JPH0683585B2 - 励磁角制御により過渡応答を改善するようにした誘導モータのサーボ制御システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はサーボモータ制御システム、そして特に広い
速度範囲及び種々の条件に亘つてAC誘導モータを制御す
るためのサーボ制御システムに関するものである。

発明の背景 可変速度電動機が要求される分野において、DCモータは
広い速度範囲及び種々の条件に亘つて正確に制御するこ
とが容易であるため、広く利用されている。DCモータに
おいては巻線電流によりモータトルクを制御するもので
あり、この電流は正確な制御及び所望の動作を実現すべ
く直接測定することができる。

一方、AC誘導モータにおいて、トルクはロータに誘導さ
れた電流の関数であり、それはまたすべり、すなわちロ
ータと、ステータにより誘起された回転磁界との速度差
の関数である。この回転磁界の速度は巻線励磁電流の周
波数より決定される。しかしながらロータ速度はすべり
に基づいてモータに要求されるトルクに関係した大きさ
だけその回転磁界速度から遅れることになる。AC誘導モ
ータのロータ速度の正確な制御は可変トルク条件におい
てはその達成が困難である。したがつてAC誘導モータは
DCモータよりもかなり廉価であることを考慮しても、正
確な速度制御が要求される分野においては概して用いら
れない。

誘導モータの速度に関するサーボ制御に対する従来の一
つの試みは、たとえば米国特許第3593083号及び同第382
4437号において記載された“ベクトル制御法”である。
誘導モータのサーボ制御はモータの空隙中における磁界
条件を検出すること、またはステータ電圧及び電流のベ
クトルから磁界ベクトル値を導き出すことにより達せら
れる。次いでその磁界ベクトル値に従つてインバータが
制御され、モータに対して所望の位相周波数及び振幅を
有する励磁信号が供給される。このシステムの機能は負
荷時の運転速度においてよく発揮されるものであるが、
この試みは低速及び軽負荷における制御能力に乏しいこ
とが欠点である。このような条件下においてモータ中の
磁界は比較的弱いか、または存在しないため正確に検出
することが困難である。計算された磁界ベクトルは積分
することが必要であり、したがつてゼロ速度における有
効な制御情報を提供するものではない。その結果、これ
らのパラメータに基づいた効果的な制御を低速時に実現
することは困難である。さらに低速時における過大な電
力消費は望ましくない加熱をもたらすものである。

モータの速度制御に関する別の試みとしては、さらに19
81年８月31日付でジエームスS.ホワイテツドが出願した
米国特許願第297809号に開示されたものがある。この制
御方法においてはすべり率を特定のモータについて経験
的に決定し、これらのすべり率を用いてサーボ速度制御
のために必要なトルクを発生すべく要求されるすべり及
び振幅値を有する合成正弦波励磁信号を発生するもので
ある。この試みはモータ空隙中の磁界ベクトルを検出す
る必要がないため、運転速度における負荷状態のモータ
を効果的に制御することができる。しかしながらこのシ
ステムは軽量負荷において不安定であつて、振動しやす
いという欠点を持つている。さらにDCモータの性能に比
して過渡制御応答が劣るものである。

この発明の目的は、モータをゼロ速度及び無負荷時を含
む種々の条件下において効果的に制御することができる
誘導モータのためのサーボ制御システムを提供すること
である。

本発明の別の目的は改良された過渡制御応答特性を有す
るモータ制御システムを提供することである。

本発明のさらに別の目的は機械的に安定な制御システ
ム、すなわち一定のシヤフト位置から移動しないような
トルクを生成することができるAC誘導モータのサーボ制
御システムを提供することである。

発明の要約 本発明によれば、特に低速及び軽負荷制御範囲において
過渡誤差信号に応答して瞬間的に増大するすべりを導入
することにより、効果的な誘導モータのサーボ制御が達
成される。その結果、本発明に従つた制御システムは軽
量負荷における機械的安定性を有する誘導モータの制御
を提供する。すなわちモータは一定のロータ位置からの
回転に抗する実質的なトルクを生ずるものである。シス
テムはまた過渡速度変化において要求されるトルクを予
測し、瞬間的にこのようなトルクを生成することができ
る。所望の機械的安定状態を目ざし、システムはオーバ
ーシユートを極小化するためのトルクを予測し、これを
減少もしくは反転する。

好ましい実施例において、ステータ励磁電流にはサーボ
速度誤差信号がその誤差信号範囲の少なくとも下部にお
いて上昇するとき、増大する位相ずれが導入される。し
たがつてサーボ誤差信号の値が上昇すると、トルクの増
大が必要であることを示し、これはステータ電流及びす
べりの通常的な増大を生ずるだけでなく、実際上瞬間的
かつ付加的なすべりを提供する位相ずれを発生するもの
である。この効果はほとんど瞬間的なトルク増加を生
じ、これによつて過渡制御ずれに対する迅速な応答を達
するものである。同様に、サーボ速度誤差信号の減少は
位相ずれの減少をもたらし、これによつて定常状態に達
した後のトルクを瞬間的に減少もしくは逆転させること
ができる。

導入された最大位相ずれは45〜90°の範囲にあり、好ま
しくは90°において最大の効果を得ることができる。定
常状態、軽負荷の条件下においてステータ電流はほとん
ど励磁電流と同期し、小さなトルクしか発生しなくな
る。トルク要求に応答する試みにおいて、システムはス
テータ電流及びすべりを、増大した誤差信号に応答して
増大させるものであるが、ステータ電流と励磁電流との
実質的な同期関係に基づき、トルク増加はほとんど生じ
ない。過渡条件を満たすための比較的高いトルクは本発
明において励磁電流を高いモータトルクが得られるよう
なベクトル（４象限座標）位置に向かつてシフトさせる
ことにより達せられる。

瞬間的なトルク増加量は位相ずれ特性の勾配に左右され
る。軽負荷動作範囲において比較的急峻な勾配を得るた
め、位相は誤差信号範囲の下部における誤差信号の増大
にのみ従つて増大するものである。たとえば位相ずれは
ゼロ誤差信号の場合０°であるが、誤差信号がその最大
値の25％に達するときは、最大位相ずれ（たとえば90
°）まで増大する。大部分の場合、位相ずれ特性は最大
誤差信号の10〜50％の範囲内において最大位相ずれを生
じるようにすれば、これによつて好ましい結果を得るこ
とができる。

詳細な説明 第１図は本発明に従つて三相誘導モータ（12）を制御す
るためのシステムの全体を示すブロツク線図である。モ
ータシヤフトにはタコメータ（14）が結合され、モータ
速度に比例したDC帰還信号を発生するようになつてい
る。タコメータ帰還信号は速度誤差信号を発生すべく、
速度サーボ回路（10）における速度命令信号と比較され
る。システムの残りの部分は、モータを前記速度命令に
より指示された速度を維持するための正確な振幅及び周
波数を有する三相電流により付勢すべく作動するもので
ある。

タコメータ（14）からのモータ速度指示に応答する回路
としてモータ速度パルス列発生器（15）が接続され、こ
れによつてロータ速度に比例したパルス速度を有する直
列的なパルス列からなる“速度パルス列”が提供され
る。パルス発生器（15）はその最も単純な形態におい
て、電圧制御発振器（VCO）を構成し、印加電圧の大き
さに比例した速度において出力パルスを発生するもので
ある。

回路（16）及び（17）は“すべりパルス列”と称する第
２の直列パルス列を発生するものである。回路（16）、
すなわちすべり率発生器（16）は、タコメータ（14）か
らの信号を受けるとともに、その内部に記憶されたすべ
り率を有し、これによつて速度に応じて変化するすべり
率信号を発生する。すべり率はなるべくならモータ毎に
経験的に決定され、速度の関数として変化するように制
御される。大部分の場合においてすべり率は速度の関数
として直線的に増大し、最大トルクを生じる値に対応す
る。

すべり率はトルク要求に比例した値を乗じられ、その積
はすべりに比例したパルス繰返し速度を有する“すべり
パルス列”に変換される。モータにより生起されたトル
クはステータ電流とともに増加し、したがつてステータ
電流はすべり発生器（17）を制御すべく用いることがで
きる。しかしながらステータ電流が速度誤差に比例する
ようなより単純なシステムにおいては、第１図に示した
ようなすべりパルス発生器（17）を制御するために速度
誤差を直接用いることができる。

“速度パルス列”及び“すべりパルス列”はパルス加算
回路（18）において結合される。結合されたパルス列に
おける１秒間当りのパルス数が速度パルス列における１
秒間当りのパルス数より多いかまたは少ない場合、これ
らの差はすべりパルス列における１秒間当りのパルス数
を示すことになる。結合されたパルス列はカウンタ（1
9）に供給され、ここでベクトル位置を示す並列デジタ
ルフオーマツトに変換される。このカウンタが典型的な
８ビツトカウンタであれば、カウンタ出力は256の異な
つたベクトル位置、すなわち０から255まで変化し、さ
らにこれを繰返す出力を有する。

速度サーボ回路（10）の出力から出た速度誤差信号は、
リミツタ回路（20）を経てA/D変換器（21）に供給され
る。このA/D変換器（21）からのデジタル出力は、位相
ずれ数をストアしたPROM（22）にアドレス入力として供
給される。PROM（22）のデジタル出力はデジタル加算回
路（23）に供給され、ここで回転ベクトルを表わす回路
（19）のデジタル出力に対し加減算される。加算器（2
3）の出力は、PROM（23）から供給された位相進みに従
つて位相調整されたデジタルベクトル位置である。位相
進みは後に詳述する速度誤差の関数である。

加算器（23）からの位相調整されたベクトル出力はデジ
タル正弦波をストアしたPROM（24）〜（26）にアドレス
入力として供給される。これらのPROMはデジタルベクト
ル位置のデータを正弦波振幅値に変換するものである。
PROMにストアされた正弦波は互いに120°及び240°だけ
異なつた位相を有し、これによつてPROM（24）〜（26）
の出力が三相交流を構成するようになつている。PROM
（24）〜（26）の出力はそれぞれ掛算DA変換器（27）〜
（29）に送られ、アナログ正弦波に変換される。速度サ
ーボ回路（10）からの速度誤差信号は各掛算DA変換器に
供給され、したがつてこれらの正弦波出力の振幅は速度
誤差の大きさに従つて変化する。すなわち、DA変換器
（27）〜（29）の出力は速度誤差に比例した振幅を有す
る三相アナログ電圧信号である。

DA変換器の出力に現れた速度信号は、ここでPWM（パル
ス幅変調）増幅器（33）〜（35）によつてモータ励磁電
流に変換される。電流検出器（36）〜（38）はモータ
（12）に供給される電流の大きさを検出し、加算結節点
（30）〜（32）に対応する帰還電圧を提供するものであ
る。帰還電圧はDA変換器（27）〜（29）からの電圧出力
と比較され、PWM増幅器を駆動してモータ励磁電流を発
生させるための誤差信号を導き出すものであり、モータ
励磁電流はDA変換器（27）〜（29）の出力に現れた電圧
信号に対応する。

回路動作においてタコメータ（14）は実際のモータ速度
を表わす速度帰還信号を発生し、この信号は速度回路
（10）における速度命令と比較される。この速度サーボ
回路は速度誤差信号を発生し、この誤差信号は基本的に
モータ速度を速度命令に従つて調整すべく要求されるト
ルク要求を表わしている。

モータに供給された三相励磁電流の大きさは掛算DA変換
器（27）〜（29）の作用によりトルク要求に従つて調整
される。またすべりは加算回路（18）における速度パル
ス列とすべりパルス列との和としてトルク要求に応じて
調整される。これによつて励磁電流の周波数及び位相を
制御すべく用いられる回転ベクトルが引き出される。

回転ベクトルはさらに本発明において回転ベクトルに対
し速度誤差またはトルク要求の関数である位相進みを加
えることにより調整される。位相ずれは速度誤差が増大
して回転ベクトルをこれに従つて進めるとき増大する。
位相ずれは極性感度を有し、したがつて正速度誤差の場
合は進み位相ずれとなり、負速度誤差の場合には遅れ位
相ずれとなる。位相ずれはゼロ速度誤差の場合ゼロであ
り、速度誤差がその大きさを増すとき増大する。

位相進みはいくつかの補助的利点を提供する。まず位相
進みは過渡トルク要求条件において瞬間的なすべり変化
を導入する。たとえば速度命令における変化は速度誤差
信号の増大をもたらし、この速度誤差信号が速度誤差に
比例してステータ電流及びすべりを自動的に増大させる
ことによりトルクを生成しようとするものである。さら
に速度誤差信号の増大は回転ベクトルの位相ずれを生
じ、ベクトル位相変化中のすべりのさらなる瞬間的増大
をもたらすものである。同様にシステムが速度命令に対
応する速度に達すると、速度誤差はゼロに向かつて減少
し、これによつて瞬間的な負のすべりをもたらす。この
ように位相ずれの効果は、速度誤差の変化に速やかに応
答するトルクを発生することが要求されるとき、すべり
に対する瞬間的な補助を与えるものであり、速度誤差信
号がゼロまたは逆極性に向かうときそれぞれすべりを減
じ、または逆転させるものである。

位相進みの別の効果はステータ電流の位相を、それがよ
り効果的にトルクを発生し、またはトルク要求に応答し
た妥当な極性を生ずるような位置までシフトさせること
である。第3A図及び第3B図は低トルク及び高トルク条件
において、それぞれ作動する典型的な誘導モータのベク
トル図である。図において回転磁界ベクトルを表わすベ
クトルφは、基準ベクトルとして用いられる。回転磁界
は実質上磁界ベクトルと同期した磁化電流I_mにより生成
される。この回転磁界はロータ及びステータの導体を切
つてそれぞれ電圧E_R及びE_Sを発生する。ロータ電流I_Rは
ロータ内に誘導され、ロータの漏れインダクタンスに基
づいてロータ電圧を遅延させる。ステータ電流I_Sは磁化
電流I_m及び （すなわちステータにおいて変成されたロータ電流I_R）
を供給するものである。

第3A図及び第3B図を比較して明らかな通り、トルクの増
大はステータ電流ISの大きさ及びその位相ずれに対応す
るものである。第3B図において破線ベクトルＩ′Ｓは第
3A図における低トルク条件のステータ電流を表わすため
に付加されたものである。システムが増大したトルク要
求を受けたとき、低トルク条件（第3B図におけるステー
タ電流Ｉ′_Ｓ）において動作している場合、システムは
ステータ電流及びすべりを増加させる。しかしながら位
相進みが存在しない場合、その効果はステータ電流（第
３図におけるステータ電流Ｉ″Ｓ）を直ちに増大するも
のであり、これは正確な大きさを有するが、効果的なト
ルク発生のための正確な位相を有するものではない。や
がてシステムは正確な位相に調整される。しかしながら
本発明に従つたシステムによれば、速度誤差の増加はス
テータ電流及びすべりの増大に加えて位相ずれを提供
し、効果的なトルク発生のための正確な位相位置に比較
的近接した位相を有するステータ電流を生ずるものであ
る。位相進みの結果、システムはトルク要求に応答した
より大きい直接的なトルクを発生する。

位相進みのないシステムにおいては、速度変化中のシス
テムがこれらの条件下におけるロータ及びステータ磁界
ベクトルの不整列に基づくオーバーシユートを補正され
ないことが確認された。しかしながら、位相進みによつ
てシステムは速度オーバーシユートを補正するための正
確なトルク方向を発生するだけでなく、誤差信号におけ
る極性反転のわずかに手前でトルクを予測し、及び反転
しようとするものである。

位相進みは全速度誤差範囲に亘つて展開することができ
るとしても、好ましい結果は第２図に示したような比較
的低い速度誤差範囲内に位相ずれを集中させることによ
り達せられる。好ましい結果は最大誤差信号における15
〜50％の間、なるべくなら25％の最大位相ずれまで進め
ることにより達成することができる。システムが10V誤
差信号（＋10V〜−10V）において動作すると、第２図に
示した特性はリミツタ（20）（第１図）を2.5Vにセツト
することにより達せられる。この構成によれば速度誤差
がゼロから2.5Vに上昇するとき、位相ずれはゼロから最
大位置たとえば90°まで進む。最大誤差の2.5Vを上回る
上昇はそれ以上の位相角の進みを生じない。負の速度誤
差の場合、位相ずれは誤差信号がゼロから−2.5Vまで増
大するとき、ゼロから−90°まで進む。

最大誤差の変化に基づくすべりの瞬間的な増大は、位相
ずれ特性の勾配の１つの関数である。比較的低い速度誤
差範囲において位相ずれを集中させることにより比較的
急峻な勾配を確立し、これによつて比較的大きい瞬間す
べり変化を最も必要とされるときに達成することができ
る。システムは位相進み特性が存在しない重負荷に適し
た制御変化によく対応する。したがつてこれらの位相進
みはなるべくなら低速度及び軽負荷動作に対応する低速
誤差範囲に集中させられる。

用いられるべき最大位相ずれは特定の装備に応じて変化
するものである。最大位相ずれは45〜90°の範囲内にあ
るのが効果的である。大部分の装備において90°の最大
位相ずれが好ましく採用される。

第４図はシステムにおいて位相調整された回転ベクトル
をモータの三相励磁電流に変換する部分、すなわち第１
図における要素（24）〜（38）に対応する部分を示すよ
り詳細なブロツク線図である。

第４図に示した駆動回路はそれぞれ正弦波であつて、順
次120°の電気角だけ位相変位した巻線（11A）、（11
B）及び（11C）のための励磁電流を提供するものであ
る。周波数は“位相調整ベクトル”指示により決定さ
れ、振幅は“速度誤差”により決定される。

すでに述べた通り、ベクトル指示はプログラムブル読出
し専用メモリー（PROM）（24）、（25）及び（26）によ
り正弦波値に変換される。これらのPROMはアドレスとし
てのベクトル位置を受け入れて対応する正弦波値を発生
するようにプログラムされている。これらのPROMはまた
何らかの特定のベクトル指示に応答して互いに120及び2
40°電気角だけ変位した正弦波値を生成するようにプロ
グラムされている。

PROM（24）、（25）及び（26）からのデジタル出力指示
はそれぞれデジタル−アナログ変換器（DAC）（50）、
（90）及び（120）に供給される。これらの変換器はPRO
M中にストアされたデジタル値をアナログ値、すなわち
正弦波に変換するものである。DAC（50）、（90）及び
（120）は出力に別のアナログ信号を乗じることができ
るアナログ掛算型である。速度誤差信号はDACに供給さ
れ、そこで生成された正弦波信号の振幅を制御する。

DAC（50）、（90）及び（120）の出力に現れた信号は順
次120°電気角だけ隔たつた三相合成型正弦波電圧信号
であり、すべりの大きさだけ同期周波数から隔たつた周
波数と速度サーボ回路における速度誤差により制御され
た振幅とを有する。

DAC（50）の出力に現れた正弦波電圧信号は、パルス幅
変調器（51）に供給され、ここでモータの巻線（11A）
を付勢するためのパルス幅電流が生成される。巻線に供
給された電流の大きさは印加電圧に比例するものであ
り、電流回路（52）によつて制御される。

DAC（50）の出力は抵抗（54）及び加算結節点（55）を
介して演算増幅器（53）の入力に接続される。抵抗（5
8）に抵抗（56）及びキヤパシタ（57）の直列回路を並
列接続して構成されたリード回路は、演算増幅器の入出
力間に渡して接続される。この増幅器の出力は比較器
（60）の正入力端子及び比較器（63）の負入力端子に接
続される。比較器（60）の出力はベースドライブ増幅器
（61）を介してトランジスタ（62）のベースに結合され
る。比較器（63）の出力はベースドライブ増幅器（64）
を介してトランジスタ（65）のベースに結合される。

トランジスタ（62）及び（65）はいずれも制御中のモー
タに対する電流要求を扱うことができるように選択され
たNPNパワースイツチングトランジスタからなつてい
る。トランジスタ（62）のコレクタは＋340V電源母線に
接続され、そのエミツタはインダクタ（68）を介して巻
線（11A）に接続される。またトランジスタ（65）のコ
レクタはインダクタ（68）を介して巻線（11A）に接続
され、そのエミツタは接地電位に接続される。かくして
トランジスタ（62）が導通すると巻線（11A）は正の電
源母線に接続されるが、逆にトランジスタ（65）が導通
するとその巻線（11A）は接地電位に接続される。モー
タ巻線と直列接続されたインダクタはリツプル電流及び
関連するモータ加熱を減少させるものである。

トランジスタ（62）及び（65）からインダクタ（68）に
至る共通リード線は、コア中の磁束を検出するように配
置された線型ホール効果検出器を有するフエライトコア
（66）を貫通している。このホール検出器は電流抜取り
増幅器（67）に接続される。電流が導体中を流れるとそ
れはコア（66）内に磁束を生じ、この磁束は増幅器（6
7）に接続されたホール検出器により検出され、さらに
増幅器（67）はリード線を通じた電流に比例する電圧出
力を発生する。

増幅器（67）の出力ラインは加算結節点（55）に帰還接
続される。これによつて電流制御ループを完成するもの
である。より特定すれば増幅器（67）の出力は抵抗（7
2）に抵抗（70）及びキヤパシタ（71）の直列回路を接
続したものからなるリード回路を経て加算結節点（55）
に接続される。リード回路（70）〜（72）及び（56）〜
（58）は急激な信号変化を予測して制御ループにおける
オーバーシユート及びリンギングを減少させるものであ
る。電流ループは速度制御ループ及びベクトル制御ルー
プの範囲内における内部制御ループであり、したがつて
比較的迅速な制御応答を提供すべく比隔的広帯域な特性
を有するように設計することが望ましい。

比較器（60）及び（63）を含むパルス幅変調器（PWM）
（51）は三角波発生器（80）から発生した三角波信号を
受信する。この三角波は1KHz程度の適当な大きさの繰返
し周波数を有するとともに、＋5V〜−5Vのピークツーピ
ーク値を有するものである。三角波発生器（80）からの
三角波はオフセツト回路（81）において＋1Vだけ高めら
れて、＋6V〜−4Vのピークツーピーク値を有する三角波
となり、これは比較器（63）の負入力端子に供給され
る。三角波発生器（80）からの三角波はまたオフセツト
回路（82）において−1Vだけ低くされ、＋4V〜−6Vのピ
ークツーピーク値を有する三角波として比較器（63）の
正入力端子に供給される。

パルス幅変調器の動作は比較器（60）及び（63）に印加
された２つのオフセツト三角波を示す第4A図において図
解されている。印加信号（第４図における増幅器（53）
の出力）がたとえば第4A図の左側に示したように＋2Vの
値を有する場合、比較器（63）は前記印加信号が三角波
より負の値となる期間t₁だけ論理１信号を生成する。ト
ランジスタ（65）はしたがつて期間t₁内だけ導通する。
他方、比較器（60）は印加信号が三角波よりも正の値と
なる期間t₂だけ論理１信号を発生し、これによつてトラ
ンジスタ（62）を導通させる。トランジスタ（62）は、
サイクルの残り部分においては印加信号が三角波信号よ
り正となるため非導通となる。

別の例は第4A図の右側に示すように印加信号が−3Vの値
を有する場合である。この状況において比較器（63）は
期間t₃において論理１となり、トランジスタ（65）を導
通させるが、比較器（60）は期間t₄において論理１信号
を発生し、トランジスタ（62）を導通させるものであ
る。

かくして印加信号が上昇的に正の値となるときは、巻線
を正電源に接続するトランジスタ（62）が各動作周期の
比較的長い上昇部分の間導通し、逆に巻線を接地電位に
接続するトランジスタ（65）は比較的短い上昇期間だけ
導通する。したがつて正の電圧は巻線に流れる電流を増
大させようとする。他方、印加信号が負の値に大きく
（絶対値として）なるとき、トランジスタ（65）の導通
周期が増大し、トランジスタ（62）の導通周期が減少す
る。

第４図から明らかな通り、２個のトランジスタがそれぞ
れ導通する周期の間には常に間隔が存在することに留意
すべきでる。この間隔は回路（81）及び（82）によつて
形成された電圧変位によるものである。すなわちこの間
隔は２個のトランジスタが同時に導通して電源を短絡す
ることがないようにするための短い“死期間“を形成す
るものである。

巻線に供給される電流は電流ループ（52）により、DAC
（50）の出力に現れた印加電圧に比例するように制御さ
せる。DAC（50）の出力が増大すると増幅器（53）の出
力は増大しようとし、これによつてトランジスタ（62）
の導通間隔、すなわち巻線への供給電流が増大する。増
加した電流は増幅器（67）により検出され、これが増幅
器（53）に対する帰還信号を増加せしめ、印加電圧によ
り指示された値への上昇を制限するものである。

同様に、要素（91）〜（112）は巻線（11B）に対し、DA
C（90）の出力に現れた合成正弦波電圧に比例した電流
を供給するための電流制御ループを構成するものであ
り、要素（121）〜（142）は巻線（11C）に対しDAC（12
0）の出力に現れた合成正弦波電圧に比例した電流を供
給するための電流制御ループを形成するものである。

モータ巻線に供給される三相駆動電流は、位相調整され
た回転ベクトルにより決定される速度及び位相において
回転する回転磁界を生ずる。このようなステータ電流は
速度誤差により制御される。

第５図は“回転ベクトル”を実現するため、“速度パル
ス列”及び“すべりパルス列”を発生し、及び結合する
ための好ましい構成を示すブロツク線図である。第４図
において速度パルス列はより大きい確度を達するため、
DCタコメータ（第１図）からだけでなくデジタルエンコ
ーダから引き出される。モータ（12）のロータは、第５
図の左側に示すようにDCタコメータ（14）及びエンコー
ダ（13）に機械的に結合される。DCタコメータは方向の
極性指示を伴なうロータ速度に比例したDC電圧を発生す
るよう常套的に設計されている。エンコーダはロータの
運動をインクリメントとして指示するパルスを発生す
る。

“速度誤差”信号を生成するためのサーボ回路は演算増
幅器（227）を含んでいる。DCタコメータ（14）の一方
のブラシは接地電位に接続され、他方のブラシは抵抗
（220）に抵抗（221）及びキヤパシタ（222）の直列回
路を並列に接続したものからなるリード回路を介して加
算結節点（224）、すなわち増幅器（227）の入力に接続
される。端子（218）は所望のモータ速度を指示する振
幅と、所望の方向を指示する極性とを有するアナログ電
圧型の速度命令を受信する。この端子（218）は抵抗（2
23）及び加算節点（224）を介して増幅器（227）の入力
に接続される。増幅器（227）の入出力間にはキヤパシ
タ（226）に抵抗（225）を直列接続したものからなるリ
ード回路が接続される。回路要素（220）〜（222）、並
びに（225）〜（226）からなるリード回路は帰還回路に
おける急激な変化を予測してオーバーシユート及びリン
キングを減少させるものである。

タコメータは実際のモータ速度及び方向を連続的に指示
する帰還素子として動作する。増幅器（227）及びその
関連要素は加算回路を形成し、これによつてタコメータ
から得られた現実の速度及び方向信号に、端子（218）
の命令信号により指示された所望の速度及び方向を加算
し、その増幅器の出力において“速度誤差”信号と称す
る電位差を発生するものである。すでに述べた通り速度
誤差信号はモータ励磁電流の振幅を制御する。モータの
速度は現実のモータ速度が速度命令により指示された所
望の速度と実質的に等しくなるまでサーボループの態様
において自動的に調整されるものである。

エンコーダ（13）は通常的な設計であり、“速度パルス
列”を発生するためのエンコーダ論理回路（216）に接
続されている。この速度パルス列はモータの１回転当り
“n"個のパルスを含み、モータ回転を指示する方向を持
つている。正弦波励磁電流は読出し専用メモリー（第１
図におけるPROM（24）〜（26））における予備記憶値か
ら合成される。これらのPROMはすでに述べた通り常套的
に８ビツトアドレス、したがつて256の記憶値を用いる
ものである。モータが４極モータであれば180°機械角
は360°電気角となり、したがつて速度パルス列は１回
転当り512個のパルスを含むことになる。概して“n"は
極対数の256倍に等しい。

ベースパルス列が駆動回路を制御すべく直接用いられた
場合、これらの駆動回路はロータ運動と同期した励磁電
流を発生する。誘導モータは励磁周波数を調整するた
め、すべりパルス列のプログラマブル読出し専用メモリ
ー（PROM）（232）に記憶されたすべり率を用いて生成
される。

より特定すれば、抵抗（228）及び（229）はDCタコメー
タ（14）に渡して接続された分圧器を形成し、これによ
つてタコメータ出力をバツフア増幅器（230）で利用す
べく分圧するものである。増幅器（230）の出力はAD変
換器（231）に供給され、そのデジタル出力はPROM（23
2）に供給される。変換器（231）の出力はモータ速度を
示す８ビツト語であり、それはPROM（232）のアドレス
として用いられる。したがつてPROM（232）の出力はモ
ータ速度の関数として選択されるすべり率である。

すべり率はなるべくなら最大トルクを発生する各速度に
おいて数字的因子を決定することにより経験的に決定さ
れる。これはモータを一定速度に維持しつつ、DAC（23
3）に供給された数値を最大トルクに対応した値が見出
されるまで変化することにより行なわれる。

たとえば電圧制御発振器（235）が10V信号に応答した最
大モータ速度のための最大所望すべり周波数を発生する
とともに最大速度誤差信号が10Vであれば、この最大速
度に対応するPROM（232）中のすべり率は1000となる。
この速度の場合の典型的な対応値は0.200である。これ
らの両極端間の値は所望の制御効果を得るため、速度と
ともに直線的に変化することができる。

PROM（232）からのデジタル出力はDA変換器（233）に供
給され、ここでデジタル指示は対応する電圧に変換され
る。変換器（233）は出力別のアナログ信号、この場
合、増幅器（227）の出力から供給されるアナログ信号
を乗ずることができる掛算器型である。したがつて変換
器（233）の出力は速度誤差を乗じられた選択的なすべ
り率を表わすものである。変換器（233）からのこの出
力は電圧制御発振器（235）に供給され、この発振器は
印加電圧の絶対値に比例した繰返し速度を有する“すべ
りパルス列”を発生するものである。

２個のパルス列、すなわちエンコーダ（13）から得られ
たベースパルス列及び発振器（235）により生成された
すべりパルス列は“回転ベクトル”指示を生成するため
のカウンタ（219）に供給される。より特定すれば、エ
ンコーダ論理（216）からの速度パルス列は反一致回路
（236）を通じてカウントダウン論理回路（238）及びカ
ウントアツプ論理回路（239）に伝達される。これらの
論理回路（217）により制御される適当なゲートを含ん
でおり、この４象限検出回路はベースパルス列をカウン
タ（219）の“ダウン”カウント入力または“アツプ”
カウント入力のいずれかに伝達するものである。同様に
発振器（235）からのすべりパルス列は反一致回路（23
7）を経てカウントダウン論理回路（238）及びカウント
アツプ論理回路（239）に伝達される。これらの論理回
路は同様にすべりパルス列を一方または他方のカウンタ
入力に伝達するものである。

反一致回路（236）及び（237）は第５図において破線で
示すように相互接続されている。これらの回路は２個の
パルス列においてパルスが同時に到着した場合にパルス
損失が生じないようにするためのものである。これらの
反一致回路は印加されたパルスを交互に通過させる。す
なわちこれらの回路は一方のパルス列からのパルスを通
過させると、次は他方のパルス列からのパルスを通過さ
せるものである。このようにしてパルスが同時に発生し
た場合のパルス損失を阻止することができる。

カウントダウン及びカウントアツプ論理回路は４象限検
出論理回路（271）により制御される。この論理回路は
ロータ運動の実際の方向を指示するエンコーダ（216）
からの信号及び所望のトルク方向を指示する速度誤差か
ら引き出された信号を受信する。速度誤差はモータにお
いて要求されるトルクの大きさ及び方向を指示する。増
幅器（227）の出力は比較器（234）の正入力に供給さ
れ、その比較器の負入力は接地電位に接続される。比較
器（234）の出力は４象限検出論理回路（217）に接続さ
れ、これに所望のトルクの方向を含む速度誤差の極性を
指示する論理信号を供給するものである。

すべりパルス列及び速度パルス列のための方向情報及び
その通過に関する心理値表は次の通りである。

ロータ回転方向及びトルク方向がいずれも論理１に対応
する場合（心理値表の１行目）、発振器（235）からの
すべりパルス列及びエンコーダ（15）からの速度パルス
列は、いずれもカウントアツプ論理回路（239）を介し
てカウンタ（219）の“アツプ”カウント入力に送られ
る。モータ回転及びトルク方向の双方が論理０に対応す
る場合には、（同表第２行目）、２つのパルス列はカウ
ントダウン論理回路（238）を経てカウンタ（219）の
“ダウン”入力に送られる。このようにして実際のモー
タ方向が所望のトルク方向と同じ場合には、パルス列同
士が加算され（すなわちカウンタが同方向にカウントさ
れる）、これによつてカウンタは速度パルス列のみが供
給された場合より早い完全周期（236ビツト）を通じて
駆動される。

モータの方向が論理０に対応し、トルクの方向が論理１
に対応する場合（心理値表の第３行目）、すべりパルス
列はカウントアツプ論理回路（239）を経て“アツプ”
カウンタ入力に供給され、速度パルス列はカウントダウ
ン論理回路（238）を介して“ダウン”カウンタ入力に
供給される。同様にモータ方向が論理１に対応し、トル
ク方向が論理０に対応する場合（真理値表の最終行）す
べりパルス列は“ダウン”カウンタ入力に伝達され、速
度パルス列は“アツプ”カウンタ入力に伝達される。現
実のモータ方向が所望のトルク方向と異なる場合（速度
変換または方向変化中に生じ得る）、パルス列は互いに
引算され、カウンタのカウント出力は速度パルス列のみ
が加えられた場合より遅くなる。

カウンタ（219）の出力は“回転ベクトル”を指示する
８ビツト語であり、これはデジタル加算回路（23）（第
１図）に供給され、ここで“位相調整ベクトル”を導き
出すために“位相進み”と結合される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従つた制御システムの全体を示すブロ
ツク線図、第２図は好ましい位相進み特性を示す線図、
第3A及び3B図は低トルク条件下における典型的な誘導モ
ータのベクトル図、第４図は誘導モータのための三相励
磁電流を発生するために用いられる駆動回路の比較的詳
細なブロツク線図、第4A図は第４図において用いられた
パルス幅変調を示す線図、第５図は“速度パルス列”と
“すべりパルス列”及び“回転ベクトル”を発生するた
めの回路を示す比較的詳細なブロツク線図である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導モータと、 前記モータのための多相励磁電流を発生するための励磁
   回路手段と、 前記モータの回転速度を検出するための速度検出器と、 現実のモータ速度を所望のモータ速度と比較して前記励
   磁電流の大きさを制御するための誤差信号を引出すよう
   に前記速度検出器及び前記励磁回路手段に接続されたサ
   ーボ回路と、 前記現実のモータ速度からすべり分だけ異なった回転速
   度を有する回転ベクトルを発生して、前記励磁電流の周
   波数及び位相を制御するように前記励磁回路手段に接続
   された回転ベクトル発生手段と、 前記誤差信号が最大値（100％）の50％以下において定
   められた所定の値に達するまでは、その誤差信号の増大
   にともなって位相変位が増大する関数に従って位相変位
   の指示を発生するための進相回路、及び 前記位相変位の指示に従って前記回転ベクトルの位相を
   変位させるためのサーボ制御手段を備え、 前記回転ベクトル発生手段が、 前記モータの現実の速度に対応するパルス繰返し速度を
   有するパルス列を発生するためのモータ速度パルス列発
   生器と、 すべりに応じたパルス列を発生するためのすべりパルス
   列発生器と、 前記２つのパルス列を結合するための加算回路と、 前記結合されたパルス列に応答して対応するデジタル回
   転ベクトルの指示を発生するためのカウンタ を含むことを特徴とする誘導モータのサーボ制御システ
   ム。
2. 【請求項２】前記進相回路は前記誤差信号が最大値の15
   〜50％の範囲内にあるとき最大位相変位の指示を与える
   ものであることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   記載のサーボ制御システム。
3. 【請求項３】前記進相回路は前記誤差信号が最大値の約
   25％であるとき最大位相変位の指示を与えるものである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のサー
   ボ制御システム。
4. 【請求項４】前記進相回路によって与えられた最大位相
   変位の指示が45〜90°の範囲内にあることを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項記載のサーボ制御システム。
5. 【請求項５】前記最大位相変位の指示が約90°であるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第（１）記載のサーボ制
   御システム。
6. 【請求項６】前記励磁回路手段が、 前記回転ベクトル位置に従った正弦波値を発生するため
   の正弦波発生手段、及び 前記正弦波値に従って前記モータに励磁電流を供給する
   ための電流制御回路を含むものであることを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項記載のサーボ制御システム。