCモータ１に駆動電流を供給する。その結果、DCモー
タ１は正転または逆転駆動され、その位置（回転角）θ
が制御される。ここに、モータ駆動回路６は、パルス幅
変調（PWM）回路を中心に構成されるのであり、そのPWM
信号の周波数Ｔは、ドライバクロックの周波数をＦ（Ｆ
＝2048H_Z）とすれば、Ｔ＝（F/2⁸）×Ｗ［H_Z］ ……（４）である。

以上のように、本発明のモータ制御回路は、簡単に高精
度なディジタル信号の得られるロータリエンコーダ２を
センサとして用い、位置θ［rad］とレートd0θ/dt［ra
d/sec］をフィードバックするディジタルサーボループ
を構成するが、次にこの系に妥当なフィードバックゲイ
ン及びこれと回路設計上のフィードバックパラメータと
の関係を求め、実際に得られる特性を明らかにする。

モータ駆動回路６は、パルス電流を給すると説明した
が、PWM信号を平均化処理した制御電流Ｖに基づきアナ
ログ電流を供給しても良いのであって、以下に説明する
回路解析ではその制御電圧Ｖを用いる。この制御電圧Ｖ
は、と表せる。

デスパン制御でのDCモータ１の伝達特性は第２図に示す
ようになる。第２図において、ｓはラプラス演算子、K_t
は発生トルク［Ｎ・M/アンペア］、Ｌはインダクタンス
［ヘンリ］、Ｒは抵抗［オーム］、Ｊは負荷（アンテ
ナ）のイナーシャ［kg・m²］K_bは逆起電力［Volt/（rad
/sec）］である。そうすると、伝達関数は、となる。

ところで、サーボループで得られる制御電圧Ｖと指令位
置REF_P［rad］、指令速度REF_rとは、位置フィードバッ
クゲインをK_P［Volt/rad］、レートフィードクゲインを
K_r［Volt/（rad/sec）］とすると、Ｖ＝K_P×（REF_P−θ）＋K_r×（REF_r−ｄθ/dt） ……
（７）と関係つけられるので、式（６）と同（７）とから次の
式（８）なる特性方程式が得られる。

JLs³＋JRS²＋K_t（K_b＋K_r）ｓ＋K_tK_P＝０ ……（８）式（８）は３次の方程式であるから、その根を次のよう
に定める。

式（９）を根とする方程式は、（ｓ＋λ）（s²＋２ξωｓ＋ω^２）＝０ ……（10）となるので、式（８）と式（10）から、根と係数の関係
は次のようになる。

R/L＝２ξω＋λ ……（11）ここで、時間応答として望ましいと思われるξ、ωを与
えて、K_P、K_r及びλを求める。なお、式（11）の拘束条
件があるので、λは自由に選べないが、λ、ξが正であ
れば系は安定であり、その系は非減衰振動数ωを有す
る。

式（11）から λ＝R/L−２ξω ……（14）式（12）から式（13）から、となるが、望ましい応答としてξ＝１（臨海制動）、ω
＝0.5［rad/sec］を選ぶと、 λ≒1235、K_r≒8.5、K_P≒2.4 ……（17）となる。つまり、K_r≒8.5、K_P≒2.4のフィードバックを
行えば非減衰振動数ω＝0.5［rad/sec］を持つ安定な系
が実現できる。

ところが、前記式（５）によれば、フィードバックが非
線形になっている。そこで、平衡点まわりで式（６）の
線形化を行い、フィードバックパラメータとフィードバ
ックゲインとの関係を求める。

位置フィードバックゲインK_P、レートフィードバックケ
インK_rはそれぞれであるから、これと式（５）とから次の式（19）と同
（20）を得る。

式（19）と同（20）から、フィードバックパラメータと
して扱えるのは、ｎとデューティたるδ×Ｆである。ｎ
は自然数であり、またδ×Ｆは連続には変化できない
が、これらを変化させることによって等価的にK_P、K_rを
変化させ得ることが解る。そこで、S_r＝20rpm時の平衡
状態において、前記値K_P＝2.4、同K_r＝8.4を実現するよ
うなｎとδ×Ｆを求める。

8.5＝14.5×δ×Ｆ ……（22）となるから、この連立方程式を解くと、δ×Ｆ≒0.58、
ｎ≒13が得られる。つまり、δ×Ｆ＝0.58、ｎ＝13を選
べば、ξ＝１、ω＝0.5の応答特性を持つ安定な系、即
ち、式（７）において十分時間が経過すればREF_P−θが
零に収束し目標の位置と速度に収束するような系を実現
できる。

しかし、この段階では安定な系を実現できたというのみ
で、後述するようにオフセットΔθのため所望の位置精
度を得ることができない。そこで、δ×Ｆ＝0.5とした
場合に、位置精度を0.1度以下となし得るｎの値を求め
る。

DCモータのダイナミクスと当該サーボループのダイナミ
クスを合わせた系のダイナミクスを時間領域の微分方程
式で表現すると次のようになる。

なお、x₁＝d²θ/dt²、x₂＝ｄθ/dt、x₃＝θである。

ここで、平衡状態では、x₁＝０、x₂＝πS_r/60であるか
ら、式（25）からとなり、オフセットΔθが生ずる。そこで、式（23）か
らとなるので、この式（27）と前記式（５）とからオフセ
ットΔθはとなる。式（28）から、0.1度以下の位置精度を得るに
必要なｎの値はｎ＜３ ……（29）でなければならないことになる。ｎの値を小さくするこ
とは、前記式（１）から理解できるように、位置誤差ｕ
の小さな変化に対してｙの周波数変化を大きくするこ
と、つまり、位置フィードバックゲインK_Pを大きくする
ことを意味する。要するに、前記付加回路は、位置誤差
ｕは例えば12ビットのディジタル値であるが、その中の
下位数ビットを位置誤差情報としてレートマルチプライ
ヤに供給するように、その下位数ビットについて論理操
作を与える若干の論理回路と結線の接続変更（所謂ジャ
ンパー配線）によって構成される。位置誤差ｕの下位数
ビットを用いるのであるから、位置誤差ｕの変化が大き
う場合は当然に飽和することになる。ｎの値を小さくす
れば、結果として周波数変化付与回路４の出力段に飽和
回路を設けたことになるのである。

一方、ｎの値を小さくすることは位置誤差情報として扱
えるビット数が減少することを意味する。つまり、位置
制御がステップ状となり、円滑な制御が困難となる。

そこで、ｎの値を大きくする方策を考える。それは、周
波数誤差Ｗは８ビットのディジタル値であるが、実際に
得られた周波数誤差をＷ′（８ビット）とすると、Ｗ＝G_d×Ｗ′ ……（30）なるドライバ指定値ゲインG_dを考えるのである。つま
り、周波数誤差検出部５には式（30）を実現する回路が
設けられる。すると、制御電圧Ｖは、式（５）に代え
て、を用いることになり、式（28）は次のように変形され
る。

G_dの値は、「２」、「４」、「８」、「16」……等であ
るが、例えばG_d＝８の時、0.1度以下の位置精度を得る
に必要なｎはｎ＜６ ……（33）であれば良いことになり、ｎを３以上に大きくできる。

ｎの値は、単独では定まらず、δ×ＦやG_dをある値に設
定して始めて定まるのであるが、δ×Ｆ＝0.5、G_d＝８
と定めて数値シミュレーションした結果、及び、具体的
な回路試験の結果、過渡応答、位置精度（0.1度以下）
及び回路実現性等を考慮するとｎ＝４が妥当である。第
３図は周波数変化付与回路４の入出力特性図である。位
置誤差ｕが±0.088degの範囲内では出力クロックｙの周
波数はリニアに変化するが、この範囲を越えると出力ク
ロックｙの周波数はのの一定値になるようにしてある。第４図及び第５図に
は位置誤差ｕが収束制御される様子の計算機シミュレー
ション結果（第４図（ａ）、第５図（ａ））、及び、回
路試験結果（第４図（ｂ）、第５図（ｂ））を示してあ
る。なお、DCモータの伝達特性では、K_t＝1.1［Nm/アン
ペア］、K_b＝1.13［Volt/（rad/sec）］、Ｒ＝68［オー
ム］、Ｌ＝0.055［ヘンリ］、Ｊ＝0.01561kg・m²（但
し、回路試験ではＪ＝0.0078kg・m²）を用いた。

位置誤差が正の側にあるときは、第４図（ａ）に示すよ
うに、計算機シミュレーションによれば、位置誤差は一
定の割合（−20deg/sec）で減少し、オフセットΔθ＝
0.1deg以下のある値に収束する。また位置誤差が負の側
にあるときは、第５図（ａ）に示すように、計算機シミ
ュレーションによれば位置誤差は一定の割合（＋10deg/
sec）で減少し、オフセットΔθ＝0.1deg以下のある値
に収束する。一方、回路試験動作によれば、第４図
（ｂ）及び第５図（ｂ）に示すように、いずれの場合も
速やかに零度に収束制御される。なお、第４図（ｂ）及
び第５図（ｂ）は100msごとの値をプロットしたもので
ある。

（発明の効果）以上説明したように、本発明のモータ制御回路によれ
ば、スピン安定方式の人工衛星の搭載機器をデスパン制
御により一定方向に指向させるDCモータを制御するモー
タ制御回路において、モータの位置（回転角）及び回転
速度のセンサとしてロータリエンコーダを用い、位置情
報と回転速度情報とをフィードバックするディジタルサ
ーボループを備えて回転速度に変化が生じてもDCモータ
の位置制御を行うことを可能とすることにより、回転速
度に変化が生じてもロータリエンコーダの最小ディジッ
トの精度で位置制御をなし得、しかも分解能はロータリ
エンコーダの分解能を細かくすることで容易に向上させ
得るという優れ効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るモータ制御回路の構成
ブロック図、第２図はDCモータの伝達特性図、第３図は
周波数変化付与回路の入出力特性図、第４図及び第５図
は位置誤差の収束制御特性図である。１……DCモータ、２……ロータリエンコーダ、３……位
置誤差検出部、４……周波数変化付与回路、５……周波
数誤差検出部、６……モータ駆動回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スピン安定方式の人工衛星の搭載機器をデ
スパン制御の下で一定方向に指向させるDCモータを制御
するモータ制御回路であって、前記DCモータの回転軸に
連結され回転軸が１回転するごとに回転基準とする１個
のポジションパルスと回転角に対応した個数のレートパ
ルスとを出力し前記DCモータの回転部分とともに前記搭
載機器を所定の方向に指向させるデスパン部を構成する
ロータリエンコーダと；前記ポジションパルス以後のレ
ートパルスの個数を計数して求めたモータの位置と外部
から与えられる指令位置との差を位置誤差として検出す
る位置誤差検出部と；外部から与えられ前記人工衛星の
スピン安定動作における回転速度に比例した周波数のパ
ルスによる指令速度の周波数を前記位置誤差に応じて変
化させる周波数変化付与回路と；前記レートパルスの周
波数と前記周波数変化付与回路で変化させた指令速度の
周波数との周波数差を検出する周波数誤差検出部と；前
記周波数誤差検出部で検出した周波数差に応じて前記DC
モータを前記デスパン部に所定の指向方向を与えるよう
に駆動制御するモータ駆動回路と；を備えたことを特徴
とするモータ制御回路。