JPH07114419B2 - Ｑａｍ通信システム - Google Patents
Ｑａｍ通信システムInfo
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- JPH07114419B2 JPH07114419B2 JP1090623A JP9062389A JPH07114419B2 JP H07114419 B2 JPH07114419 B2 JP H07114419B2 JP 1090623 A JP1090623 A JP 1090623A JP 9062389 A JP9062389 A JP 9062389A JP H07114419 B2 JPH07114419 B2 JP H07114419B2
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- Japan
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- error correction
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、ディジィタル信号を多値直交振幅変調を用い
て伝送する多値QAM通信方式に係わり、特に、誤り訂正
方式を導入して伝送信頼度を向上せしめたQAM通信シス
テムに関する。
て伝送する多値QAM通信方式に係わり、特に、誤り訂正
方式を導入して伝送信頼度を向上せしめたQAM通信シス
テムに関する。
（従来の技術） 多値QAM通信方式は、各々がｍ値の振幅変調信号である
２つの直交したI,Qチャネルを合成したQAM信号を用い
て、信号伝送を行なうものであり、この多値QAM信号
は、m2（＝2n）個の信号点を有する。例えば、ｍ＝16
（ｎ＝８）とすると、256個の信号点を有する256個QAM
信号となる。
２つの直交したI,Qチャネルを合成したQAM信号を用い
て、信号伝送を行なうものであり、この多値QAM信号
は、m2（＝2n）個の信号点を有する。例えば、ｍ＝16
（ｎ＝８）とすると、256個の信号点を有する256個QAM
信号となる。
同期検波を用いた受信方式では、まず、この多値QAM信
号から搬送波を再生し、互いに位相が90度異なる直交し
た２つの再生搬送波を用いて復調し、多値レベル識別に
よって、合計ｎ個のディジタル信号系列を得る。この場
合に、一般に、搬送波再生回路により生成された再生搬
送波の位相は、送信搬送波の位相に対して、０度、90
度、180度、270度のいずれかになるという位相不確定性
を有する。一般に、位相不確定性が存在すると、送信信
号系列は正しく再生できないので、位相不確定性の影響
を除去する何等かの手段が必要となる。既知の信号系列
を周期的に送信し、受信側で不確定性を有する再生搬送
波で復調・判定された信号とこの既知の信号系列との関
係から再生搬送波の位相を判別し、不確定性を除去する
ことができる。あるいは、送信情報信号を送信位相に直
接的に対応させるのではなく、連続する送信シンボルの
相対位相差に対応させる差動符号化を行なって送信し、
受信側では再生搬送波で復調したのち差動復号化を行な
うと、再生搬送波の位相不確定性の影響を除去できる。
差動符号化／復号化法は、１ビット誤りが連続する２ビ
ット誤りに拡大される為に絶対位相を判別する前者の方
法に比べて受信信号系列のビット誤り率は増加するが、
装置化が容易なため広く用いられている。また、差動符
号化によるビット誤り率の増加を抑えるため、QAM信号
の信号点配置を回転対象配置とする方法が用いられてい
る。この方法によれば、位相平面上の直交軸（I,Q）に
より決定される上位２ビットの判定は位相不確定の影響
を受けるので差動符号化を行うが、I,Q軸各々の振幅レ
ベルにより決定されるその他のビットの判定は、位相不
確定の影響を受けないので差動符号化が不要になる。
号から搬送波を再生し、互いに位相が90度異なる直交し
た２つの再生搬送波を用いて復調し、多値レベル識別に
よって、合計ｎ個のディジタル信号系列を得る。この場
合に、一般に、搬送波再生回路により生成された再生搬
送波の位相は、送信搬送波の位相に対して、０度、90
度、180度、270度のいずれかになるという位相不確定性
を有する。一般に、位相不確定性が存在すると、送信信
号系列は正しく再生できないので、位相不確定性の影響
を除去する何等かの手段が必要となる。既知の信号系列
を周期的に送信し、受信側で不確定性を有する再生搬送
波で復調・判定された信号とこの既知の信号系列との関
係から再生搬送波の位相を判別し、不確定性を除去する
ことができる。あるいは、送信情報信号を送信位相に直
接的に対応させるのではなく、連続する送信シンボルの
相対位相差に対応させる差動符号化を行なって送信し、
受信側では再生搬送波で復調したのち差動復号化を行な
うと、再生搬送波の位相不確定性の影響を除去できる。
差動符号化／復号化法は、１ビット誤りが連続する２ビ
ット誤りに拡大される為に絶対位相を判別する前者の方
法に比べて受信信号系列のビット誤り率は増加するが、
装置化が容易なため広く用いられている。また、差動符
号化によるビット誤り率の増加を抑えるため、QAM信号
の信号点配置を回転対象配置とする方法が用いられてい
る。この方法によれば、位相平面上の直交軸（I,Q）に
より決定される上位２ビットの判定は位相不確定の影響
を受けるので差動符号化を行うが、I,Q軸各々の振幅レ
ベルにより決定されるその他のビットの判定は、位相不
確定の影響を受けないので差動符号化が不要になる。
QAM変調方式は周波数利用効率が良い反面、１シンボル
で送信するビット数即ちｎの値を増やすと、１ビットあ
たりの送信電力を同じにしても、ビット誤り率は劣化す
る。このため、多値QAM通信では誤り訂正方式を用い
て、ビット誤り率を改善するのが効果的となる。QAM変
調方式はもともと周波数利用効率を高めるために用いら
れるので、地上ディジタルマイクル波通信を始めとし
て、QAM変調方式を用いるシステムでは、利用できる周
波数帯域の制限が厳しい場合が多い。従って、ここに用
いる誤り訂正方式にも、できるだけ、付加する冗長ビッ
トが少ない高符号化率の方式が望まれる。
で送信するビット数即ちｎの値を増やすと、１ビットあ
たりの送信電力を同じにしても、ビット誤り率は劣化す
る。このため、多値QAM通信では誤り訂正方式を用い
て、ビット誤り率を改善するのが効果的となる。QAM変
調方式はもともと周波数利用効率を高めるために用いら
れるので、地上ディジタルマイクル波通信を始めとし
て、QAM変調方式を用いるシステムでは、利用できる周
波数帯域の制限が厳しい場合が多い。従って、ここに用
いる誤り訂正方式にも、できるだけ、付加する冗長ビッ
トが少ない高符号化率の方式が望まれる。
さらに、上述した差動符号化を用いたQAM通信方式に誤
り訂正方式を適用するには、その適用形態に種々の制約
がある。まず、誤り訂正符号器／復号器を差動符号化／
復号化処理の外側に設けると、伝送路上で発生した１ビ
ット誤りが差動復号化処理のために２ビットの誤りに拡
大されるため、誤り訂正符号器／復号器に要求される負
荷が大きくなる。即ち、差動符号化／復号化処理の内側
に設けた場合に比べて、同じ信頼度を得るために訂正能
力の大きい誤り訂正符号を用いる必要があり、付加する
冗長ビットが増えるために周波数利用効率が低下すると
ともに誤り訂正復号器の回路規模も大きくなるという欠
点がある。
り訂正方式を適用するには、その適用形態に種々の制約
がある。まず、誤り訂正符号器／復号器を差動符号化／
復号化処理の外側に設けると、伝送路上で発生した１ビ
ット誤りが差動復号化処理のために２ビットの誤りに拡
大されるため、誤り訂正符号器／復号器に要求される負
荷が大きくなる。即ち、差動符号化／復号化処理の内側
に設けた場合に比べて、同じ信頼度を得るために訂正能
力の大きい誤り訂正符号を用いる必要があり、付加する
冗長ビットが増えるために周波数利用効率が低下すると
ともに誤り訂正復号器の回路規模も大きくなるという欠
点がある。
一方、差動符号化／復号化処理の内側に誤り訂正符号器
／復号器を設けた場合には、誤り訂正復号器の入力部で
は、まだ、再生搬送波の位相不確定性の影響が除去され
ていない。このため、再生搬送波の位相不確定性により
ビット反転等の影響を受けた後でも正しく訂正が行える
ような誤り訂正が行えるような誤り訂正符号、すなわ
ち、トランスペアレントな符号を用いる必要がある。
／復号器を設けた場合には、誤り訂正復号器の入力部で
は、まだ、再生搬送波の位相不確定性の影響が除去され
ていない。このため、再生搬送波の位相不確定性により
ビット反転等の影響を受けた後でも正しく訂正が行える
ような誤り訂正が行えるような誤り訂正符号、すなわ
ち、トランスペアレントな符号を用いる必要がある。
誤り訂正符号には、２元符号と多元符号がある。２元誤
り訂正符号を差動符号化／復号化処理の内側に用いる場
合には、ｎ個の信号系列の各々に誤り訂正符号器／復号
器を設けることによりトランスペアレントにすることが
できる。しかしながら、この方式ではQAM方式の多値数
が増えると、必要な誤り訂正符号器／復号器の数が増加
する。また、２元符号では、符号化率の非常に高い符号
を作るのが難しいという欠点がある。例えば、誤り訂正
復号の復号遅延間を63シンボルとした場合、最も符号化
率の高い単純誤り訂正用の２元BCH符号（63,57）でも、
符号化率は90.5％に過ぎず、約10％の帯域拡大が生じ
る。一方、多元誤り訂正符号を用いる場合には、前述し
たトランスペアレントな条件を満たすことが困難である
場合が多い。QAMの信号配置を自然符号化配置として、
リー誤り訂正符号を用いる方法が提案されているが、リ
ー誤り訂正符号は送信信号点に近い信号点に誤った場合
しか訂正できないため、フェージングを受ける通信路に
は効果が低く、また、リー誤り訂正符号の符号化率も多
元符号としては必ずしも良好とはいえない。
り訂正符号を差動符号化／復号化処理の内側に用いる場
合には、ｎ個の信号系列の各々に誤り訂正符号器／復号
器を設けることによりトランスペアレントにすることが
できる。しかしながら、この方式ではQAM方式の多値数
が増えると、必要な誤り訂正符号器／復号器の数が増加
する。また、２元符号では、符号化率の非常に高い符号
を作るのが難しいという欠点がある。例えば、誤り訂正
復号の復号遅延間を63シンボルとした場合、最も符号化
率の高い単純誤り訂正用の２元BCH符号（63,57）でも、
符号化率は90.5％に過ぎず、約10％の帯域拡大が生じ
る。一方、多元誤り訂正符号を用いる場合には、前述し
たトランスペアレントな条件を満たすことが困難である
場合が多い。QAMの信号配置を自然符号化配置として、
リー誤り訂正符号を用いる方法が提案されているが、リ
ー誤り訂正符号は送信信号点に近い信号点に誤った場合
しか訂正できないため、フェージングを受ける通信路に
は効果が低く、また、リー誤り訂正符号の符号化率も多
元符号としては必ずしも良好とはいえない。
（発明が解決しようとする課題） このように、従来の２元誤り訂正符号を用いたQAM通信
方式では、符号化率を高くすることができないために周
波数利用効率が悪くなるとともに、差動符号化を行なう
ときには必要な誤り訂正符号器／復号器の数も多くなる
という問題がある。また、多元誤り訂正符号であるリー
誤り訂正符号を用いた従来のQAM通信方式では、信号点
配置上の小さな距離の信号点への誤りしか訂正できず、
高い信頼性を確保することができない、という問題があ
る。
方式では、符号化率を高くすることができないために周
波数利用効率が悪くなるとともに、差動符号化を行なう
ときには必要な誤り訂正符号器／復号器の数も多くなる
という問題がある。また、多元誤り訂正符号であるリー
誤り訂正符号を用いた従来のQAM通信方式では、信号点
配置上の小さな距離の信号点への誤りしか訂正できず、
高い信頼性を確保することができない、という問題があ
る。
本発明はこの点に鑑みなされたもので、符号化効率の高
く、かつ、高い信頼性を実現することのできるQAM通信
システムを提供することにある。
く、かつ、高い信頼性を実現することのできるQAM通信
システムを提供することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明による多値QAM通信システムは、信号点配置を決
定するｎ個の系列の全部もしくは一部をシンボルとして
リードソロモン符号の符号化復号化を行なう誤り訂正手
段を設けたことを特徴としている。また、自然符号配置
を用いて差動符号化する場合には、直交した２つのI,Q
チャネルの各々に対して、独立にリードソロモン符号の
符号化復号化を行なう誤り訂正手段を設けたことを特徴
としている。あるいは、また、リードソロモン符号の構
成法はいくつかあるが、差動符号化を行なうときには、
符号語がｘ＝１を根として含まない（即ち、生成多項式
が（Ｘ−１）を含まない）リードソロモン符号を用いる
ことを特徴としている。
定するｎ個の系列の全部もしくは一部をシンボルとして
リードソロモン符号の符号化復号化を行なう誤り訂正手
段を設けたことを特徴としている。また、自然符号配置
を用いて差動符号化する場合には、直交した２つのI,Q
チャネルの各々に対して、独立にリードソロモン符号の
符号化復号化を行なう誤り訂正手段を設けたことを特徴
としている。あるいは、また、リードソロモン符号の構
成法はいくつかあるが、差動符号化を行なうときには、
符号語がｘ＝１を根として含まない（即ち、生成多項式
が（Ｘ−１）を含まない）リードソロモン符号を用いる
ことを特徴としている。
（作用） 誤り訂正符号として（u,k）線形ブロック符号を用いる
とき、QAM通信方式に影響を与える周波数拡大率は、ブ
ロック符号の符号化率により決まる。ｔシンボルの訂正
を行なうとき、すべての線形ブロック符号はｔ（ｕ−
ｋ）/2の限界式を満たさねばならない。即ち、冗長シン
ボル数（ｕ−ｋ）は、訂正能力の２倍より減らすことは
できない。リードソロモン符号は、この限界式を満たす
符号であり、リードソロモン符号を用いたQAM通信方式
は、周波数拡大率を最小に抑えることができる。
とき、QAM通信方式に影響を与える周波数拡大率は、ブ
ロック符号の符号化率により決まる。ｔシンボルの訂正
を行なうとき、すべての線形ブロック符号はｔ（ｕ−
ｋ）/2の限界式を満たさねばならない。即ち、冗長シン
ボル数（ｕ−ｋ）は、訂正能力の２倍より減らすことは
できない。リードソロモン符号は、この限界式を満たす
符号であり、リードソロモン符号を用いたQAM通信方式
は、周波数拡大率を最小に抑えることができる。
再生搬送波の位相不確定性により、I,Qチャネルの各々
は異なる信号変化を生じる。リードソロモン符号の符号
化復号化を直交した２つのI,Qチャネルの各々に対して
独立に行なうことにより、この影響を除くことができ
る。
は異なる信号変化を生じる。リードソロモン符号の符号
化復号化を直交した２つのI,Qチャネルの各々に対して
独立に行なうことにより、この影響を除くことができ
る。
さらに、生成多項式がｘ＝１を根として含まないリード
ソロモン符号を用いることにより、再生搬送波の位相不
確定性により信号が反転したときにも、トランスペアレ
ントにすることができる。即ち、信号点配置が自然符号
のとき、リードソロモン符号がトランスペアレントな符
号であるための必要十分条件は、符号語がＸ＝１を根と
して持たないことである。
ソロモン符号を用いることにより、再生搬送波の位相不
確定性により信号が反転したときにも、トランスペアレ
ントにすることができる。即ち、信号点配置が自然符号
のとき、リードソロモン符号がトランスペアレントな符
号であるための必要十分条件は、符号語がＸ＝１を根と
して持たないことである。
（実施例） 以下、図を用いて本発明を詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示す概略構成図で、端子
11-1〜11-8に入力される８個のディジタル信号系列は、
差動論理回路12-1〜12-4で差動符号化が行なわれる。差
動論理は２系列毎の組、例えば、端子11-1と11-5,11-2
と11-6,11-3と11-7,11-4と11-8の組合わせで処理され
る。差動論理回路12-1〜12-4の各々から出力される２本
の出力信号は、各々、リードソロモン符号化器13-1およ
び13-2に導かれる。リードソロモン符号器13-1および13
-2は同一機能を持つ。また、これらの符号器で用いる符
号は、GF（24）の符号で、かつその生成多項式Ｇ（Ｘ）
は、Ｘ＝１を根として含まない。リードソロモン符号器
13-1および13-2は、受入する４ビットの信号を１シンボ
ルとして符号化を行なう。生成多項式をＧ（Ｘ）＝（Ｘ
−α）（Ｘ−α2）とすると、入力する13個のシンボル
毎に、２シンボルの冗長シンボルを付加する。リードソ
ロモン符号器13-1および13-2は、それぞれ、Ｉ軸及びＱ
軸を構成する信号をQAM変調器14に出力する。Ｉ軸に入
力する信号をｕ、Ｑ軸に入力する信号をｗとする。QAM
変調器14は、自然符号化の信号点配置に変調を行い、伝
送路に変調信号を送出する。QAM復調器15は、伝送路か
ら受入するQAM信号から搬送波を再生し、この搬送波を
用いて復調する。位相の不確定性により、QAM変調器14
のI,Q軸に入力した信号は、QAM復調器15のI,Q軸の出力
信号と必ずしも一致しない。再生搬送波の位相のずれ
が、0,90,180,270度の各々のとき、QAM復調器15の出力
信号は、各々、（I,Q）＝（u,w），（w,），（，
），（,u）となる。QAM復調器15のＩ軸の出力信号
はリードソロモン復号器16-1に、Ｑ軸の出力信号はリー
ドソロモン復号器16-2に導かれる。即ち、リードソロモ
ン復号器16-1には、リードソロモン符号器13-1もしくは
13-2の出力信号がそのままか、ビットが反転した信号が
入力されることになる。リードソロモン復号器16-2も同
様である。リードソロモン符号化器13-1および13-2は同
一の機能を持つので、この誤り訂正符号器／復号器がト
ランスペアレントであるためには、送信した符号語の全
てのビットが反転した場合にも、これが符号語であれば
良い。後述するが、リードソロモン符号化器13-1および
13-2で生成する符号語の生成多項式が、Ｘ＝１を根とし
て持たなければ、全てのビットが反転した場合にも符号
語となる。かくして、リードソロモン復号器16-1および
16-2では、伝送路上で生じた１シンボルの誤りを訂正で
きる。リードソロモン復号器16-1および16-2の出力信号
は、対応する信号系列毎の組として、差動論理復号回路
17-1〜17-4に導かれ、和分演算が行なわれて信号が再生
され、出力端子10-1〜10-8に出力される。
11-1〜11-8に入力される８個のディジタル信号系列は、
差動論理回路12-1〜12-4で差動符号化が行なわれる。差
動論理は２系列毎の組、例えば、端子11-1と11-5,11-2
と11-6,11-3と11-7,11-4と11-8の組合わせで処理され
る。差動論理回路12-1〜12-4の各々から出力される２本
の出力信号は、各々、リードソロモン符号化器13-1およ
び13-2に導かれる。リードソロモン符号器13-1および13
-2は同一機能を持つ。また、これらの符号器で用いる符
号は、GF（24）の符号で、かつその生成多項式Ｇ（Ｘ）
は、Ｘ＝１を根として含まない。リードソロモン符号器
13-1および13-2は、受入する４ビットの信号を１シンボ
ルとして符号化を行なう。生成多項式をＧ（Ｘ）＝（Ｘ
−α）（Ｘ−α2）とすると、入力する13個のシンボル
毎に、２シンボルの冗長シンボルを付加する。リードソ
ロモン符号器13-1および13-2は、それぞれ、Ｉ軸及びＱ
軸を構成する信号をQAM変調器14に出力する。Ｉ軸に入
力する信号をｕ、Ｑ軸に入力する信号をｗとする。QAM
変調器14は、自然符号化の信号点配置に変調を行い、伝
送路に変調信号を送出する。QAM復調器15は、伝送路か
ら受入するQAM信号から搬送波を再生し、この搬送波を
用いて復調する。位相の不確定性により、QAM変調器14
のI,Q軸に入力した信号は、QAM復調器15のI,Q軸の出力
信号と必ずしも一致しない。再生搬送波の位相のずれ
が、0,90,180,270度の各々のとき、QAM復調器15の出力
信号は、各々、（I,Q）＝（u,w），（w,），（，
），（,u）となる。QAM復調器15のＩ軸の出力信号
はリードソロモン復号器16-1に、Ｑ軸の出力信号はリー
ドソロモン復号器16-2に導かれる。即ち、リードソロモ
ン復号器16-1には、リードソロモン符号器13-1もしくは
13-2の出力信号がそのままか、ビットが反転した信号が
入力されることになる。リードソロモン復号器16-2も同
様である。リードソロモン符号化器13-1および13-2は同
一の機能を持つので、この誤り訂正符号器／復号器がト
ランスペアレントであるためには、送信した符号語の全
てのビットが反転した場合にも、これが符号語であれば
良い。後述するが、リードソロモン符号化器13-1および
13-2で生成する符号語の生成多項式が、Ｘ＝１を根とし
て持たなければ、全てのビットが反転した場合にも符号
語となる。かくして、リードソロモン復号器16-1および
16-2では、伝送路上で生じた１シンボルの誤りを訂正で
きる。リードソロモン復号器16-1および16-2の出力信号
は、対応する信号系列毎の組として、差動論理復号回路
17-1〜17-4に導かれ、和分演算が行なわれて信号が再生
され、出力端子10-1〜10-8に出力される。
上記実施例では、１シンボル誤りを符号化率87％で実現
できる。同じ遅延時間の条件のもとで、２元BCHを用い
た場合には（15,11）符号となり、符号化率は73％に過
ぎず、本発明により大幅な周波数の有効利用が図れる。
できる。同じ遅延時間の条件のもとで、２元BCHを用い
た場合には（15,11）符号となり、符号化率は73％に過
ぎず、本発明により大幅な周波数の有効利用が図れる。
生成多項式が、Ｘ＝１を根として持たなければ、全ての
ビットが反転した場合にも符号語となることは、次のよ
うに証明される。GF（2s）のリードソロモン符号を考え
る。ｍ＝2s、原始元をαとする。また、ｓビットからな
るシンボルα0〜αm-1のうち、αb＝（1,1,…,1）とす
る。符号語を構成するシンボルの体はGF（２）の拡大体
GF（2s）であり、２・Xi＝０となる。従って、（Xm−
１）＝（Ｘ−１）・（Xm-1＋Xm-2……＋Ｘ＋１）とかけ
る。また、Xm−１は、生成多項式Ｇ（Ｘ）を因数として
含む。従って、Ｇ（Ｘ）がＸ＝１を根として含まなけれ
ば、全ての係数がα0＝（0,…0,1）である多項式（Xm-1
＋Xm-2＋……＋Ｘ＋１）はＧ（Ｘ）を因数として含むの
で、符号語である。全てのビットが１、即ち全ての係数
がαbである信号（αbXm-1＋αbXm-2＋…＋αbX＋αb）
は、αb・（Xm-1＋Xm-2＋…＋Ｘ＋１）と書き直せるの
でＧ（Ｘ）を因数として含み、符号語である。かくし
て、受信信号のビットがすべて反転した信号は、送信し
た符号語Ｓ（Ｘ）に符号語である（αbXm-1＋αbXm-2＋
…＋αbX＋αb）を加えたものであるから符号語とな
る。なお、リードソロモン符号の生成多項式は、 （Ｘ−αi）で与えられるので、Ｘ＝１を根として含ま
ないためには、例えばｒ＝１として、 Ｇ（Ｘ）＝（Ｘ−α）（Ｘ−α2）…（Ｘ−αd-1） とすればよい。ここで、ｄは符号間距離を示す。
ビットが反転した場合にも符号語となることは、次のよ
うに証明される。GF（2s）のリードソロモン符号を考え
る。ｍ＝2s、原始元をαとする。また、ｓビットからな
るシンボルα0〜αm-1のうち、αb＝（1,1,…,1）とす
る。符号語を構成するシンボルの体はGF（２）の拡大体
GF（2s）であり、２・Xi＝０となる。従って、（Xm−
１）＝（Ｘ−１）・（Xm-1＋Xm-2……＋Ｘ＋１）とかけ
る。また、Xm−１は、生成多項式Ｇ（Ｘ）を因数として
含む。従って、Ｇ（Ｘ）がＸ＝１を根として含まなけれ
ば、全ての係数がα0＝（0,…0,1）である多項式（Xm-1
＋Xm-2＋……＋Ｘ＋１）はＧ（Ｘ）を因数として含むの
で、符号語である。全てのビットが１、即ち全ての係数
がαbである信号（αbXm-1＋αbXm-2＋…＋αbX＋αb）
は、αb・（Xm-1＋Xm-2＋…＋Ｘ＋１）と書き直せるの
でＧ（Ｘ）を因数として含み、符号語である。かくし
て、受信信号のビットがすべて反転した信号は、送信し
た符号語Ｓ（Ｘ）に符号語である（αbXm-1＋αbXm-2＋
…＋αbX＋αb）を加えたものであるから符号語とな
る。なお、リードソロモン符号の生成多項式は、 （Ｘ−αi）で与えられるので、Ｘ＝１を根として含ま
ないためには、例えばｒ＝１として、 Ｇ（Ｘ）＝（Ｘ−α）（Ｘ−α2）…（Ｘ−αd-1） とすればよい。ここで、ｄは符号間距離を示す。
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、適宜変
更することができる。例えば、既知の信号パターンを周
期的に送ることにより再生搬送波の位相不確定性を除去
できる場合には、I,Q軸に対して別々に誤り訂正符号器
／復号器を設ける必要は無く、信号点配置を決めるｎ個
の系列をシンボルと見なしてリードソロモン符号化する
ことができる。この場合には、64値QAMではｎ＝６とな
るので、符号長を63とすることができ、１シンボル訂正
を行なうには符号化率を97％にすることができる。２元
BCHを用いたときには、同じ条件のもとで、符号化率は9
0％、リー多元符号を用いても92％であり、周波数利用
効率を改善できる。また、リー符号を用いたときには、
隣接信号点への誤りしか訂正できないので、本発明によ
るQAM方式を用いることにより信頼性を上げることがで
きる。
更することができる。例えば、既知の信号パターンを周
期的に送ることにより再生搬送波の位相不確定性を除去
できる場合には、I,Q軸に対して別々に誤り訂正符号器
／復号器を設ける必要は無く、信号点配置を決めるｎ個
の系列をシンボルと見なしてリードソロモン符号化する
ことができる。この場合には、64値QAMではｎ＝６とな
るので、符号長を63とすることができ、１シンボル訂正
を行なうには符号化率を97％にすることができる。２元
BCHを用いたときには、同じ条件のもとで、符号化率は9
0％、リー多元符号を用いても92％であり、周波数利用
効率を改善できる。また、リー符号を用いたときには、
隣接信号点への誤りしか訂正できないので、本発明によ
るQAM方式を用いることにより信頼性を上げることがで
きる。
或はまた、信号点配置が回転対象配置のQAM通信方式で
は、再生搬送波の位相不確定性の影響が現われる信号位
相平面の象限を決定するI,Q軸の上位各１ビットに対し
てだけ差動符号化／復号化をすれば良い。この場合に
は、再生搬送波の位相不確定性の影響を受けない残りの
下位ビットをまとめてリードソロモン符号化を行なうこ
とができる。
は、再生搬送波の位相不確定性の影響が現われる信号位
相平面の象限を決定するI,Q軸の上位各１ビットに対し
てだけ差動符号化／復号化をすれば良い。この場合に
は、再生搬送波の位相不確定性の影響を受けない残りの
下位ビットをまとめてリードソロモン符号化を行なうこ
とができる。
この様に、誤り訂正符号のトランスペアレンシーを確保
しつつ、リードソロモン符号を用いるという本発明の主
旨を逸脱しない範囲で適宜変更できる。
しつつ、リードソロモン符号を用いるという本発明の主
旨を逸脱しない範囲で適宜変更できる。
以上詳述したように、本発明によれば、誤り訂正機能を
持つ多値QAM通信システムにおいて、従来より格段に周
波数効率を上げることができる。即ち、２元BCH符号を
用いた従来の方式にくらべて、周波数利用効率を格段に
改善できるばかりか、符号器／復号器の数を減らせるこ
とができる。また、多元リー誤り訂正符号に比べて、周
波数利用効率を改善できるばかりで、信頼性を向上せし
めることができる。これは、フェージングのある移動通
信で特に効果が大きい。また本発明によれば、差動符号
化／復号化を用いているときにもトランスペアレンシー
を確保できる多元誤り訂正符号を提供できる。即ち、信
号点配置が自然符号配置である場合には、生成多項式に
Ｘ＝１を因数として持たないリードソロモン符号を使う
ことにより、また、信号点配置が回転対象配置にある場
合はは、I,Q軸の上位各１ビットを除いた信号系列をま
とめることにより、トランスペアレンシーを確保でき
る。
持つ多値QAM通信システムにおいて、従来より格段に周
波数効率を上げることができる。即ち、２元BCH符号を
用いた従来の方式にくらべて、周波数利用効率を格段に
改善できるばかりか、符号器／復号器の数を減らせるこ
とができる。また、多元リー誤り訂正符号に比べて、周
波数利用効率を改善できるばかりで、信頼性を向上せし
めることができる。これは、フェージングのある移動通
信で特に効果が大きい。また本発明によれば、差動符号
化／復号化を用いているときにもトランスペアレンシー
を確保できる多元誤り訂正符号を提供できる。即ち、信
号点配置が自然符号配置である場合には、生成多項式に
Ｘ＝１を因数として持たないリードソロモン符号を使う
ことにより、また、信号点配置が回転対象配置にある場
合はは、I,Q軸の上位各１ビットを除いた信号系列をま
とめることにより、トランスペアレンシーを確保でき
る。
第１図は本発明の実実施例を示す概略構成図である。 11-1乃至11-8……入力端子、12-1乃至12-4……差動論理
回路、13-1,13-2……リードソロモン符号器、14……QAM
変調器、15……QAM復調器、16-1,16-2……リードソロモ
ン復号器、17-1乃至17-4……差動論理復号回路、18-1乃
至18-8……出力端子。
回路、13-1,13-2……リードソロモン符号器、14……QAM
変調器、15……QAM復調器、16-1,16-2……リードソロモ
ン復号器、17-1乃至17-4……差動論理復号回路、18-1乃
至18-8……出力端子。
Claims (2)
- 【請求項１】位相及び振幅がそれぞれ異なるように配置
された2n個の信号点の情報を用いて、情報データの送受
信をするQAM通信システムにおいて、 前記信号点の配置を決定するｎ個の系列の少なくとも一
部をシンボルとして構成された、１以外を根とする生成
多項式に基づいて生成されるリードソロモン符号を用い
て誤り訂正符号化復号化する誤り訂正手段を設けたこと
を特徴とするQAM通信システム。 - 【請求項２】誤り訂正手段は、位相及び振幅を定めるた
めに設けられた直交する２つのＩ、Ｑチャネルの各々に
対して独立に、同一の前記リードソロモン符号を用いて
誤り訂正符号化復号化を行うことを特徴とする請求項１
記載のQAM通信システム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1090623A JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Ｑａｍ通信システム |
| US07/507,303 US5168509A (en) | 1989-04-12 | 1990-04-10 | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
| DE1990609832 DE69009832T2 (de) | 1989-04-12 | 1990-04-12 | Quadratur-Amplituden-Modulations-Kommunikationssystem mit offener Fehlerkorrektur. |
| EP19900107036 EP0392538B1 (en) | 1989-04-12 | 1990-04-12 | Quadrature amplitude modulation communication system with transparent error correction |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1090623A JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Ｑａｍ通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02270442A JPH02270442A (ja) | 1990-11-05 |
| JPH07114419B2 true JPH07114419B2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=14003613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1090623A Expired - Fee Related JPH07114419B2 (ja) | 1989-04-12 | 1989-04-12 | Ｑａｍ通信システム |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0392538B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07114419B2 (ja) |
| DE (1) | DE69009832T2 (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE42643E1 (en) | 1991-03-27 | 2011-08-23 | Panasonic Corporation | Communication system |
| US5600672A (en) | 1991-03-27 | 1997-02-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| USRE39890E1 (en) | 1991-03-27 | 2007-10-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| EP0975171B1 (en) * | 1991-03-27 | 2002-03-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal transmission system |
| USRE40241E1 (en) | 1991-03-27 | 2008-04-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| US6724976B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| US5892879A (en) | 1992-03-26 | 1999-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system for plural data streams |
| US7894541B2 (en) | 1992-03-26 | 2011-02-22 | Panasonic Corporation | Communication system |
| US7302007B1 (en) | 1992-03-26 | 2007-11-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| US6728467B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| US5802241A (en) | 1992-03-26 | 1998-09-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| CA2226489C (en) | 1992-03-26 | 2001-07-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| USRE38513E1 (en) | 1992-03-26 | 2004-05-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
| US5258987A (en) * | 1992-04-16 | 1993-11-02 | At&T Bell Laboratories | Multilevel coding using trellis-coded modulation and reed-solomon codes |
| US5329551A (en) * | 1992-04-16 | 1994-07-12 | At&T Bell Laboratories | Overlapped multilevel codes |
| EP0616454A1 (fr) * | 1993-03-17 | 1994-09-21 | Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. | Système de transmission numérique à multirésolution |
| CA2124711A1 (en) * | 1993-08-24 | 1995-02-25 | Lee-Fang Wei | Concatenated reed-solomon code and trellis coded modulation |
| JPH09153918A (ja) * | 1995-11-30 | 1997-06-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル伝送装置 |
| FR2742611B1 (fr) | 1995-12-19 | 1998-01-16 | Alcatel Telspace | Systeme de codage/decodage utilisant la modulation maq-16 codee en blocs a multiniveaux |
| WO1998056116A2 (en) * | 1997-06-04 | 1998-12-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Data compression and expansion of an in-level information signal |
| FR2819655A1 (fr) * | 2001-01-15 | 2002-07-19 | Cit Alcatel | Procede pour la transmission et la reception de signaux numeriques modules en phase et en amplitude a seize etats |
| EP1878188B1 (en) | 2005-05-04 | 2009-09-16 | Panasonic Corporation | Data transmissions in a mobile communication system employing diversity and constellation rearrangement of a 16 qam scheme |
| EP1908244B1 (en) * | 2005-07-26 | 2012-04-11 | Panasonic Corporation | Bit-operated rearrangement diversity for AICO mapping |
| WO2014091879A1 (ja) * | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5492108A (en) * | 1977-12-29 | 1979-07-21 | Mitsubishi Electric Corp | Lead-solomon code encoding method |
| JPH0642682B2 (ja) * | 1982-09-17 | 1994-06-01 | 日本電気株式会社 | 誤り訂正多値符号化復号化装置 |
| FR2549984B1 (fr) * | 1983-07-29 | 1985-10-18 | Telediffusion Fse | Systeme de correction d'erreurs de signaux numeriques codes en code de reed-solomon |
| US4520490A (en) * | 1983-08-05 | 1985-05-28 | At&T Information Systems Inc. | Differentially nonlinear convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
| US4622670A (en) * | 1984-12-10 | 1986-11-11 | At&T Bell Laboratories | Error-correction coding for multilevel transmission system |
| EP0296828A3 (en) * | 1987-06-22 | 1991-06-05 | Sony Corporation | Method and apparatus for decoding reed-solomon code |
-
1989
- 1989-04-12 JP JP1090623A patent/JPH07114419B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-04-12 EP EP19900107036 patent/EP0392538B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-04-12 DE DE1990609832 patent/DE69009832T2/de not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９８９年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集，第１分冊，論文番号Ａ−１５６，Ａ−１５７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69009832D1 (de) | 1994-07-21 |
| DE69009832T2 (de) | 1994-11-10 |
| EP0392538A3 (en) | 1991-02-27 |
| JPH02270442A (ja) | 1990-11-05 |
| EP0392538B1 (en) | 1994-06-15 |
| EP0392538A2 (en) | 1990-10-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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